JP2010220306A - モータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】コンバータによってインバータの直流側電圧を可変制御可能に構成されたモータの制御装置において、トルク制御性および効率をバランスさせるように矩形波電圧制御におけるコンバータの動作状態を適切に制御する。
【解決手段】矩形波電圧制御によって要求される電圧位相φｖが、昇圧判定位相よりも大きくなるとコンバータに対して昇圧要求が発せされる。モータの必要トルクが大きいときには、昇圧判定位相が低く（φ０）設定されるので、インバータの直流側電圧を早期に昇圧することにより高トルクの確保が容易となることによって、トルク制御性が向上される。一方、モータの必要トルクが小さいときには、昇圧判定位相が高く（φ１）されるので、コンバータをスイッチング損失が低い非昇圧モードで長期間動作させることができる。
【選択図】図９

Description

この発明は、モータの制御装置に関し、より特定的には、直流電圧をインバータにより矩形波電圧に変換して交流モータへ印加するモータの制御装置に関する。

直流電圧を、インバータによって交流電圧に変換して交流モータを駆動制御するモータ駆動システムが一般的に用いられている。たとえば、特開２００４−１８７４０７号公報（特許文献１）には、パルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）制御によるモータ制御を複雑な演算を必要とせずに実現するために、電圧振幅については基本的に一定に保った上で、検出した相電流の電流位相に対する電圧位相が一定の位相差となるように、インバータからモータへ印加される相電圧を制御する構成が記載されている。

また、特開２００８−１１６１９号公報（特許文献２）には、主駆動輪を駆動するエンジンと、副駆動輪を駆動するモータとを備えた四輪駆動車において、モータの駆動力をインバータによって制御する構成が記載されている。特に特許文献２では、インバータが矩形波駆動され、かつ、モータ印加電圧位相がインバータによって制御される制御モードを設けることが記載されている。

さらに、特開２００７−３１８９８１号公報（特許文献３）には、直流電源の電圧を昇圧コンバータで昇圧して電源ラインにシステム電圧を発生させ、このシステム電圧によりインバータを介して交流モータを駆動する電気自動車の制御装置が記載されている。特に特許文献３では、交流モータのトルクが変動しないように、交流モータに流れる電流を電力制御ライン（定トルク曲線）に沿って変化させるトレース制御を実行することで、不快なトルク変動を防止することが記載されている。

特開２００４−１８７４０７号公報 特開２００８−１１６１９号公報 特開２００７−３１８９８１号公報

特許文献２に記載されるような矩形波電圧制御では、交流モータの印加電圧の基本波成分の振幅を高めることができるため、高出力への対応が容易である。また、一般的なＰＷＭ制御と比較して、インバータでの電力用半導体スイッチング素子のオンオフ回数が減少するため、エネルギ効率向上、特に電動車両に搭載された場合には燃費向上に寄与することが知られている。

その一方で、矩形波電圧制御では、電圧振幅が固定されて電圧位相のみが操作量となるので、トルク制御性は相対的にＰＷＭ制御よりも低下する。特に、インバータの直流側電圧がそのままモータ印加電圧の振幅となるので、この電圧に対するトルク変化が直接的に現われる。

したがって、特許文献３に記載されたような、コンバータによってインバータの直流側電圧を可変制御可能に構成された構成では、コンバータによる昇圧要否について矩形波電圧制御との関連から適切に制御することが好ましい。また、コンバータでのスイッチング損失が昇圧動作の実行有無によって変化することについても、モータ駆動効率の面からは考慮に入れることが好ましい。

この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、コンバータによってインバータの直流側電圧を可変制御可能に構成されたモータの制御装置において、トルク制御性および効率をバランスさせるように矩形波電圧制御におけるコンバータの動作状態を適切に制御することである。

この発明によるモータの制御装置は、コンバータと、インバータと、演算手段と、設定手段と、判定手段とを備える。コンバータは、直流電源の出力電圧を昇圧せずに出力する第１の動作モードおよび、直流電源の出力電圧を昇圧して出力する第２の動作モードを有するように制御される。インバータは、コンバータからの直流電圧を、交流モータを駆動するための交流電圧に変換するように構成される。演算手段は、交流モータがトルク指令値に従ったトルクを出力するように、インバータから交流モータへ印加される矩形波電圧の電圧位相を演算する。設定手段は、コンバータでの昇圧要否を判定するための判定位相を、交流電動機の動作状態に応じて可変に設定する。判定手段は、演算された電圧位相と判定位相との比較に基づいて、コンバータを第１および第２のモードのいずれで動作させるかを判定する。

本発明によれば、コンバータによってインバータの直流側電圧を可変制御可能に構成されたモータの制御装置において、トルク制御性および効率をバランスさせるように矩形波電圧制御におけるコンバータの動作状態を適切に制御することである。

本発明の実施の形態に従うモータの制御装置により制御されるモータ駆動システムの全体構成図である。 本発明の実施の形態によるモータ駆動システムで用いられるインバータでの電力変換についての３つの制御モードを説明する概念図である。 矩形波電圧制御モードにおける電圧位相と出力トルクとの関係を示す概念図である。 矩形波電圧制御モードにおけるシステム電圧の変化に対応した電圧位相−出力トルク特性の変化を説明する概念図である。 本実施の形態による矩形波電圧制御の制御処理手順を説明するフローチャートである。 昇圧判定位相の設定を説明する概念図である。 図５に示した昇圧判定位相の設定処理の詳細を説明するフローチャートである。 比較例および本実施の形態でのトルク制御動作の違いを説明する概念図である。 本実施の形態による矩形波電圧制御でのトルク制御動作を説明する概念図である。

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。

（全体構成）
図１は、本発明の実施の形態に従うモータの制御装置により制御されるモータ駆動システムの全体構成図である。

図１を参照して、モータ駆動システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流モータＭ１とを備える。

交流モータＭ１は、たとえば、ハイブリッド自動車または電気自動車等の電動車両の駆動輪を駆動するためのトルクを発生する駆動用電動機である。すなわち、本実施の形態では、電動車両は、エンジンを搭載しない電気自動車を含め、車輪駆動力発生用の電動機を搭載する車両全般を含むものである。なお、交流モータＭ１は、一般的には、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成される。また、この交流モータＭ１は、ハイブリッド自動車では、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよい。さらに、交流モータＭ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池、燃料電池や電気二重層キャパシタ、あるいは、これらの組合せから成る。システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６との間に接続され、システムリレーＳＲ２は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。

平滑コンデンサＣ１は、電力線６およびアース線５の間に接続される。電圧センサ１０は、平滑コンデンサＣ１の両端の電圧、すなわち電力線６の直流電圧ＶＬを検出し、検出した電圧を制御装置３０へ出力する。

コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。

電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。

リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接
続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。

インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とから成る。各相アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

各相アームの中間点は、交流モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、交流モータＭ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

コンバータ１２は、昇圧動作時（昇圧モード）には、直流電源Ｂからの直流電圧ＶＬを昇圧した直流電圧（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）をインバータ１４へ供給する。あるいは、コンバータ１２は、双方向に電圧変換可能であり、ＶＨ＞ＶＬの状態とした上で、平滑コンデンサＣ０を介してインバータ１４から供給された直流電圧（システム電圧）を降圧して直流電源Ｂを充電することも可能である。昇圧モードでは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２にそれぞれ応答して制御される。

また、スイッチング素子Ｑ１をオン固定し、スイッチング素子Ｑ２をオフ固定した非昇圧動作モードでは、電源ライン６および７が電気的に接続されて、ＶＨ＝ＶＬとされる。この際には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフが固定されるので、オンオフに伴うスイッチング損失の発生が回避されることによって、コンバータ１２を高効率で動作させることができる。

平滑コンデンサＣ０は、コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわちシステム電圧ＶＨを検出し、検出した電圧を制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、交流モータＭ１のトルク指令値が正（Ｔｑｃｏｍ＞０）の場合には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により、平滑コンデンサＣ０から供給される直流電圧ＶＨを適切なモータ印加電圧（交流電圧）に変換して正のトルクを出力するように交流モータＭ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流モータＭ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧ＶＨを適切なモータ印加電圧（交流電圧）に変換してトルクが零になるように交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、モータ駆動システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を、平滑コンデンサＣ０を介してコンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流を検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流モータＭ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流モータＭ１の回転数を算出する。なお、回転数は、単位時間当たりの回転数（代表的にはｒｐｍ）を意味する。

制御装置３０は、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリを内蔵した電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、当該メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、各センサによる検出値を用いた演算処理を行なう。制御装置３０は、このような演算処理により、交流モータＭ１が上位ＥＣＵからの動作指令に従って運転されるように、モータ駆動システム１００の動作を制御する。なお、制御装置３０の少なくとも一部は、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。

具体的には、制御装置３０は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出された直流電圧ＶＬ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θに基づいて、後述する方法により交流モータＭ１がトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、平滑コンデンサＣ０の出力電圧ＶＨをフィードバック制御し、出力電圧ＶＨが電圧指令値となるようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

また、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを上位ＥＣＵから受けると、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２へ供給する。

さらに、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、コンバータ１２へ出力する。これにより、交流モータＭ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。

さらに、制御装置３０は、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオン／オフするための信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。

（制御構成）
次に、制御装置３０によって制御される、インバータ１４における電力変換について詳細に説明する。

図２に示すように、本発明の実施の形態によるモータ駆動システム１００では、インバータ１４における電力変換について３つの制御モードを切換えて使用する。

正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオンオフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、ハイレベル期間およびローレベル期間の集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティ比が制御される。周知のように、正弦波ＰＷＭ制御では、交流モータＭ１に印加される線間電圧の基本波成分（実効値）をインバータ入力電圧の０．６１倍程度までしか高めることができない。以下、本明細書では、インバータ１４の直流側電圧（すなわち、システム電圧ＶＨ）に対する交流モータＭ１の線間電圧の基本波成分（実効値）の比を「変調率」と称することとする。

一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流モータＭ１に印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。

過変調ＰＷＭ制御は、電圧指令の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませることによって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。

交流モータＭ１では、回転速度や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨには限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。

したがって、交流モータＭ１の動作状態に応じて、モータ電流のフィードバックによってモータ印加電圧（交流）の振幅および位相を制御する、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御によるＰＷＭ制御モード、および、矩形波電圧制御モードのいずれかが選択的に適用される。なお、矩形波電圧制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるため、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行される。

図２に示した制御モードのいずれを用いるかについては、基本的には、実現可能な変調率の範囲内で決定されるが、インバータでの効率改善の観点から、必要な変調率が低い動作範囲においても矩形波電圧制御モードを積極的に適用することも可能である。

図３に示すように、矩形波電圧制御時には矩形波電圧の電圧位相φｖを変化させることによって、交流モータＭ１の出力トルクが制御される。すなわち、力行動作（正トルク出力）時には、電圧位相を進める（大きくする）ことによって力行トルクを増大することができ、回生動作（負トルク出力）時には、電圧位相φｖを遅らせる（小さくする）ことによって回生トルクを増大することができる。

したがって、トルク指令値に対するトルク偏差に応じて電圧位相を調整するフィードバック制御および／または事前に求めた電圧位相−出力トルク特性に従ってトルク指令値に対応する電圧位相を求めるフィードフォワード制御によって、矩形波電圧制御が可能であることが理解される。

図４を参照して、交流モータＭ１の出力トルクは、電圧位相φｖのみならず、システム電圧ＶＨ（すなわち矩形波電圧の振幅）によっても変化する。具体的には、同一の電圧位相φｖに対して、システム電圧ＶＨの上昇に従って出力トルクの絶対値が増加する特性を示す。したがって、高トルクの要求時には、コンバータ１２による昇圧動作によって、システム電圧ＶＨを昇圧することにより、同一の電圧位相制御範囲に対する出力トルクを確保することができる。

一方、上述のように、コンバータ１２では、非昇圧モード（ＶＨ＝ＶＬの動作モード）では、スイッチング損失が低減するため効率が高くなる。これに対して、コンバータ１２を昇圧動作（ＶＨ＞ＶＬ）させると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２でのスイッチング損失によって、コンバータ１２の効率が相対的に低下する。

システム電圧ＶＨについては、少なくとも交流モータＭ１の誘起電圧よりも高電圧に設定する必要がある。一方で、交流モータＭ１の誘起電圧が低くても、出力トルクを確保するために、システム電圧ＶＨを上昇させる必要が生じることがある。したがって、最終的には、交流モータＭ１の誘起電圧から要求される電圧と、トルク制御から要求される電圧とのうちの最高電圧に従って、システム電圧ＶＨの指令値が設定される。

このため、上述のように、電動車両の燃費向上の観点から、モータ駆動効率向上のために、交流モータＭ１を高速域以外でも矩形波電圧制御によって駆動制御するケースでは、交流モータＭ１の誘起電圧が低くなるため、交流モータＭ１のトルク制御状況に対応させて、コンバータ１２を昇圧モード（ＶＨ＞ＶＬ）および非昇圧モード（ＶＨ＝ＶＬ）のいずれで動作させるかを選択することが好ましい。

図５には、制御装置３０によって実行される、本実施の形態による矩形波電圧制御の制御処理手順を説明するフローチャートが示される。図５に示した各ステップの処理は、制御装置３０によるハードウェアおよび／またはハードウェア処理によって実現されるものとする。

図５を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１００では、トルク指令値Ｔｑｃｏｍを取得するとともに、ステップＳ１１０により、モータ状態を示すセンサ値を取得する。このセンサ値は、代表的には、図１に示された電流センサ２４および回転角センサ２５の出力信号である。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ１２０では、ステップＳ１１０で取得されたセンサ値およびステップＳ１００で取得されたトルク指令値Ｔｑｃｏｍに基づいて、交流モータＭ１の出力トルクがトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従ったものとなるように、矩形波電圧の電圧位相φｖを演算する。電圧位相φｖの演算は、交流モータＭ１の出力トルク（推定値／測定値）とトルク指令値Ｔｑｃｏｍとの偏差に基づくフィードバック制御および／またはトルク指令値Ｔｑｃｏｍの変化に対応させたフィードフォワード制御によって実現することができる。すなわち、制御装置３０によるステップＳ１２０の処理は「演算手段」に対応する。

制御装置３０は、ステップＳ１３０では、コンバータ１２での昇圧要否を判定するための昇圧判定位相φｎを可変に設定する。すなわち、制御装置３０によるステップＳ１３０の処理は「設定手段」に対応する。ここで、図６および図７を用いて、昇圧判定位相φｎの設定について説明する。

図６を参照して、本実施の形態による矩形波電圧制御では、昇圧判定位相φｎは、一定値に固定されるのではなく、交流モータＭ１の動作状態に応じて可変に設定される。たとえば、必要トルクの大きさに応じて昇圧判定位相φｎが可変に設定される。以下では、一例として、目標トルク（トルク指令値Ｔｑｃｏｍ）の変更時におけるトルク偏差ΔＴによって必要トルクの大小を判断するものとする。

図６の例では、トルク偏差ΔＴ＜Ｔ１の場合には、φｎ＝φ１に設定される一方で、ΔＴ＞Ｔ２の場合にはφｎ＝φ０に設定される。また、Ｔ１＜ΔＴ＜Ｔ２の場合には、位相φ１およびφ２の間を線形補間するように昇圧判定位相φｎが設定される。

ここで、φ１＞φ０であるので、トルク偏差が大きいほど、昇圧判定位相φｎを相対的に低く設定できる。すなわち、出力トルクが低い電圧位相側に、昇圧判定位相φｎを設定できる。

たとえば図７に示したフローチャートに従って、図６に示した昇圧判定位相の設定が実現される。

図７は、図５のステップＳ１３０での処理を詳細に説明するフローチャートである。
図７を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１３２では、トルク偏差ΔＴ＜Ｔ１であるかどうかを判定する。そして、ΔＴ＜Ｔ１のときには、ステップＳ１３４により、ΔＴ＞Ｔ２であるかどうかがさらに判定される。

制御装置３０は、ΔＴ＜Ｔ１のとき（Ｓ１３２のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１３５により、φｎ＝φ１に設定する一方で、ΔＴ＞Ｔ２のとき（ステップＳ１３４のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１３７により、φｎ＝φ０に設定する。さらに、制御装置３０は、ステップＳ１３４のＮＯ判定時、すなわちＴ１≦ΔＴ≦Ｔ２のときには、ステップＳ１３６により、φ０〜φ１の間で線形補間するようにφｎを設定する。

再び図５を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１４０では、ステップＳ１２０で演算された電圧位相φｖと、ステップＳ１３０で設定された昇圧判定位相φｎとを比較する。そして、電圧位相φｖが昇圧判定位相φｎよりも大きいとき、すなわち昇圧判定位相よりも、出力トルクが大きい領域の電圧位相が要求されている場合には、制御装置３０は、ステップＳ１５０に処理を進めて、コンバータ１２に対してＶＨ昇圧要求を生成する。

ＶＨ昇圧要求の発生時には、システム電圧ＶＨの電圧指令値が上昇されることによって、非昇圧モード（ＶＨ＝ＶＬ）で動作しているコンバータ１２が、昇圧モード（ＶＨ＞ＶＬ）に切換えられる。あるいは、既に昇圧モードで動作しているコンバータ１２に対しては、システム電圧ＶＨの電圧指令値がさらに上昇される。

その一方で、φｖ≦φｎのとき（Ｓ１４０のＮＯ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ１４０の処理をスキップする。すなわち、ステップＳ１５０によるＶＨ昇圧要求は生成されない。したがって、コンバータ１２が非昇圧モードで動作している場合には、スイッチング損失の少ない当該非昇圧モードが維持される。コンバータ１２が昇圧モードで動作しているときには、その電圧指令値ＶＨが現在値に維持されるか、または、非昇圧モードへの切換えが指示される。すなわち、制御装置３０によるステップＳ１４０，Ｓ１５０の処理は、「判定手段」に対応する。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ１６０では、ステップＳ１２０で演算された電圧位相φｖに従ってインバータ制御（矩形波電圧制御）を実行し、ステップＳ１７０では、ステップＳ１５０でのＶＨ昇圧要求の生成有無を反映して、コンバータ１２を昇圧モードおよび非昇圧モードのいずれかで制御する。

次に図８を用いて、比較例および本実施の形態でのトルク制御動作の違いを説明する。
図８を参照して、特性線５００は、コンバータ１２を非昇圧モードで動作させたときにシステム電圧ＶＨ（ＶＨ＝ＶＬ）における電圧位相φｖ−トルク特性を示す。同様に、特性線５１０には、ＶＨ昇圧要求生成に応答したシステム電圧ＶＨの上昇後における電圧位相−トルク特性が示される。

図８では、出力トルク＝Ｔａの状態からトルクをΔＴ増加させるようにトルク指令値が設定されたケースが示される。この際に、昇圧判定位相φｎ＝φ１に固定した比較例による矩形波電圧制御では、トルク軌跡５５０に示されるように、トルク偏差に応じて電圧位相φｖが制御周期毎に大きく設定されていく中で、φｖ≦φ１の間はコンバータ１２が非昇圧モードで動作され、φｖ＞φ１になるとコンバータ１２が昇圧モードで動作される。

すなわち比較例では、トルク偏差ΔＴが大きいにもかかわらず、コンバータ１２が非昇圧モードで動作される期間が長いため、システム電圧ＶＨの上昇によるトルク確保が間に合わず、電圧位相φｖが上限値φｌｉｍに達してしまった後にトルク指令値に従ったトルク偏差ΔＴが解消されるようにトルクが制御される。このため、制御応答性に問題が残る。

これに対して、トルク軌跡５６０は、本実施の形態に従って、トルク偏差ΔＴが大きい場合には昇圧判定位相φｎを低く設定したときの制御動作を示す。これによれば、電圧位相φｖが比較的小さい状態からコンバータ１２に昇圧要求を発生するため、早期にシステム電圧を上昇させてトルクを確保することが可能となる。この結果、電圧位相φｖが上限値φｌｉｍに達することなく、円滑にトルク偏差ΔＴを解消するためのトルク制御が可能となることが理解される。

図９には、本実施の形態による昇圧判定位相を可変設定する矩形波電圧制御におけるトルク偏差の違いによるトルク制御動作の違いが示される。

図９を参照して、トルク軌跡６００は、出力トルクＴａからＴｃまで上昇させる際のトルク制御を示すものであり、図８のトルク軌跡５６０と同様に、トルク偏差ΔＴが大きいとき（図６の例では、ΔＴ＞Ｔ２）のときの制御動作に対応する。

このときには、必要トルクが大きいと判断されることから、昇圧判定位相φｎが低く（φｎ＝φ０）設定されるので、電圧位相φｖが小さい領域からコンバータ１２に対してＶＨ昇圧要求が発生される。この結果、電圧位相φｖを上限値φｌｉｍの近傍まで大きくさせることなく、トルク制御を円滑に行なうことができる。

その一方で、トルク軌跡６１０は、出力トルクＴａからＴｂまで上昇させる際のトルク制御を示すものであり、トルク軌跡６００とは異なり、必要トルクが比較的小さい（図６の例では、ΔＴ＜Ｔ１）のときの制御動作に対応する。このときには、昇圧判定位相φｎが相対的に高く（φｎ＝φ１）設定されるので、コンバータ１２の非昇圧モードでの動作範囲が広くなる。これにより、トルク確保のための昇圧が不要であることに対応させて、
スイッチング損失が低減されるようにコンバータ１２を制御できる。この結果、モータ駆動システム１００の効率上昇、ひいてはモータ駆動システム１００を搭載する電動車両の燃費向上を図ることが可能となる。

このように、本実施の形態による交流モータの矩形波電圧制御では、コンバータ１２に対して昇圧要求を発生するか否かを判定する昇圧判定位相を交流モータＭ１の動作状態、好ましくは必要トルクに応じて可変に設定することとしたので、トルク制御性および効率をバランスさせるように矩形波電圧制御におけるコンバータの昇圧モード／非昇圧モードを適切に選択することができる。

なお、以上の説明では、目標トルク（トルク指令値Ｔｑｃｏｍ）の変更時におけるトルク偏差ΔＴによって必要トルクの大小を判断したが、この他の定義に従って必要トルクを評価してもよい。あるいは、直接的に交流モータＭ１のトルク制御状態を評価するのではなく、交流モータＭ１への出力要求に係るパラメータ、たとえば、交流モータＭ１を車両駆動力発生用モータとして搭載する電動車両でのアクセル操作量等に応じて、昇圧判定位相φｎを可変に設定してもよい。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

５ アース線、６，７ 電力線、１０，１３ 電圧センサ、１０♯ 直流電圧発生部、１２ コンバータ、１４ インバータ、１５ Ｕ相アーム、１６ Ｖ相アーム、１７ Ｗ相アーム、２４ 電流センサ、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置（ＥＣＵ）、１００ モータ駆動システム、５００ 特性線（昇圧前）、５１０ 特性線（昇圧後）、５５０，５６０，６００，６１０ トルク軌跡、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ 逆並列ダイオード、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ 三相電流（モータ電流）、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流モータ、Ｑ１〜Ｑ８ 電力用半導体スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ８ スイッチング制御信号、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー、Ｔｑｃｏｍ トルク指令値、ＶＨ 直流電圧（システム電圧）、ＶＬ 直流電圧、ΔＴ トルク偏差、θ ロータ回転角、φｌｉｍ 電圧位相上限値、φｎ 昇圧判定位相、φｖ 電圧位相。

Claims (1)

1. 直流電源の出力電圧を昇圧せずに出力する第１の動作モードおよび、前記直流電源の出力電圧を昇圧して出力する第２の動作モードを有するように制御されるコンバータと
   前記コンバータからの直流電圧を、交流モータを駆動するための交流電圧に変換するように構成されたインバータと、
   前記交流モータがトルク指令値に従ったトルクを出力するように、前記インバータから前記交流モータへ印加される矩形波電圧の電圧位相を演算するための演算手段と、
   前記コンバータでの昇圧要否を判定するための判定位相を、前記交流電動機の動作状態に応じて可変に設定するための設定手段と、
   演算された前記電圧位相と前記判定位相との比較に基づいて、前記コンバータを前記第１および前記第２のモードのいずれで動作させるかを判定するための判定手段とを備える、モータの制御装置。

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