JP2010175333A - Power amplifier - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a power amplifier using a compound semiconductor device which can limit the sending of an unnecessary signal in the vicinity of the duration of pulse amplification operation. <P>SOLUTION: The power amplifier 100 interrupts power supply to a high-frequency amplifier 11 performing power amplification by a power supply control transistor 21. A discharge transistor 31 discharges electric charges remaining in the power supply control transistor 21 and the high-frequency amplifier 11 synchronously with the power supply interruption by the power supply control transistor 21. <P>COPYRIGHT: (C)2010,JPO&INPIT

Description

本発明は、高周波(RF)パルス信号を増幅する電力増幅器に関する。   The present invention relates to a power amplifier for amplifying radio frequency (RF) pulse signals.

高周波信号を増幅する電力増幅器を用いるシステムとしてレーダシステムがある。近年、LバンドからXバンドの周波数帯を用いるパルスレーダの分野においては、マグネトロン、クライストロン等の電子管を使用した送信機から、増幅デバイスにトランジスタを使用した固体化送信機への移行が進んでいる。
また、無線通信システムの分野では、携帯電話基地局、ワイヤレスLANなどの通信インフラの整備にともない、LバンドからXバンドの周波数帯において、LD MOS FET(Lateral Doped Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor)、GaAs FET、GaAs HEMT(High Electron Mobility Transistor)、GaN HEMTなどの化合物半導体デバイスが開発され、B級又はAB級で動作する線形電力増幅器が普及してきた。
A radar system is a system that uses a power amplifier that amplifies a high-frequency signal. In recent years, in the field of pulse radar using an L-band to X-band frequency band, there has been a shift from transmitters using electron tubes such as magnetrons and klystrons to solid-state transmitters using transistors as amplification devices. .
Also, in the field of wireless communication systems, LD MOS FETs (Lateral Doped Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistors) in the frequency band from L band to X band in line with the development of communication infrastructure such as mobile phone base stations and wireless LANs. Compound semiconductor devices such as GaAs FETs, GaAs HEMTs (High Electron Mobility Transistors), and GaN HEMTs have been developed, and linear power amplifiers operating in class B or class AB have become widespread.

特開平10−322144号公報Japanese Patent Laid-Open No. 10-322144 特開2000−031753号公報JP 2000-031753 A

ところで、パルスレーダ用途における電力増幅回路のB級又はAB級による動作では、RFパルス信号が出力されていない間もドレイン電流が流れ続けるため、電力効率の低下や無駄な発熱の要因となる。この要因を取り除くために、RFパルス信号の出力時に限ってドレイン電流を流して増幅動作を行い、それ以外の時間はドレイン電流を停止する制御が行われている。その制御方法には一般的には二通りの方法がある。   By the way, in the operation by the class B or class AB of the power amplifying circuit in the pulse radar application, the drain current continues to flow even when the RF pulse signal is not output. In order to remove this factor, control is performed so that the drain current is allowed to flow only when the RF pulse signal is output and the amplification operation is performed, and the drain current is stopped during the other times. There are generally two control methods.

第一の方法が図8に示されるブロック図による電力増幅回路200を用いたゲート制御方式による方法である。RFパルス信号の入力に先立ち、高周波増幅素子11(化合物半導体デバイス)に最適なゲート・ソース間電圧を印加することにより増幅動作を行う。RFパルス信号の入力が終了すると、高周波増幅素子11のゲート・ソース間電圧をピンチオフ電圧とし増幅動作を停止させる。この時、高周波増幅素子11にはドレイン電流は流れておらず電力効率を改善できる。このゲート制御方式は、ドレイン電源を高周波増幅素子11のドレインに直接供給しているため、電源供給線路における熱損失がほとんどなく、C級動作に近い電力効率を得ることができる。   The first method is a gate control method using the power amplifier circuit 200 according to the block diagram shown in FIG. Prior to the input of the RF pulse signal, an amplification operation is performed by applying an optimum gate-source voltage to the high-frequency amplification element 11 (compound semiconductor device). When the input of the RF pulse signal is completed, the amplifying operation is stopped by setting the gate-source voltage of the high-frequency amplifying element 11 to the pinch-off voltage. At this time, no drain current flows through the high frequency amplifying element 11 and power efficiency can be improved. In this gate control system, drain power is directly supplied to the drain of the high-frequency amplifying element 11, so that there is almost no heat loss in the power supply line, and power efficiency close to class C operation can be obtained.

しかしながら、高周波増幅素子11のゲート・ソース間には寄生容量や発振防止用のコンデンサ(「ゲートチャージ」という。)が内包されている。そのため、高速に動作状態を切り換える場合には、このゲートチャージを高速に充放電するために大きなゲート電流を流す必要がある。この充放電を行う高周波増幅素子11では、ゲート電流が制限されている場合がある。また、高周波増幅素子11のワイヤーやパッケージにおける寄生インダクタンスによって急激に変化するゲート電流が制限されることになる。これにより、急峻な電流の変化に対応して高周波増幅素子11の動作状態を切り換えることが困難となり、切り換えの応答速度が低下することになる。   However, a parasitic capacitance and a capacitor for preventing oscillation (referred to as “gate charge”) are included between the gate and the source of the high-frequency amplifying element 11. Therefore, when the operating state is switched at high speed, it is necessary to flow a large gate current in order to charge and discharge the gate charge at high speed. In the high-frequency amplification element 11 that performs this charge / discharge, the gate current may be limited. In addition, the gate current that changes rapidly due to the parasitic inductance in the wire or package of the high-frequency amplifying element 11 is limited. As a result, it becomes difficult to switch the operating state of the high-frequency amplifying element 11 in response to a steep current change, and the switching response speed is reduced.

パルスレーダ用途においては、高周波増幅素子11をRFパルス信号が入力される時点に対して、ゲートチャージが充電するのに必要な時間だけ先行して活性化させることができる。この活性化処理として高周波増幅素子11のゲート・ソース間電圧をピンチオフ電圧からバイアス電圧に移行することにより、増幅動作に移行する時の問題を解決できる。問題となるのは、RFパルス信号の入力を終了して増幅動作を終了させる時、すなわち高周波増幅素子11のゲート・ソース間電圧をバイアス電圧からピンチオフ電圧に移行する時である。RFパルス信号の送出が終了した直後より反射波の受信を開始するパルスレーダにおいては、目標物からの反射波を受信する際に送信部から出力されるノイズによる影響を回避しなければならない。そのため、可能な限り早くゲートチャージの電荷の残留を放電し、増幅動作を停止することが必要になる。しかし高速化を阻む要因が高周波増幅素子11の内部構造に依存するため、高速に放電する手段は確立されていない。   In the pulse radar application, the high-frequency amplifying element 11 can be activated in advance of the time required for the gate charge to be charged with respect to the time when the RF pulse signal is input. As the activation process, the gate-source voltage of the high-frequency amplification element 11 is shifted from the pinch-off voltage to the bias voltage, whereby the problem at the time of shifting to the amplification operation can be solved. The problem arises when the input of the RF pulse signal is terminated and the amplification operation is terminated, that is, when the gate-source voltage of the high-frequency amplifier 11 is shifted from the bias voltage to the pinch-off voltage. In the pulse radar that starts receiving the reflected wave immediately after the transmission of the RF pulse signal is completed, it is necessary to avoid the influence of noise output from the transmission unit when receiving the reflected wave from the target. For this reason, it is necessary to discharge the residual charge of the gate charge as soon as possible and stop the amplification operation. However, since the factor that hinders the speeding up depends on the internal structure of the high frequency amplifying element 11, no means for discharging at high speed has been established.

第二の方法が図9に示されるブロック図による電力増幅回路210を用いたドレイン制御方式による方法である。RFパルス信号の入力に先立ち、高周波増幅素子11のドレイン電源を供給し増幅動作を行う。RFパルス信号が終了するとそのドレイン電源の供給を停止する。高周波増幅素子11のゲートには常に所望のバイアス電圧が印加されるが、ドレイン電源が供給されない間はドレイン電流(Id)が流れないため、電力効率を改善できる。このドレイン電源の制御を実現するために電源供給線路に挿入される電源制御トランジスタ21は、電力消費を抑圧するため、「ON(オン)」抵抗の低いものが選定される。   The second method is a drain control method using the power amplifier circuit 210 according to the block diagram shown in FIG. Prior to the input of the RF pulse signal, the drain power supply of the high frequency amplifying element 11 is supplied to perform an amplifying operation. When the RF pulse signal ends, the supply of drain power is stopped. Although a desired bias voltage is always applied to the gate of the high-frequency amplifying element 11, since the drain current (Id) does not flow while the drain power is not supplied, the power efficiency can be improved. In order to control the drain power supply, the power supply control transistor 21 inserted in the power supply line is selected to have a low “ON” resistance in order to suppress power consumption.

またドレイン制御方式は、ゲート制御方式に比べ、この電源制御トランジスタ21を挿入することで、ゲート・ソース間電圧や制御の異常などに対してドレイン電源供給を停止し、高価な高周波増幅素子11を保護できる利点がある。
ドレイン制御方式においても高速にスイッチングする場合には、高周波増幅素子11のドレイン・ソース間静電容量(アウトプットキャパシタ)と、回路に接続されたコンデンサ17の充放電をする必要がある。パルスレーダ用途においては、ドレイン電源をRFパルス信号が入力される時点からアウトプットキャパシタや接続されたコンデンサ17を充電するのに必要な時間先行して供給することで、増幅動作に移行する時の問題を立ち上がりについては解決できる。問題はRFパルス信号の入力が終了して高周波増幅素子11へのドレイン電源の供給を停止し、アウトプットキャパシタと接続されたコンデンサ17に残留する電荷を放電する時である。すでにRFパルス信号の入力は終了しており、高周波増幅素子11の出力インピーダンスはRFパルス信号入力時より高い状態となっている。そのため、立ち上がり時の充電にかかる時間に比べて、立ち下がりの放電にかかる時間には長い時間が必要となる。
RFパルス信号の出力が終了した直後より反射波の受信を開始するパルスレーダにおいては、放電時間が延びることで残留電荷により電源が供給されている状態となり、高周波増幅素子11は増幅動作の状態が続き、送信部から出力されるノイズが増幅され、反射波に影響を与えることになる。
Compared to the gate control method, the drain control method inserts the power control transistor 21 to stop the drain power supply in response to a gate-source voltage, control abnormality, etc. There is an advantage that can be protected.
Even in the drain control method, when switching at high speed, it is necessary to charge and discharge the drain-source capacitance (output capacitor) of the high-frequency amplifier 11 and the capacitor 17 connected to the circuit. In the pulse radar application, the drain power supply is supplied in advance for the time necessary to charge the output capacitor and the connected capacitor 17 from the time when the RF pulse signal is input, so that when the operation is shifted to the amplification operation. The problem can be solved for the rise. The problem is when the input of the RF pulse signal is finished and the supply of drain power to the high-frequency amplifying element 11 is stopped, and the electric charge remaining in the capacitor 17 connected to the output capacitor is discharged. The input of the RF pulse signal has already been completed, and the output impedance of the high frequency amplifying element 11 is in a higher state than when the RF pulse signal is input. For this reason, it takes a longer time for the discharge for the fall than for the charge for the rise.
In the pulse radar that starts receiving the reflected wave immediately after the output of the RF pulse signal is finished, the discharge time is extended, so that the power is supplied by the residual charge, and the high-frequency amplification element 11 is in an amplification operation state. Subsequently, the noise output from the transmitter is amplified and affects the reflected wave.

第一の方法(ゲート制御方式)及び第二の方法(ドレイン制御方式)のいずれの方法においても、寄生容量及び周辺回路接続のコンデンサに帯電した状態の場合では、高周波増幅素子11は増幅動作の状態が継続することになるという問題がある。   In both the first method (gate control method) and the second method (drain control method), the high-frequency amplifying element 11 performs an amplifying operation when the parasitic capacitance and the capacitor connected to the peripheral circuit are charged. There is a problem that the state will continue.

次に、高周波増幅素子11の寄生容量及びコンデンサに残留する電荷を十分に放電できず、RFパルス信号の出力終了後も増幅動作状態にある場合について説明する。
一般的なパルスレーダの系統では、励振信号となるRFパルス信号は受信部から送信部へ供給される。送信部は電力増幅機能を有し、RFパルス信号を増幅し、大電力の送信波として同軸ケーブルや導波管の伝送路を経て、サーキュレータに供給する。サーキュレータにおいて送信波は空中線へ誘導され、空中線から空間へ放射される。放射された送信波は目標物に到達し、送信波の一部が反射され、微弱な反射波となって空中線に到達し受信される。空中線で捕捉された微弱な反射波はサーキュレータに達し、受信部へ誘導される。サーキュレータと受信部の間には、受信部の保護を目的としたリミッターが挿入されている。
Next, a case will be described in which the parasitic capacitance of the high-frequency amplification element 11 and the charge remaining in the capacitor cannot be sufficiently discharged, and the amplification operation state is maintained even after the output of the RF pulse signal.
In a general pulse radar system, an RF pulse signal serving as an excitation signal is supplied from a receiver to a transmitter. The transmitter has a power amplification function, amplifies the RF pulse signal, and supplies it to the circulator as a high-power transmission wave via a coaxial cable or waveguide transmission path. In the circulator, the transmission wave is guided to the antenna and radiated from the antenna to the space. The radiated transmission wave reaches the target, a part of the transmission wave is reflected, reaches the antenna as a weak reflected wave, and is received. The weak reflected wave captured by the antenna reaches the circulator and is guided to the receiving unit. Between the circulator and the receiving unit, a limiter for the purpose of protecting the receiving unit is inserted.

通常、送信部と受信部の間にあるサーキュレータのアイソレーションは20dB程度である。送信部から出力された大電力の送信波が低損失で空中線に伝送される一方、送信波の一部が約20dB減衰された送信漏信号として受信部に流れ込むことになる。通常、送信漏信号は比較的大電力であるため、リミッターにて全反射されサーキュレータに接続された擬似負荷に吸収される。この動作で受信部に内蔵されたLNAを保護している。   Usually, the isolation of the circulator between the transmission unit and the reception unit is about 20 dB. While the high-power transmission wave output from the transmission unit is transmitted to the antenna with low loss, a part of the transmission wave flows into the reception unit as a transmission leakage signal attenuated by about 20 dB. Usually, since the transmission leakage signal has a relatively large power, it is totally reflected by the limiter and absorbed by the pseudo load connected to the circulator. This operation protects the LNA built in the receiving unit.

図10に示すように、リミッターでは送信漏信号が途絶えると微弱な反射波が通過できるよう通過損失が徐々に減少してくる。リミッターが通過状態の時の減衰量より3dB減衰量が大きい状態に至るまでの時間をリカバリータイムと呼んでいる。リカバリータイムは使用されるリミッターの特性により異なるが、概ねこの時間は数マイクロ秒になる。このリカバリータイムが経過すると、目標物からの反射波を受信し、受信した信号を受信部にて増幅し、信号処理を行うことになる。   As shown in FIG. 10, in the limiter, when the transmission leakage signal is interrupted, the passage loss gradually decreases so that a weak reflected wave can pass. The time until the 3 dB attenuation amount is larger than the attenuation amount when the limiter is in the passing state is called a recovery time. The recovery time varies depending on the characteristics of the limiter used, but this time is generally several microseconds. When this recovery time elapses, the reflected wave from the target is received, the received signal is amplified by the receiving unit, and signal processing is performed.

図11に示すような励振信号が受信部から送信部に供給される。励振信号はRFパルス信号であり、入力される連続波を通過と遮断を切り換える制御によってパルス変調されたものである。この切り替えはPINダイオードやRFスイッチなどのスイッチングデバイスにより行われる。
スイッチングデバイスによって遮断した時の入出力間アイソレーションは50dB程度である。すなわち入力されたRF信号の電力に対して、パルス信号部以外に約50dB減衰したRF信号が連続的に供給されることになる。この信号は本来であれば完全に除去したい信号であり、送信波と同一周波数のノイズとして扱うことができる。
An excitation signal as shown in FIG. 11 is supplied from the receiver to the transmitter. The excitation signal is an RF pulse signal, and is pulse-modulated by a control for switching between passing and blocking the input continuous wave. This switching is performed by a switching device such as a PIN diode or an RF switch.
The isolation between input and output when shut off by the switching device is about 50 dB. That is, an RF signal attenuated by about 50 dB is continuously supplied to the input RF signal power in addition to the pulse signal portion. This signal is a signal that is originally desired to be completely removed, and can be handled as noise having the same frequency as the transmission wave.

図12はゲート制御方式による動作を示す。図に示されるタイミングチャートにおいて、送信部に組み込まれる高周波増幅素子11を使用した線形増幅特性を有する電力増幅器のRFパルス信号が入力される時刻の前後に注目すると、以下に示すような動作となる。   FIG. 12 shows the operation by the gate control method. In the timing chart shown in the figure, when the attention is placed before and after the time when the RF pulse signal of the power amplifier having the linear amplification characteristic using the high frequency amplification element 11 incorporated in the transmission unit is input, the following operation is performed. .

時刻t0において、ゲート制御信号にはRFパルス信号の入力に先立ち、高周波増幅素子11の増幅動作を指示する信号(増幅オン)が入力される。それにともない高周波増幅素子11のゲート・ソース間電圧はピンチオフ電圧からバイアス電圧に移行される。但しゲートには寄生容量等の静電容量やワイヤーによるインダクター成分が存在し、瞬時にゲート・ソース間電圧が移行されるわけではなく、RFパルス信号の立ち上がり直前にはゲート・ソース間電圧移行期間が発生する。この期間では高周波増幅素子11の動作状態が、ピンチオフの高減衰状態から定格利得増幅の状態まで変化する。   At time t0, a signal (amplification on) instructing the amplification operation of the high-frequency amplification element 11 is input to the gate control signal prior to the input of the RF pulse signal. As a result, the gate-source voltage of the high-frequency amplifying element 11 is shifted from the pinch-off voltage to the bias voltage. However, the gate has a capacitance such as parasitic capacitance and an inductor component due to wires, and the gate-source voltage is not instantaneously transferred. The gate-source voltage transition period immediately before the rise of the RF pulse signal Occurs. During this period, the operating state of the high frequency amplifying element 11 changes from a pinch-off high attenuation state to a rated gain amplification state.

同様に時刻t2において、ゲート制御信号にはRFパルス信号の入力が終了した後、高周波増幅素子11の増幅動作の終了を指示する信号(増幅オフ)が入力される。高周波増幅素子11のゲート・ソース間電圧はRFパルス信号の立ち上がり時と逆に、バイアス電圧からピンチオフ電圧に移行する。RFパルス信号の立ち上がり時と同様の理由により、RFパルス信号の立ち下がり直後にはゲート・ソース間電圧移行期間が発生する。高周波増幅素子11の動作状態は、定格利得増幅の状態からピンチオフ電圧で制御される高減衰状態まで変化する。
上記のような状態にあるとき、RFパルス信号及び先に記した同一周波数を有するノイズからなる励振信号が入力されると、RFパルス信号の極近傍にあるノイズは増幅され、RFパルス信号の前後に付加され出力される。それ以外の期間において、高周波増幅素子11は、ピンチオフ電圧で制御される高減衰状態における動作となり、ノイズは著しく減衰することになる。
RFパルス信号の前後の付加されるノイズの長さは、静電容量が増加することにより充放電に時間を要するようになり長くなる、という問題がある。
Similarly, at time t2, after the input of the RF pulse signal is completed, a signal (amplification off) instructing the termination of the amplifying operation of the high frequency amplifying element 11 is input to the gate control signal. The gate-source voltage of the high-frequency amplifying element 11 shifts from the bias voltage to the pinch-off voltage, contrary to the rise of the RF pulse signal. For the same reason as when the RF pulse signal rises, a gate-source voltage transition period occurs immediately after the RF pulse signal falls. The operating state of the high frequency amplifying element 11 changes from a rated gain amplification state to a high attenuation state controlled by a pinch-off voltage.
When the RF pulse signal and the excitation signal consisting of the noise having the same frequency described above are input in the state as described above, the noise in the vicinity of the RF pulse signal is amplified, and before and after the RF pulse signal. To be output. In the other period, the high frequency amplifying element 11 operates in a high attenuation state controlled by the pinch-off voltage, and noise is significantly attenuated.
There is a problem that the length of noise added before and after the RF pulse signal becomes longer due to the time required for charging and discharging due to the increase in capacitance.

図13に、ドレイン制御方式の場合について示す。
時刻t0において、ドレイン電源制御信号にはRFパルス信号の入力に先立ち、高周波増幅素子11へのドレイン電源を供給し高周波増幅素子11の増幅動作の指示をする信号が入力される。それにともない電源供給線路に接続されたコンデンサ及び高周波増幅素子のドレイン・ソース間静電容量(アウトプットキャパシタ)の充電が開始され、ドレイン・ソース間電圧が上昇する。この期間に高周波増幅素子11は、ドレイン・ソース間電圧が上昇するのに連動し、高減衰状態から定格利得増幅状態まで変化する。
逆に時刻t2において、ドレイン電源制御信号にはRFパルス信号の入力が終了した後、ドレイン電源の供給停止及び増幅動作の終了を指示する信号(増幅オフ)が入力される。ドレイン電源供給の停止にともない、アウトプットキャパシタ及びコンデンサに残留している電荷が放電される。この場合高周波増幅素子11のドレイン・ソース間を通して放電が行われるが、高周波増幅素子11には微弱なノイズ成分が入力されているだけであり、またドレイン・ソース間のインピーダンスが高いので、立ち上がり時の充電時間より長い時間を要して放電される。
図14は、ドレイン制御方式における高周波増幅素子11のドレイン・ソース間電圧を示す。前述のような状態にあるとき、RFパルス信号及び先に記した同一周波数を有するノイズからなる励振信号が入力されると、RFパルス信号の極近傍にあるノイズが増幅されRFパルス信号の前後に付加され出力される。特に、RFパルス信号の後半に付加されるノイズは長時間となるという問題がある。
FIG. 13 shows the case of the drain control method.
At time t0, prior to the input of the RF pulse signal, the drain power supply control signal is supplied with a signal for supplying drain power to the high frequency amplifying element 11 and instructing the amplifying operation of the high frequency amplifying element 11. Accordingly, charging of the capacitor connected to the power supply line and the drain-source capacitance (output capacitor) of the high-frequency amplifying element is started, and the drain-source voltage rises. During this period, the high frequency amplifying element 11 changes from a high attenuation state to a rated gain amplification state in conjunction with an increase in drain-source voltage.
Conversely, at time t2, after the input of the RF pulse signal is completed, the drain power supply control signal is input with a signal (amplification off) instructing to stop the supply of drain power and to end the amplification operation. As the drain power supply is stopped, the charge remaining in the output capacitor and the capacitor is discharged. In this case, discharge is performed between the drain and the source of the high-frequency amplifying element 11, but only a weak noise component is input to the high-frequency amplifying element 11, and the impedance between the drain and the source is high. It takes a longer time than the charging time to be discharged.
FIG. 14 shows the drain-source voltage of the high-frequency amplifying element 11 in the drain control method. When the RF pulse signal and the excitation signal composed of the noise having the same frequency described above are input in the state as described above, the noise in the vicinity of the RF pulse signal is amplified, and before and after the RF pulse signal. Added and output. In particular, there is a problem that noise added to the second half of the RF pulse signal takes a long time.

図15に示されるドレイン制御方式においては、RFパルス信号の後半近傍に付加されるノイズを無くす方法がある。RFパルス信号が入力されている間にドレインへの電源供給を遮断すると、ドレイン・ソース間インピーダンスが低い状態となり、アウトプットキャパシタ及び接続されているコンデンサに残留している電荷を、ドレイン・ソース間を経て急速放電することができる。   In the drain control method shown in FIG. 15, there is a method of eliminating noise added in the vicinity of the second half of the RF pulse signal. If the power supply to the drain is cut off while the RF pulse signal is being input, the drain-source impedance becomes low, and the charge remaining in the output capacitor and the connected capacitor is transferred between the drain and source. It is possible to discharge rapidly through this.

しかしながら、この方法は入力信号と出力信号で、波形、パルス幅が異なるものとなる。
また、立ち下がりを急峻に変化させるので、基準周波数を示すキャリア周波数近傍のスペクトラム強度が上昇する。RFパルス信号が入力されている途中でドレインへの電源供給を遮断する方法においては、RFパルス信号の立ち下がり部分で、線形電力増幅器として機能しておらず、不要な電波がふく射される問題がある。
However, in this method, the input signal and the output signal have different waveforms and pulse widths.
Further, since the falling is changed sharply, the spectrum intensity near the carrier frequency indicating the reference frequency increases. In the method of shutting off the power supply to the drain while the RF pulse signal is being input, there is a problem that unnecessary radio waves are emitted because it does not function as a linear power amplifier at the falling edge of the RF pulse signal. is there.

図16に示すようにゲート制御方式及びドレイン制御方式のいずれの方法においても、RFパルス信号の前後にノイズ成分を含んだ信号が付加されている。受信部に漏れ込む信号は、レンジゼロ以降であるRFパルス信号後半の極近傍にノイズが常に存在することになり、目標物から反射してきた微弱な反射波に影響を与えるものとなる。   As shown in FIG. 16, in both the gate control method and the drain control method, a signal including a noise component is added before and after the RF pulse signal. The signal leaking into the receiving unit always has noise in the very vicinity of the latter half of the RF pulse signal after the range zero, and affects the weak reflected wave reflected from the target.

送信部より出力された大電力の送信波は、サーキュレータを介して空中線に導かれ空間に放射される。サーキュレータの送信ポートから受信ポートへのアイソレーションは20dB程度であり、大電力送信波の一部が送信漏信号として受信ポートに漏れ込む。
受信部の前には、送信漏信号及び反射波(不整合にともなう反射)から受信部に備えるLNAなどを保護するためのリミッターが挿入されている。リミッターにはダイオードリミッターやTRリミッターのような、ある一定以上の電力が入力されると入力電力を反射し前段のサーキュレータに接続された擬似負荷に消費させるものと、固体化リミッターと呼ばれる、リミッター内部で受信ポートとダミーポートを切り換えて送信時のみダミーポートで入力電力を消費するものがある。
受信ポートに流れ込んだ送信漏信号はリミッターに入力される。RFパルス信号の前半近傍に付加されたノイズはリミッターが遮断動作しない電力レベルであり、そのまま受信部へと通過する。次にRFパルス信号が入力されると同時に大電力入力となり、遮断動作が開始される。RFパルス信号が終了すると同時に、急速に減衰量が減少し低減衰状態に復帰する。この復帰に要する時間をリカバリータイムと呼ぶ。リカバリータイムが長時間に及ぶほど、レーダの最短探知距離が長くなる。RFパルス信号の後半近傍に付加されたノイズは、リカバリータイム期間中及び復帰後にリミッターに到達することになる。RFパルス信号の後半直近のノイズは殆どが反射されるが、その後のノイズ部分ではリミッターの減衰量が徐々に低減され、リカバリータイムを超えた部分のノイズはほとんど無損失で受信部へ通過する。受信部に到達したノイズは、近傍の目標物からの微弱反射波と重畳されエコーとして処理される。
The high-power transmission wave output from the transmission unit is guided to the antenna via the circulator and radiated to the space. Isolation from the transmission port of the circulator to the reception port is about 20 dB, and a part of the high-power transmission wave leaks into the reception port as a transmission leakage signal.
In front of the receiving unit, a limiter for protecting the LNA and the like provided in the receiving unit from a transmission leakage signal and a reflected wave (reflection due to mismatch) is inserted. The limiter, such as a diode limiter or TR limiter, reflects the input power when a certain amount of power is input and consumes it in the pseudo load connected to the circulator in the previous stage. In some cases, the receiving port and the dummy port are switched, and the dummy port consumes input power only during transmission.
The transmission leakage signal flowing into the reception port is input to the limiter. Noise added in the vicinity of the first half of the RF pulse signal is a power level at which the limiter does not cut off, and passes directly to the receiving unit. Next, simultaneously with the input of the RF pulse signal, the input becomes a high power input, and the cutoff operation is started. Simultaneously with the end of the RF pulse signal, the amount of attenuation rapidly decreases and returns to a low attenuation state. The time required for this return is called recovery time. The longer the recovery time, the longer the radar's minimum detection distance. Noise added in the vicinity of the second half of the RF pulse signal reaches the limiter during the recovery time period and after recovery. Most of the noise in the second half of the RF pulse signal is reflected, but the attenuation amount of the limiter is gradually reduced in the subsequent noise portion, and the noise in the portion exceeding the recovery time passes through the receiving portion with almost no loss. The noise that has arrived at the receiving unit is superimposed on a weakly reflected wave from a nearby target and processed as an echo.

また、図17に示すように固体化リミッターを使用した場合では、内部でダミーポートへの接続時間を広げ送信漏信号に付加されたノイズを減衰することは可能であるが、ダミーポートの接続時間の拡大にともない送信漏信号の通過を遮断するだけではなく、目標物からの微弱な反射波までも遮断することになり最短探知距離を長くしてしまう。これは近距離の目標物を探知する必要があるシステムにおいては実現することができない。また固体化リミッターが実現できていない周波数帯もあり、解決には至っていない。   Further, when the solidification limiter is used as shown in FIG. 17, it is possible to extend the connection time to the dummy port internally and attenuate the noise added to the transmission leakage signal. Not only does transmission of the transmission leakage signal not be blocked, but also the weak reflected wave from the target is blocked, and the shortest detection distance is lengthened. This cannot be realized in a system that needs to detect a target at a short distance. In addition, there is a frequency band where the solidification limiter cannot be realized, and it has not been solved yet.

本発明は、上記問題を解決すべくなされたものであり、その目的はパルス電力増幅動作時間の近傍において不要な信号の送出を制限できる化合物半導体デバイスを使用した電力増幅器を提供することにある。   The present invention has been made to solve the above problems, and an object of the present invention is to provide a power amplifier using a compound semiconductor device that can limit the transmission of an unnecessary signal in the vicinity of the pulse power amplification operation time.

上記問題を解決するために、本発明は、半導体素子によって構成され電力増幅する電力増幅回路と、前記電力増幅回路に供給される電源を遮断する電源遮断回路と、前記電源遮断回路による電源遮断に同期して前記電源遮断回路及び前記電力増幅回路に残留する電荷を放電する放電回路と、を備えることを特徴とする電力増幅器である。   In order to solve the above problems, the present invention provides a power amplification circuit configured by a semiconductor element for amplifying power, a power cutoff circuit for shutting off power supplied to the power amplification circuit, and power cutoff by the power cutoff circuit. A power amplifier comprising: a discharge circuit for discharging electric charges remaining in the power cutoff circuit and the power amplifier circuit in synchronization.

また、本発明は、上記発明において、入力信号を増幅する増幅時以外の電源供給が第1のドレイン電源制御信号によって遮断される電力増幅器であって、前記電源遮断回路は、ソースが電源に接続され、ゲートに前記第1のドレイン電源制御信号が入力される第1導電型の第1のトランジスタを備え、前記放電回路は、ソースが基準電位に接続され、ドレインが第1のトランジスタのドレインに接続され、ゲートに前記第1のドレイン電源制御信号に同期した第2のドレイン電源制御信号が入力され、ドレインとソース間の通電動作をする前記第1導電型と異なる第2導電型の第2のトランジスタを備え、前記電力増幅回路は、ソースが基準電位に接続され、ドレインが前記第1のトランジスタのドレインに接続され、ゲートに前記入力信号が入力される高周波増幅素子を備えることとする。   Further, the present invention is the power amplifier according to the above-mentioned invention, wherein the power supply other than during amplification for amplifying the input signal is cut off by the first drain power supply control signal, and the power cut-off circuit has a source connected to the power supply A first transistor of a first conductivity type that receives the first drain power supply control signal at its gate, and the discharge circuit has a source connected to a reference potential and a drain connected to the drain of the first transistor. A second conductivity type second signal different from the first conductivity type connected to the gate and receiving a second drain power source control signal synchronized with the first drain power source control signal and performing a current-carrying operation between the drain and the source; The power amplifier circuit has a source connected to a reference potential, a drain connected to the drain of the first transistor, and a gate connected to the input signal. And further comprising a high-frequency amplifying device to be input.

また、本発明は、上記発明において、入力信号を増幅する増幅時以外の電源供給が第1のドレイン電源制御信号によって遮断される電力増幅器であって、前記電源遮断回路は、ソースが電源に接続され、ゲートに前記第1のドレイン電源制御信号が入力される第1導電型の第1のトランジスタを備え、前記放電回路は、ソースが基準電位に接続され、ドレインがインピーダンス素子を介して第1のトランジスタのドレインに接続され、ゲートに前記第1のドレイン電源制御信号に同期した第2のドレイン電源制御信号が入力される前記第1導電型と異なる第2導電型の第2のトランジスタを備え、前記電力増幅回路は、ソースが基準電位に接続され、ドレインが前記第1のトランジスタのドレインに接続され、ゲートに前記入力信号が入力される高周波増幅素子を備えることとする。   Further, the present invention is the power amplifier according to the above-mentioned invention, wherein the power supply other than during amplification for amplifying the input signal is cut off by the first drain power supply control signal, and the power cut-off circuit has a source connected to the power supply And a first conductivity type first transistor having a gate to which the first drain power supply control signal is input. The discharge circuit has a source connected to a reference potential and a drain connected to the first via an impedance element. A second transistor of a second conductivity type different from the first conductivity type is connected to the drain of the first transistor, and a second drain power source control signal synchronized with the first drain power source control signal is input to the gate. The power amplifier circuit has a source connected to a reference potential, a drain connected to the drain of the first transistor, and a gate to which the input signal is input. And further comprising a high-frequency amplifying device that.

この本発明によれば、電力増幅器は、電源遮断回路が半導体素子によって構成され、電力増幅する電力増幅回路に供給される電源を遮断する。放電回路は、電源遮断回路による電源遮断に同期して電源遮断回路及び電力増幅回路に残留する電荷を放電する。
これにより、電力増幅回路への電源を電源遮断回路が遮断したときに残留する電荷を放電回路によって放電させ、電源遮断後において残留する電荷の影響により生じる不要な利得を低減させることができ、不要な信号の送出を制限することができる。
According to the present invention, in the power amplifier, the power cutoff circuit is configured by a semiconductor element, and cuts off the power supplied to the power amplification circuit that amplifies the power. The discharge circuit discharges charges remaining in the power cutoff circuit and the power amplification circuit in synchronization with the power cutoff by the power cutoff circuit.
As a result, the charge remaining when the power cutoff circuit shuts off the power supply to the power amplifier circuit is discharged by the discharge circuit, and unnecessary gain caused by the influence of the remaining charge after the power shutdown can be reduced, which is unnecessary. The transmission of various signals can be restricted.

また、この本発明によれば、電力増幅器は、入力信号を増幅する増幅時以外の電源供給が第1のドレイン電源制御信号によって遮断される電力増幅器である。電源遮断回路における第1導電型の第1のトランジスタは、ソースが電源に接続され、ゲートに前記第1のドレイン電源制御信号が入力される。放電回路における第1導電型と異なる第2導電型の第2のトランジスタは、ソースが基準電位に接続され、ドレインが第1のトランジスタのドレインに接続され、ゲートに第1のドレイン電源制御信号に同期した第2のドレイン電源制御信号が入力される。電力増幅回路における高周波増幅素子は、ソースが基準電位に接続され、ドレインが第1のトランジスタのドレインに接続され、ゲートに入力信号が入力される。
これにより、第1のトランジスタによって電源供給が遮断される高周波増幅素子は、自回路並びに接続される回路に残留する電荷を、第2のトランジスタにおけるドレインとソース間の通電動作よって放電する。そして、電源遮断後において電荷が残存する時に生じる不要な利得を低減させることができ、不要な信号の送出を制限することができる。また、第2のトランジスタに設定される放電電流の設定によって、放電時間を設定することができる。
According to the present invention, the power amplifier is a power amplifier in which power supply other than during amplification for amplifying an input signal is interrupted by the first drain power supply control signal. In the first transistor of the first conductivity type in the power cutoff circuit, the source is connected to the power source, and the first drain power source control signal is input to the gate. The second transistor of the second conductivity type different from the first conductivity type in the discharge circuit has a source connected to the reference potential, a drain connected to the drain of the first transistor, and a gate connected to the first drain power control signal. A synchronized second drain power supply control signal is input. In the high-frequency amplifier element in the power amplifier circuit, the source is connected to the reference potential, the drain is connected to the drain of the first transistor, and the input signal is input to the gate.
As a result, the high-frequency amplification element whose power supply is cut off by the first transistor discharges the electric charge remaining in the circuit and the connected circuit by the energization operation between the drain and the source in the second transistor. Then, an unnecessary gain generated when electric charge remains after the power supply is cut off can be reduced, and transmission of an unnecessary signal can be limited. Further, the discharge time can be set by setting the discharge current set in the second transistor.

また、この本発明によれば、電力増幅器は、入力信号を増幅する増幅時以外の電源供給が第1のドレイン電源制御信号によって遮断される電力増幅器である。電源遮断回路における第1導電型の第1のトランジスタは、ソースが電源に接続され、ゲートに前記第1のドレイン電源制御信号が入力される。放電回路における第1導電型と異なる第2導電型の第2のトランジスタは、ソースが基準電位に接続され、ドレインがインピーダンス素子を介して第1のトランジスタのドレインに接続され、ゲートに前記第1のドレイン電源制御信号に同期した第2のドレイン電源制御信号が入力される。電力増幅回路における高周波増幅素子は、ソースが基準電位に接続され、ドレインが第1のトランジスタのドレインに接続され、ゲートに入力信号が入力される。
これにより、第1のトランジスタによって電源供給が遮断される高周波増幅素子は、自回路並びに接続される回路に残留する電荷を、インピーダンス素子を介して接続される第2のトランジスタによって放電する。そして、電源遮断後において電荷が残存する時に生じる不要な利得を低減させることができ不要な信号の送出を制限することができる。また、第2のトランジスタに接続されるインピーダンス素子により設定される放電電流の設定によって、放電時間を設定することができる。
According to the present invention, the power amplifier is a power amplifier in which power supply other than during amplification for amplifying an input signal is interrupted by the first drain power supply control signal. In the first transistor of the first conductivity type in the power cutoff circuit, the source is connected to the power source, and the first drain power source control signal is input to the gate. In the second transistor of the second conductivity type different from the first conductivity type in the discharge circuit, the source is connected to the reference potential, the drain is connected to the drain of the first transistor via the impedance element, and the gate is connected to the first transistor. A second drain power supply control signal synchronized with the drain power supply control signal is input. In the high-frequency amplifier element in the power amplifier circuit, the source is connected to the reference potential, the drain is connected to the drain of the first transistor, and the input signal is input to the gate.
As a result, the high-frequency amplification element whose power supply is cut off by the first transistor discharges the electric charge remaining in the circuit and the connected circuit by the second transistor connected via the impedance element. Then, an unnecessary gain generated when electric charge remains after the power supply is cut off can be reduced, and the transmission of an unnecessary signal can be limited. Further, the discharge time can be set by setting the discharge current set by the impedance element connected to the second transistor.

本発明の第1実施形態における電力増幅器を用いたパルスレーダを示す概略ブロック図である。It is a schematic block diagram which shows the pulse radar using the power amplifier in 1st Embodiment of this invention. 第1実施形態における電力増幅器を示す概略ブロック図である。It is a schematic block diagram which shows the power amplifier in 1st Embodiment. 従来の実施形態における電力増幅器におけるパルス出力時のタイミングチャートである。It is a timing chart at the time of the pulse output in the power amplifier in the conventional embodiment. 第1実施形態における電力増幅器におけるパルス出力時のタイミングチャートである。It is a timing chart at the time of the pulse output in the power amplifier in a 1st embodiment. 第1実施形態における電力増幅器の動作を示す図である。It is a figure which shows operation | movement of the power amplifier in 1st Embodiment. 第2実施形態における電力増幅器を示す概略ブロック図である。It is a schematic block diagram which shows the power amplifier in 2nd Embodiment. 第2実施形態における電力増幅器におけるパルス出力時のタイミングチャートである。It is a timing chart at the time of the pulse output in the power amplifier in a 2nd embodiment. 従来の実施形態における電力増幅器を示す概略ブロック図(その1)である。It is a schematic block diagram (the 1) which shows the power amplifier in conventional embodiment. 従来の実施形態における電力増幅器を示す概略ブロック図(その2)である。It is a schematic block diagram (the 2) which shows the power amplifier in conventional embodiment. 従来の実施形態における電力増幅器の動作を示す図(その1)である。It is FIG. (1) which shows operation | movement of the power amplifier in conventional embodiment. 従来の実施形態における電力増幅器の動作を示す図(その2)である。It is FIG. (2) which shows operation | movement of the power amplifier in conventional embodiment. 従来の実施形態における電力増幅器におけるパルス出力時のタイミングチャート(その1)である。It is a timing chart (the 1) at the time of the pulse output in the power amplifier in the conventional embodiment. 従来の実施形態における電力増幅器におけるパルス出力時のタイミングチャート(その2)である。It is a timing chart (the 2) at the time of the pulse output in the power amplifier in the conventional embodiment. 従来の実施形態における電力増幅器の動作を示す図(その3)である。It is FIG. (3) which shows operation | movement of the power amplifier in conventional embodiment. 従来の実施形態における電力増幅器におけるパルス出力時のタイミングチャート(その3)である。It is a timing chart (the 3) at the time of the pulse output in the power amplifier in the conventional embodiment. 従来の実施形態における電力増幅器におけるパルス出力時のタイミングチャート(その4)である。It is a timing chart (the 4) at the time of the pulse output in the power amplifier in the conventional embodiment. 従来の実施形態における電力増幅器におけるパルス出力時のタイミングチャート(その5)である。It is a timing chart (the 5) at the time of the pulse output in the power amplifier in the conventional embodiment.

(第1の実施形態)
以下、本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。
船舶用レーダ、気象レーダ、航空管制用レーダなどは、そのレーダの方式から一般にパルスレーダと呼ばれている。パルスレーダは短い時間RFパルス信号を送信し、空間に放射された高周波(RF)パルス信号が目標物に到達する。目標物では、放射されたパルス信号の反射が起こる。パルスレーダは目標物で反射された反射信号を受信して、送信時から受信時までの電波伝搬に要した時間を測定し、目標物までの距離を計測する。
(First embodiment)
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
Ship radars, weather radars, air traffic control radars, and the like are generally called pulse radars because of their radar systems. The pulse radar transmits an RF pulse signal for a short time, and a radio frequency (RF) pulse signal radiated into space reaches the target. At the target, reflection of the emitted pulse signal occurs. The pulse radar receives the reflected signal reflected by the target, measures the time required for radio wave propagation from the time of transmission to the time of reception, and measures the distance to the target.

図1は、電力増幅器を用いたパルスレーダ示す概略ブロック図である。
図に示されるパルスレーダ10は、送信部1、サーキュレータ2、空中線3、受信部5、リミッター6及び擬似負荷7を備える。また、この図に示される目標物4はパルスレーダ10が検出する対象物である。
パルスレーダ10における送信部1は、入力されるRFパルス信号を増幅する。増幅されたRFパルス信号は、サーキュレータ2を介して空中線3に送出される。
サーキュレータ2は、備える4つのポートに入力された信号を所定のポートに出力する。サーキュレータ2が備えるポートは、送信部1が接続される送信ポート2a、空中線3が接続される空中線ポート2b、受信部5が接続される受信ポート2c、擬似負荷7が接続される終端ポート2dである。
空中線3は、送信部1から入力されるRFパルス信号を送信波として放出する。また、空中線3は、目標物4からの反射波を捕捉し、受信信号として受信部5に入力する。
受信部5は、空中線3から入力された受信信号の信号処理を行い、目標物4を検出する。
リミッター6は、受信部5に過大な電力の信号が入力されることを防ぐ保護回路であり、通過特性と遮断特性を切り換えることができる。通過特性を示す場合は、サーキュレータ2から入力された信号を受信部5に入力する。遮断特性を示す場合は、サーキュレータ2から入力された信号を反射させて、受信部5に入力せずにサーキュレータ2に戻す。
擬似負荷7は、リミッター6で反射されサーキュレータ2に戻る信号が入力され、入力された信号の電力を消費させる。
FIG. 1 is a schematic block diagram showing a pulse radar using a power amplifier.
A pulse radar 10 shown in the figure includes a transmitter 1, a circulator 2, an antenna 3, a receiver 5, a limiter 6, and a pseudo load 7. A target 4 shown in this figure is an object detected by the pulse radar 10.
The transmitter 1 in the pulse radar 10 amplifies the input RF pulse signal. The amplified RF pulse signal is sent to the antenna 3 via the circulator 2.
The circulator 2 outputs signals input to the four ports provided to predetermined ports. The circulator 2 includes a transmission port 2a to which the transmission unit 1 is connected, an antenna port 2b to which the antenna 3 is connected, a reception port 2c to which the reception unit 5 is connected, and a termination port 2d to which the pseudo load 7 is connected. is there.
The antenna 3 emits an RF pulse signal input from the transmission unit 1 as a transmission wave. The antenna 3 captures the reflected wave from the target 4 and inputs it to the receiving unit 5 as a received signal.
The receiving unit 5 performs signal processing on the received signal input from the antenna 3 and detects the target 4.
The limiter 6 is a protection circuit that prevents an excessive power signal from being input to the receiving unit 5, and can switch between a pass characteristic and a cutoff characteristic. When the pass characteristic is indicated, the signal input from the circulator 2 is input to the receiving unit 5. When the cutoff characteristic is indicated, the signal input from the circulator 2 is reflected and returned to the circulator 2 without being input to the receiver 5.
The pseudo load 7 receives a signal reflected by the limiter 6 and returned to the circulator 2 and consumes the power of the input signal.

この図に示されるパルスレーダ10は、一般的なパルスレーダの構成を示すものである。その構成によって示される信号系統を整理すると、受信部5から励振信号となるRFパルス信号が送信部1へ供給される。送信部1は、入力されたRFパルス信号を増幅し、大電力の送信波を出力する。出力された送信波は、同軸ケーブルや導波管の伝送路を経て、サーキュレータ2に入力される。サーキュレータ2において、入力された送信波は空中線3へ誘導され空中線3から空間へ放射される。放射された送信波は目標物4に到達し、その送信波の一部が反射される。微弱な反射波となって空中線3に到達した反射波が、空中線3によって受信される。空中線3で受信された微弱な反射波は、サーキュレータ2に達し受信部5へ誘導される。サーキュレータ2と受信部5の間には、受信部5の保護を目的としたリミッター6が挿入されている。
サーキュレータ2において、送信部1と受信部5が接続されるポート間のアイソレーションは、20dB(デシベル)程度である。送信部1から出力された大電力の送信波は、低損失で空中線3に伝送されるのに対して、受信部5に対しても約20dB(デシベル)減衰された送信波の一部が送信漏信号として流れ込む。この送信漏信号は、受信部5の入力レベルに対して大電力である。そのため送信漏信号を受信部5に入力せずに、リミッター6が全反射してサーキュレータ2に接続された擬似負荷7に吸収される。この動作で、受信部5に内蔵されたLNA(Low Noise Amplifier)を保護している。
The pulse radar 10 shown in this figure shows the configuration of a general pulse radar. When the signal system indicated by the configuration is arranged, an RF pulse signal serving as an excitation signal is supplied from the receiving unit 5 to the transmitting unit 1. The transmission unit 1 amplifies the input RF pulse signal and outputs a high-power transmission wave. The output transmission wave is input to the circulator 2 through a coaxial cable or a waveguide transmission path. In the circulator 2, the input transmission wave is guided to the antenna 3 and radiated from the antenna 3 to the space. The radiated transmission wave reaches the target 4 and a part of the transmission wave is reflected. The reflected wave that has reached the antenna 3 as a weak reflected wave is received by the antenna 3. The weak reflected wave received by the antenna 3 reaches the circulator 2 and is guided to the receiving unit 5. A limiter 6 for the purpose of protecting the receiving unit 5 is inserted between the circulator 2 and the receiving unit 5.
In the circulator 2, the isolation between the ports to which the transmitter 1 and the receiver 5 are connected is about 20 dB (decibel). The high-power transmission wave output from the transmission unit 1 is transmitted to the antenna 3 with low loss, while a part of the transmission wave attenuated by about 20 dB (decibel) is transmitted to the reception unit 5 as well. It flows as a leak signal. This transmission leakage signal has a large power with respect to the input level of the receiving unit 5. Therefore, the limiter 6 is totally reflected and absorbed by the pseudo load 7 connected to the circulator 2 without inputting the transmission leakage signal to the receiver 5. With this operation, an LNA (Low Noise Amplifier) built in the receiving unit 5 is protected.

図2は、電力増幅器を示す概略ブロック図である。
この図に示される電力増幅器100は、高周波増幅素子11、コンデンサ12、13、17、抵抗15、24、32、33、電源供給線路16、電源制御トランジスタ21及び放電用トランジスタ31を備える。
高周波増幅素子11は、GaAs FETやGaN HEMT等の化合物半導体デバイスである。ここでは、nチャネル型を示す。コンデンサ12、13は、直流成分を遮断するカプリングコンデンサである。電源供給線路16は、高周波増幅素子11に電力を供給するドレイン電源供給線路である。コンデンサ17は、RF線路から増幅されたRF信号の1/4波長の位置を高周波的に接地する。
電源制御トランジスタ21は、ソースが電源Vddに接続され、ドレインが電源供給線路16に接続され、抵抗24(R1)を介してゲートにドレイン電流制御信号が入力される。電源制御トランジスタ21は、電源Vddの供給において「ON(オン)」状態/「OFF(オフ)」状態を切り換えるスイッチである。電源制御トランジスタ21は、例えばpチャネル型MOS FETを適応することができ、スイッチング動作を行わせる。
FIG. 2 is a schematic block diagram showing the power amplifier.
The power amplifier 100 shown in this figure includes a high frequency amplifying element 11, capacitors 12, 13, 17, resistors 15, 24, 32, 33, a power supply line 16, a power control transistor 21, and a discharge transistor 31.
The high frequency amplifying element 11 is a compound semiconductor device such as GaAs FET or GaN HEMT. Here, an n-channel type is shown. Capacitors 12 and 13 are coupling capacitors that block DC components. The power supply line 16 is a drain power supply line that supplies power to the high-frequency amplification element 11. The capacitor 17 grounds the position of the quarter wavelength of the RF signal amplified from the RF line in terms of high frequency.
The power supply control transistor 21 has a source connected to the power supply Vdd, a drain connected to the power supply line 16, and a drain current control signal input to the gate via the resistor 24 (R1). The power supply control transistor 21 is a switch that switches between an “ON” state and an “OFF” state when the power supply Vdd is supplied. For example, a p-channel MOS FET can be used as the power supply control transistor 21, and a switching operation is performed.

放電用トランジスタ31は、ソースが基準電位に接続され、ドレインが抵抗33(R3)を介して電源供給線路16に接続され、抵抗32(R2)を介してゲートにドレイン電源制御信号が入力される。放電用トランジスタ31は、電源供給線路16、すなわち高周波増幅素子11に電力を供給するドレイン電源供給線路を基準電位に接続する状態を「ON(オン)」/「OFF(オフ)」に切り換えるスイッチである。電源供給線路16は、すなわち高周波増幅素子11に電力を供給するドレイン電源供給線路である。電源供給線路16に接続されている静電容量に残留した電荷が、電流制限抵抗として機能する抵抗33を介して放電される。この放電用トランジスタ31は、例えばnチャネル型MOS FETを適応することができる。   The discharge transistor 31 has a source connected to the reference potential, a drain connected to the power supply line 16 via a resistor 33 (R3), and a drain power control signal input to the gate via a resistor 32 (R2). . The discharging transistor 31 is a switch for switching the state of connecting the power supply line 16, that is, the drain power supply line for supplying power to the high frequency amplifying element 11, to the reference potential between “ON (on)” and “OFF (off)”. is there. The power supply line 16 is a drain power supply line that supplies power to the high-frequency amplifying element 11. The electric charge remaining in the capacitance connected to the power supply line 16 is discharged through the resistor 33 that functions as a current limiting resistor. As the discharge transistor 31, for example, an n-channel MOS FET can be applied.

以上に示した構成とその接続において、ドレイン電源供給線路に放電電流制限抵抗32を介して接続される放電用トランジスタ31を備えていることに、従来と明らかな差異がある。
放電用トランジスタ31のソースは基準電位に接続されており、ドレイン電源の供給が停止された後に、高周波増幅素子11、電源制御トランジスタ21のアウトプットキャパシタ及び電源供給線路に接続されたコンデンサ17などに残留した電荷を、強制的に放電するものである。
放電用トランジスタ31と電源制御トランジスタ21とが異なる導電型の組合せとすることにより、ドレイン電源制御信号を共通の制御信号として用いることができる。ドレイン電源制御信号により、電源制御トランジスタ21が電源供給時には放電用トランジスタ31を遮断させることができ、電源制御トランジスタ21が電源の供給を遮断しているときには放電用トランジスタ31は放電処理を行うことができる。すなわち、他の制御信号を新たに用意することなくこれらの動作を実現可能である。
In the configuration and the connection shown above, there is a clear difference from the prior art in that the drain transistor 31 is connected to the drain power supply line via the discharge current limiting resistor 32.
The source of the discharging transistor 31 is connected to a reference potential, and after the supply of drain power is stopped, the high-frequency amplifying element 11, the output capacitor of the power control transistor 21, the capacitor 17 connected to the power supply line, etc. The remaining charge is forcibly discharged.
By making the discharge transistor 31 and the power supply control transistor 21 have different conductivity types, the drain power supply control signal can be used as a common control signal. The drain power supply control signal can shut off the discharge transistor 31 when the power supply control transistor 21 supplies power, and the discharge transistor 31 can perform a discharge process when the power supply control transistor 21 cuts off power supply. it can. That is, these operations can be realized without newly preparing other control signals.

本実施形態を示すのに先立ち、従来用いられていたドレイン制御方式について説明する。
図3は、電力増幅器におけるドレイン制御方式によるパルス出力時のタイミングチャートである。
この図に示される図3(a)は、ドレイン電源制御信号の状態遷移を示す。
示される波形において、低位と高位の2つの状態で示され、前者の状態がドレイン電源を供給し増幅動作を行う状態とし、後者の状態がドレイン電源を停止させて増幅動作を行わない状態とする。
図3(b)は、受信部から入力される励振信号の状態遷移を示す。示される波形の振幅が、入力される信号の電力を示す。
図3(c)は、ドレイン・ソース間電圧の状態遷移を示す。示される低位と高位の状態を遷移する波形において、前者はドレイン・ソース間電圧を印加しない状態(電圧0V(ボルト))の波形を示し、後者はドレイン・ソース間電圧に定格ドレイン電圧が印加された状態の波形を示す。
Prior to showing this embodiment, a conventionally used drain control method will be described.
FIG. 3 is a timing chart at the time of pulse output by the drain control method in the power amplifier.
FIG. 3A shown in this figure shows the state transition of the drain power supply control signal.
In the waveform shown, two states, a low level and a high level, are shown, the former state is a state in which the drain power is supplied and the amplification operation is performed, and the latter state is the state in which the drain power is stopped and the amplification operation is not performed. .
FIG. 3B shows the state transition of the excitation signal input from the receiving unit. The amplitude of the waveform shown indicates the power of the input signal.
FIG. 3C shows the state transition of the drain-source voltage. In the waveforms of transition between the low and high states shown, the former shows a waveform in which no drain-source voltage is applied (voltage 0 V (volt)), and the latter shows that the rated drain voltage is applied to the drain-source voltage. The waveform of the state is shown.

図3(d)は、線形増幅器利得の状態遷移を示す。示される波形の振幅が利得の大きさとして表され、減衰させる状態から等倍の利得を経て定格利得で増幅を行う状態への遷移を示す。
図3(e)は、線形増幅器出力の状態遷移を示す。示される波形の振幅が、入力された励振信号((b)参照)が線形増幅器利得((d)参照)によって線形増幅された信号の電力を示す。
図3(f)は、リミッター減衰量の状態遷移を示す。示される波形の振幅が、リミッターを通過する際の減衰量を示す。
図3(g)は、受信部入力電力の状態遷移を示す。示される波形の振幅が、受信部に入力される信号の電圧を示す。
FIG. 3D shows the state transition of the linear amplifier gain. The amplitude of the waveform shown is expressed as the magnitude of the gain, and shows a transition from the state of attenuation to the state of performing amplification at the rated gain through the equal gain.
FIG. 3E shows the state transition of the linear amplifier output. The amplitude of the waveform shown indicates the power of the signal obtained by linearly amplifying the input excitation signal (see (b)) by the linear amplifier gain (see (d)).
FIG. 3F shows the state transition of the limiter attenuation amount. The amplitude of the waveform shown indicates the amount of attenuation when passing through the limiter.
FIG. 3G shows a state transition of the receiving unit input power. The amplitude of the waveform shown indicates the voltage of the signal input to the receiving unit.

時刻t0において、ドレイン電源制御信号によってドレイン電源の供給開始が指示される(a)。ドレイン電源の供給開始によって充電され、ドレイン・ソース間電圧が上昇する(c)。それにともなって、線形増幅器利得も上昇する(d)。入力された励振信号(b)が線形増幅器利得(d)により増幅され、線形増幅器出力(e)として出力される。サーキュレータ2のアイソレーション不足により、線形増幅器出力(e)の漏れ電力がリミッター6に入力され、ほとんど減衰することなく受信部5に入力される。
時刻t1において、受信部5から入力されたRFパルス信号(b)を送信部1で増幅し、空中線3から放射する。その際、サーキュレータ2のアイソレーション不足により、送信部1から出力する大電力の送信波の送信漏電力がリミッター6に入力されるが、リミッター6による遮断特性により、ほとんどの電力は反射され、擬似負荷7で消費される。リミッター6を通過し、大きく減衰したわずかな送信漏電力が受信部5に入力される。
At time t0, the drain power supply start signal is instructed by the drain power supply control signal (a). When the drain power supply starts to be charged, the drain-source voltage rises (c). Along with this, the linear amplifier gain also increases (d). The input excitation signal (b) is amplified by the linear amplifier gain (d) and output as the linear amplifier output (e). Due to insufficient isolation of the circulator 2, the leakage power of the linear amplifier output (e) is input to the limiter 6 and input to the receiving unit 5 with almost no attenuation.
At time t1, the RF pulse signal (b) input from the receiver 5 is amplified by the transmitter 1 and radiated from the antenna 3. At that time, due to insufficient isolation of the circulator 2, transmission leakage power of a high-power transmission wave output from the transmission unit 1 is input to the limiter 6, but most of the power is reflected due to the cutoff characteristic of the limiter 6, and is simulated. Consumed at load 7. A slight transmission leakage power that has passed through the limiter 6 and greatly attenuated is input to the reception unit 5.

時刻t2において、受信部5が出力するRFパルス信号の出力は停止され、送信部1が出力する大電力の送信波は停止する。送信部1はドレイン電源が供給されている状態であり、受信部5から入力されるノイズを継続して増幅し出力する(e)。RFパルス信号の停止にともない、リミッター6の減衰量が徐々に低下するが、送信波停止後しばらくの間は、送信部1でのノイズ増幅が継続されても、リミッター6の減衰が大きいため受信部5への影響はない。この時間はリミッター6の減衰特性、受信部6の感度等によって左右される。
時刻t3において、ドレイン電源制御信号によってドレイン電源の供給停止が指示される(a)。それにともない、ドレイン・ソース間電圧(c)並びに線形増幅器利得(d)が徐々に低下する。送信機1においては利得が低減しながらも増幅動作が継続するので、送信部1は徐々に電力を低下させながらも、必要十分な減衰量を得るまでノイズ出力を継続することになる。同様にサーキュレータ2のアイソレーション不足によりリミッター6に信号が入力され続けることになる。リミッター6の減衰量は、送信波停止後リカバリータイム(τ)を経過し3dB(デシベル)減衰となり、その後殆ど減衰のない状態に移行する。リカバリータイム前後のリミッター6の遮断動作時に比べて減衰量が十分に小さくなった時間、および、遮断動作から通過動作に完全に移行しほとんど減衰のない状態になった時間に、送信部1から出力されたノイズ出力が受信部5に入力されると、目標物4からの反射波を空中線3で補足した受信信号に影響を与えることになる。
At time t2, the output of the RF pulse signal output from the receiver 5 is stopped, and the high-power transmission wave output from the transmitter 1 is stopped. The transmitter 1 is in a state where drain power is supplied, and continuously amplifies and outputs noise input from the receiver 5 (e). As the RF pulse signal stops, the amount of attenuation of the limiter 6 gradually decreases, but for a while after the transmission wave stops, even if noise amplification in the transmission unit 1 continues, reception of the limiter 6 is large. There is no effect on part 5. This time depends on the attenuation characteristic of the limiter 6 and the sensitivity of the receiving unit 6.
At time t3, a drain power supply stop signal is instructed by the drain power supply control signal (a). Accordingly, the drain-source voltage (c) and the linear amplifier gain (d) gradually decrease. Since the transmitter 1 continues the amplification operation while reducing the gain, the transmission unit 1 continues to output noise until a necessary and sufficient attenuation is obtained while gradually reducing the power. Similarly, a signal continues to be input to the limiter 6 due to insufficient isolation of the circulator 2. The amount of attenuation of the limiter 6 becomes 3 dB (decibels) after the recovery time (τ) has passed after the transmission wave is stopped, and then shifts to a state where there is almost no attenuation. Output from the transmitter 1 when the amount of attenuation is sufficiently small compared to the limiter 6 before and after the recovery time, and when it has completely transitioned from the cutoff operation to the passing operation and has almost no attenuation. When the noise output is input to the receiving unit 5, the received signal obtained by capturing the reflected wave from the target 4 with the antenna 3 is affected.

以上に示したドレイン制御方式では、励振信号のRFパルス信号にあわせてドレイン電力の供給・停止を制御する。このドレイン制御方式は、同一周波数のノイズの成分を含む励振信号(b)が入力された場合、線形電力増幅する送信部1ではノイズ成分も含めて増幅する。送信部1の出力では、送信波の前後近傍に増幅されたノイズが付加されることになる。
この送信部1から出力された大電力の送信波(e)が、サーキュレータ2の受信ポート(2c)に漏れ込み、空中線3で受信した反射波に重畳されることになる。
In the drain control method described above, supply / stop of drain power is controlled in accordance with the RF pulse signal of the excitation signal. In this drain control method, when an excitation signal (b) including a noise component of the same frequency is input, the transmitter 1 that performs linear power amplification amplifies the noise component. At the output of the transmission unit 1, amplified noise is added in the vicinity of the front and rear of the transmission wave.
The high-power transmission wave (e) output from the transmission unit 1 leaks into the reception port (2c) of the circulator 2 and is superimposed on the reflected wave received by the antenna 3.

図4は、電力増幅器におけるドレイン制御強制放電方式によるパルス出力時のタイミングチャートを示す。
この図に示される(a)〜(g)に示される波形の意味は、図3と同じである。また、先に示した図3に示したドレイン制御方式による動作の説明と時刻t3までは同じであり、時刻t3以降の差異を中心にタイミングチャートにしたがって説明する。
時刻t0から時刻t3に至るまで、ドレイン電源が供給されており、放電用トランジスタ31は、「OFF(オフ)」状態である。
時刻t3において、ドレイン電源制御信号によってドレイン電源の供給停止が指示される(a)。それにともない、放電用トランジスタ31によって、電源供給線路に接続される静電容量に残留している電荷が放電されるため、ドレイン・ソース間電圧(c)が予め定められる所定の時間が経過するまでに低下する。また線形増幅器利得(d)も、ドレイン・ソース間電圧(c)の低下にともない低下する。その結果、送信部1における利得が低下し減衰動作状態に移行することから、線形増幅器出力に示すようにノイズの出力が遮断される(e)。このように、リミッター6の減衰量が十分に大きく、リカバリータイム(τ)より早い時間に送信部1からのノイズを含む漏信号を停止することで、受信部5に対する送信漏信号に起因するノイズの入力を除去することが可能となる。
FIG. 4 shows a timing chart at the time of pulse output by the drain controlled forced discharge method in the power amplifier.
The meanings of the waveforms shown in (a) to (g) shown in this figure are the same as those in FIG. Further, the description of the operation by the drain control method shown in FIG. 3 is the same up to the time t3, and the description will be made according to the timing chart focusing on the differences after the time t3.
From time t0 to time t3, drain power is supplied, and the discharging transistor 31 is in an “OFF” state.
At time t3, a drain power supply stop signal is instructed by the drain power supply control signal (a). As a result, the charge remaining in the capacitance connected to the power supply line is discharged by the discharge transistor 31, so that the drain-source voltage (c) is predetermined time elapses. To drop. The linear amplifier gain (d) also decreases as the drain-source voltage (c) decreases. As a result, since the gain in the transmission unit 1 is reduced and the operation is shifted to the attenuation operation state, the noise output is cut off as shown in the linear amplifier output (e). As described above, the attenuation amount of the limiter 6 is sufficiently large, and the noise caused by the transmission leakage signal to the reception unit 5 is stopped by stopping the leakage signal including noise from the transmission unit 1 at a time earlier than the recovery time (τ). Can be removed.

上記のドレイン・ソース間電圧が低下するまでの所定の時間は、放電対象が有する静電容量と放電電流制限抵抗の値によって予め定めることができ、強制放電に要する時間に応じて決定する。また、この時間に設定される値によっては、最短探知距離に影響を与えることになる。それぞれのレーダシステムにおいて必要とされる最短探知距離は異なるものであり、レーダシステムの目的に応じて適した時間を選定する必要がある。一般的に受信波を遮断するリミッターのリカバリータイムは数マイクロ秒であり、これに対して十分短い時間であれば、最短探知距離に与える影響はほとんどない。
また、短時間で放電を行う場合には、放電電流の電流値が大きくなる。それにより、放電用トランジスタ21のドレイン電流許容量の拡大や、抵抗33(R3)の耐パルス性の向上をはかる必要があるため、放電時間の設定はレーダシステムにあわせて便宜選択するものになる。
The predetermined time until the drain-source voltage decreases can be determined in advance according to the capacitance of the discharge target and the value of the discharge current limiting resistor, and is determined according to the time required for forced discharge. Further, depending on the value set for this time, the shortest detection distance is affected. The minimum detection distance required for each radar system is different, and it is necessary to select a suitable time according to the purpose of the radar system. In general, the recovery time of a limiter that blocks a received wave is several microseconds, and if this is sufficiently short, there is almost no influence on the shortest detection distance.
Moreover, when discharging in a short time, the current value of the discharge current increases. Accordingly, since it is necessary to increase the allowable drain current of the discharge transistor 21 and improve the pulse resistance of the resistor 33 (R3), the setting of the discharge time is conveniently selected according to the radar system. .

また、放電が進むにしたがって、高周波増幅素子11の動作は定格増幅状態から減衰動作状態へ移行していく。高速に放電し減衰動作状態に移行できれば、RFパルス信号の後半のノイズは極短時間のものとなり、さらにリミッター6による減衰によって影響を与えることがなくなる。   Further, as the discharge progresses, the operation of the high frequency amplifying element 11 shifts from the rated amplification state to the attenuation operation state. If it is possible to discharge at high speed and shift to the damped operation state, the noise in the latter half of the RF pulse signal becomes extremely short and is not affected by the attenuation by the limiter 6.

図5は、ドレイン制御強制放電方式を用いた電力増幅器の動作を示す図である。
図5(a)に示されるグラフは、ドレイン制御強制放電方式を用いた電力増幅器の高周波増幅素子11のドレイン・ソース間電圧の変化を示す波形である。図5(b)に示されるグラフは、ドレイン制御方式を用いた電力増幅器の高周波増幅素子11のドレイン・ソース間電圧の変化を示す波形である。このグラフの横軸は時間(10マイクロ秒/div)を示し、縦軸はドレイン・ソース間電圧を示す。
図5(a)に示されるドレイン制御強制放電方式においては、時刻t3において電源制御トランジスタ21からのドレイン電源供給を停止すると同時に、放電用トランジスタ31は電源供給線路に接続される静電容量に残留している電荷を放電する。
これにともない、高周波増幅素子11のドレイン・ソース間電圧は低下する。高周波増幅素子11のドレイン・ソース間電圧が定格より著しく低圧になるか放電が完了すると、高周波増幅素子11は増幅動作状態から減衰動作状態に移行し、線形増幅特性を有する電力増幅器におけるノイズ出力を抑圧できる。高周波増幅素子11のドレイン・ソース間電圧が瞬間的に放電を完了しており、以降高周波増幅素子11は減衰動作状態となる。また放電に要する時間はリミッター6のリカバリータイム(τ)より極めて短いため、リミッター6における減衰も加味され、受信部5への漏れ込みは殆ど皆無となる。
FIG. 5 is a diagram illustrating the operation of the power amplifier using the drain-controlled forced discharge method.
The graph shown in FIG. 5A is a waveform showing the change of the drain-source voltage of the high-frequency amplifier element 11 of the power amplifier using the drain-controlled forced discharge method. The graph shown in FIG. 5B is a waveform showing a change in the drain-source voltage of the high-frequency amplification element 11 of the power amplifier using the drain control method. The horizontal axis of this graph represents time (10 microseconds / div), and the vertical axis represents the drain-source voltage.
In the drain controlled forced discharge method shown in FIG. 5A, at the time t3, the drain power supply from the power control transistor 21 is stopped, and at the same time, the discharge transistor 31 remains in the capacitance connected to the power supply line. Discharge the current charge.
As a result, the drain-source voltage of the high-frequency amplifying element 11 decreases. When the drain-source voltage of the high-frequency amplifying element 11 is significantly lower than the rated voltage or the discharge is completed, the high-frequency amplifying element 11 shifts from the amplifying operation state to the attenuating operation state, and the noise output in the power amplifier having linear amplification characteristics is increased. Can be suppressed. The drain-source voltage of the high-frequency amplifying element 11 has instantaneously completed discharging, and thereafter the high-frequency amplifying element 11 is in an attenuating operation state. In addition, since the time required for the discharge is extremely shorter than the recovery time (τ) of the limiter 6, the attenuation in the limiter 6 is taken into account, so that there is almost no leakage to the receiving unit 5.

図5(a)と比較するために示した図5(b)のドレイン制御方式では、波形の立ち下がりが緩やかである。
ドレイン制御方式を単独で用いて自然放電をおこなった場合、約10マイクロ秒の放電時間を要している。この間、高周波増幅素子11は利得を有した増幅動作状態にある。励振信号に含まれるノイズが高周波増幅素子11によって増幅され、受信部5への漏れ込みが最低受信感度電力を超えた場合、目標物4からの反射波に重畳され、エコーとして処理される。
ドレイン制御強制放電方式ではその特性が改善され、急峻に変化していることが明確に示された。これにより、送信部1が不要な信号成分を増幅することがなくなるばかりではなく、早期に減衰させることが可能となり、受信部5に対して出力される送信波発射直後のノイズ成分を含む不要信号を抑圧することが可能となった。
In the drain control method of FIG. 5B shown for comparison with FIG. 5A, the waveform falls slowly.
When spontaneous discharge is performed using the drain control method alone, a discharge time of about 10 microseconds is required. During this time, the high-frequency amplification element 11 is in an amplification operation state having a gain. When the noise included in the excitation signal is amplified by the high frequency amplifying element 11 and the leakage to the receiving unit 5 exceeds the minimum receiving sensitivity power, it is superimposed on the reflected wave from the target 4 and processed as an echo.
It was clearly shown that the drain-controlled forced discharge method improved its characteristics and changed abruptly. This not only prevents the transmission unit 1 from amplifying unnecessary signal components, but also enables early attenuation, and includes unnecessary signals including noise components immediately after the transmission wave is output that is output to the reception unit 5. Can be suppressed.

(第2の実施形態)
以下、本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。
この第2の実施形態においては、ドレイン制御強制放電方式における放電電流を制御して放電時間を設定する他の方法について説明する。
図6は、電力増幅器110を示す概略ブロック図である。
この図に示される電力増幅器110は、高周波増幅素子11、コンデンサ12、13、17、抵抗15、24、32、34、電源供給線路16、電源制御トランジスタ21及び放電用トランジスタ31を備える。
ここで、図6において、図2と同じ構成には同じ符号を付し、異なる構成について説明を行う。
(Second Embodiment)
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
In the second embodiment, another method for setting the discharge time by controlling the discharge current in the drain-controlled forced discharge method will be described.
FIG. 6 is a schematic block diagram showing the power amplifier 110.
The power amplifier 110 shown in this figure includes a high frequency amplifying element 11, capacitors 12, 13, 17, resistors 15, 24, 32, 34, a power supply line 16, a power control transistor 21, and a discharge transistor 31.
Here, in FIG. 6, the same components as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and different components will be described.

電力増幅器110における放電用トランジスタ31は、ソースが基準電位に接続され、ドレインが電源供給線路16に接続され、ゲートが抵抗32(R2)と抵抗34(R3)の接続点に接続される。放電用トランジスタ31のゲートには、入力されたドレイン電源制御信号の電圧が抵抗32と抵抗34によって分圧されて入力される。
放電用トランジスタ31は、高周波増幅素子11に電力を供給する電源供給線路16が基準電位に接続する状態を「ON(オン)状態/OFF(オフ)状態」に切り換えるスイッチである。電源供給線路16に接続されている静電容量に残留した電荷が放電用トランジスタ31を介して放電される。
The discharge transistor 31 in the power amplifier 110 has a source connected to the reference potential, a drain connected to the power supply line 16, and a gate connected to a connection point between the resistor 32 (R2) and the resistor 34 (R3). The voltage of the inputted drain power supply control signal is divided by the resistors 32 and 34 and inputted to the gate of the discharging transistor 31.
The discharging transistor 31 is a switch that switches a state in which the power supply line 16 that supplies power to the high-frequency amplifying element 11 is connected to the reference potential to an “ON (ON) state / OFF (OFF) state”. The charge remaining in the capacitance connected to the power supply line 16 is discharged through the discharge transistor 31.

ドレイン電源制御信号は、電源制御トランジスタ21のゲート・ソース間に印加された際、電源制御トランジスタ21がドレイン・ソース間に十分な電流を流すことができるような電圧となっている。このドレイン電源制御信号を分圧又は電圧降下させ放電用トランジスタ31のゲート・ソース間電圧として印加することで、放電用トランジスタ31がドレイン・ソース間に流す電流値を制御することが可能である。すなわち、図示されたブロック図に示された構成によって、放電用トランジスタ31のゲート・ソース間電圧を調整する機能をもたせることで、放電用トランジスタ31による放電電流を制限し、放電時間を変更することが可能となる。   When the drain power supply control signal is applied between the gate and source of the power supply control transistor 21, the voltage is such that the power supply control transistor 21 can flow a sufficient current between the drain and source. By applying this drain power supply control signal as a voltage between the gate and the source of the discharge transistor 31 by dividing or dropping the voltage, it is possible to control the current value that the discharge transistor 31 passes between the drain and the source. That is, the configuration shown in the illustrated block diagram provides a function of adjusting the gate-source voltage of the discharge transistor 31, thereby limiting the discharge current by the discharge transistor 31 and changing the discharge time. Is possible.

電力増幅器110では、残留している電荷を急速に放電することでノイズを抑圧するまでの時間を短縮することが可能となり、送信波の後半近傍のノイズはリミッター6でさらに減衰されることになる。高周波増幅素子11における減衰とリミッター6のリカバリータイム時間内における減衰により、ノイズ電力が受信部5の受信感度より低い電力まで減衰させることが可能となる。これにより、ノイズエコーの発生が抑えられ、目標物4からの反射波に影響を与えなくすことができる。   In the power amplifier 110, it is possible to shorten the time until the noise is suppressed by rapidly discharging the remaining charge, and the noise in the second half of the transmission wave is further attenuated by the limiter 6. . Due to the attenuation in the high-frequency amplifying element 11 and the attenuation within the recovery time of the limiter 6, the noise power can be attenuated to a power lower than the reception sensitivity of the receiving unit 5. Thereby, generation | occurrence | production of a noise echo can be suppressed and it can be made to have no influence on the reflected wave from the target object 4. FIG.

なお、ゲート制御方式においては、電流制限抵抗として機能する抵抗15(Rg)によって、高周波増幅素子11のゲート電流が制限される。高周波増幅素子11のゲート・ソース間の静電容量に蓄積される電荷(ゲートチャージ)を高速に充放電する手段が確立されていない。しかしゲート制御方式では、ゲート・ソース間電圧を変化させることで高周波増幅素子11の利得変化を容易に実現することが可能である。高周波増幅素子11のゲート・ソース間電圧をピンチオフ電圧にすることで、高周波増幅素子11における減衰量をドレイン制御方式以上に増加させることが可能であり、高いアイソレーションを確保できるなどのメリットがある。
送信波の電力を柔軟に変化させる必要がある場合や、高周波増幅素子11の増幅段数が少ないことによりドレイン制御方式のアイソレーションだけではノイズ抑圧に十分な減衰量を得ることが出来ない場合は、ゲート制御方式とドレイン制御強制放電方式の両方を組み合わせた方式が有効となる場合がある。
In the gate control method, the gate current of the high frequency amplifying element 11 is limited by the resistor 15 (Rg) functioning as a current limiting resistor. No means has been established for charging and discharging charges (gate charge) accumulated in the capacitance between the gate and source of the high-frequency amplifier 11 at high speed. However, in the gate control method, the gain change of the high frequency amplifying element 11 can be easily realized by changing the gate-source voltage. By setting the gate-source voltage of the high-frequency amplifying element 11 to a pinch-off voltage, the attenuation amount in the high-frequency amplifying element 11 can be increased more than the drain control method, and there is a merit that high isolation can be secured. .
When it is necessary to change the power of the transmission wave flexibly, or when the number of amplification stages of the high-frequency amplifying element 11 is small, it is not possible to obtain an attenuation sufficient for noise suppression only by drain control isolation. A combination of both the gate control method and the drain control forced discharge method may be effective.

また、ゲート制御信号とドレイン電源制御信号は、同じタイミングの信号を使用することが可能である。RFパルス信号の立ち上がりのタイミングにおいて、ゲート制御信号によって高周波増幅素子11の増幅動作を指示する信号が入力されると、ゲート・ソース間電圧は、ゲートチャージを充電しながらゲート制御信号が示すバイアス電圧まで移行していく。それにともない、高周波増幅素子11のドレイン・ソース間のインピーダンスが低下する。同時に、ドレイン電源制御信号により、電源制御トランジスタ21が「ON(オン)」状態となり、高周波増幅素子11のへのドレイン電源の供給が開始される。高周波増幅素子11のゲート・ソース間電圧がバイアス電圧に移行し、ドレイン電源の供給が開始されることで、高周波増幅素子11のドレイン電流が徐々に増加し、規定の値に到達すると高周波増幅素子11の増幅準備が整う。
次に立ち下がりのタイミングにおいて、ゲート制御信号による増幅終了指示が入力され、高周波増幅素子11のゲート・ソース間電圧がバイアス電圧からピンチオフ電圧への移行が開始される。それにより、高周波増幅素子11のゲート・ソース間電圧はゲートチャージを放電しながらピンチオフ電圧まで移行していく。それにともない、高周波増幅素子11のドレイン・ソース間のインピーダンスが上昇していく。
The gate control signal and the drain power supply control signal can be signals having the same timing. When a signal instructing the amplifying operation of the high-frequency amplifying element 11 is input by the gate control signal at the rising timing of the RF pulse signal, the gate-source voltage is the bias voltage indicated by the gate control signal while charging the gate charge. Will continue until. As a result, the impedance between the drain and source of the high-frequency amplifying element 11 decreases. At the same time, the power supply control transistor 21 is turned on by the drain power supply control signal, and the supply of drain power to the high-frequency amplifying element 11 is started. When the gate-source voltage of the high-frequency amplifying element 11 shifts to the bias voltage and the supply of drain power is started, the drain current of the high-frequency amplifying element 11 gradually increases and reaches a specified value. 11 are ready for amplification.
Next, at the falling timing, an amplification end instruction by the gate control signal is input, and the transition of the gate-source voltage of the high-frequency amplifying element 11 from the bias voltage to the pinch-off voltage is started. As a result, the gate-source voltage of the high-frequency amplifying element 11 shifts to the pinch-off voltage while discharging the gate charge. Accordingly, the impedance between the drain and the source of the high frequency amplifying element 11 increases.

さらに、本実施形態では、ゲート制御方式とドレイン制御強制放電方式を組み合わせて動作させる。そのため、ドレイン電源制御信号により電源制御トランジスタ21が高周波増幅素子11へのドレイン電源の供給を停止するのと同時に、放電用トランジスタ31によって強制放電を開始する。そして、ゲート制御方式による高周波増幅素子11のドレイン・ソース間のインピーダンス変化に殆ど影響を受けず、急速の放電することが可能となる。そして、高周波増幅素子11は、増幅動作状態から減衰動作状態へ移行する。高周波増幅素子11におけるゲート制御によるピンチオフ電圧への移行と、ドレイン制御によるドレイン電源の供給停止により、高周波増幅素子11は大きな減衰量を持ち、高いアイソレーションを持つことが可能となる。   Furthermore, in this embodiment, the gate control method and the drain control forced discharge method are operated in combination. For this reason, the power supply control transistor 21 stops the supply of drain power to the high frequency amplifying element 11 by the drain power supply control signal, and at the same time, the discharge transistor 31 starts forced discharge. Further, it is possible to discharge rapidly without being substantially affected by the impedance change between the drain and the source of the high frequency amplifying element 11 by the gate control method. Then, the high frequency amplification element 11 shifts from the amplification operation state to the attenuation operation state. By shifting to the pinch-off voltage by gate control in the high-frequency amplifier 11 and stopping the supply of drain power by drain control, the high-frequency amplifier 11 has a large amount of attenuation and can have high isolation.

これまでのゲート制御方式とドレイン制御方式を合わせた方式は、ゲート・ソース間電圧がピンチオフ電圧に近づくことで、電源供給線路に接続されている静電容量に残留した電荷を放電するのにより長い時間を要することになっていた。ゲート制御方式とドレイン制御強制放電方式を組み合わせて動作させることにより、電源供給線路に接続されている静電容量に残留した電荷を急速に放電することができ、受信部のS/N特性を改善することが可能となる。これにより、短距離に存在する目標物の検出に適応可能なパルスレーダへの応用が可能となる。   The conventional gate control method and drain control method combined are longer to discharge the charge remaining in the capacitance connected to the power supply line when the gate-source voltage approaches the pinch-off voltage. It was supposed to take time. By operating in combination with the gate control method and the drain control forced discharge method, the charge remaining in the capacitance connected to the power supply line can be discharged quickly, improving the S / N characteristics of the receiver. It becomes possible to do. Thereby, the application to the pulse radar which can be adapted to the detection of the target existing at a short distance becomes possible.

なお、本発明の電力増幅器は、電力増幅器100、110に相当する。また、本発明の電力増幅回路は、高周波増幅素子11に相当する。本発明の電源遮断回路は、電源制御トランジスタ21に相当する。本発明の放電回路は、放電用トランジスタ31に相当する。本発明の第1のトランジスタは、電源制御トランジスタ21に相当する。本発明の第2のトランジスタは、放電用トランジスタ31に相当する。本発明の高周波増幅素子は、高周波増幅素子11に相当する。
なお、第1導電型と第2導電型は、pチャネル型とnチャネル型を示す。
The power amplifier of the present invention corresponds to the power amplifiers 100 and 110. The power amplifier circuit of the present invention corresponds to the high frequency amplifier element 11. The power cutoff circuit of the present invention corresponds to the power control transistor 21. The discharge circuit of the present invention corresponds to the discharge transistor 31. The first transistor of the present invention corresponds to the power supply control transistor 21. The second transistor of the present invention corresponds to the discharging transistor 31. The high frequency amplification element of the present invention corresponds to the high frequency amplification element 11.
The first conductivity type and the second conductivity type are a p-channel type and an n-channel type.

100 電力増幅器
11 高周波増幅素子
12、13、17 コンデンサ
15、24、32、33 抵抗
16 電源供給線路
21 電源制御トランジスタ
31 放電用トランジスタ
DESCRIPTION OF SYMBOLS 100 Power amplifier 11 High frequency amplification element 12, 13, 17 Capacitor 15, 24, 32, 33 Resistance 16 Power supply line 21 Power supply control transistor 31 Discharge transistor

Claims (3)

半導体素子によって構成され電力増幅する電力増幅回路と、
前記電力増幅回路に供給される電源を遮断する電源遮断回路と、
前記電源遮断回路による電源遮断に同期して前記電源遮断回路及び前記電力増幅回路に残留する電荷を放電する放電回路と、
を備えることを特徴とする電力増幅器。
A power amplifier circuit configured by a semiconductor element to amplify power;
A power cut-off circuit for cutting off the power supplied to the power amplifier circuit;
A discharge circuit for discharging electric charge remaining in the power cutoff circuit and the power amplifier circuit in synchronization with the power cutoff by the power cutoff circuit;
A power amplifier comprising:
入力信号を増幅する増幅時以外の電源供給が第1のドレイン電源制御信号によって遮断される電力増幅器であって、
前記電源遮断回路は、
ソースが電源に接続され、ゲートに前記第1のドレイン電源制御信号が入力される第1導電型の第1のトランジスタを備え、
前記放電回路は、
ソースが基準電位に接続され、ドレインが第1のトランジスタのドレインに接続され、ゲートに前記第1のドレイン電源制御信号に同期した第2のドレイン電源制御信号が入力され、前記第1導電型と異なる第2導電型の第2のトランジスタを備え、
前記電力増幅回路は、
ソースが基準電位に接続され、ドレインが前記第1のトランジスタのドレインに接続され、ゲートに前記入力信号が入力される高周波増幅素子を備える
ことを特徴とする請求項1に記載の電力増幅器。
A power amplifier that amplifies an input signal and that is powered off except during amplification is interrupted by a first drain power control signal,
The power cutoff circuit is
A first conductivity type first transistor having a source connected to a power supply and a gate to which the first drain power supply control signal is input;
The discharge circuit is:
The source is connected to the reference potential, the drain is connected to the drain of the first transistor, the gate is supplied with a second drain power supply control signal synchronized with the first drain power supply control signal, and the first conductivity type A second transistor of a different second conductivity type,
The power amplifier circuit includes:
2. The power amplifier according to claim 1, further comprising: a high-frequency amplifying element having a source connected to a reference potential, a drain connected to the drain of the first transistor, and a gate to which the input signal is input.
入力信号を増幅する増幅時以外の電源供給が第1のドレイン電源制御信号によって遮断される電力増幅器であって、
前記電源遮断回路は、
ソースが電源に接続され、ゲートに前記第1のドレイン電源制御信号が入力される第1導電型の第1のトランジスタを備え、
前記放電回路は、
ソースが基準電位に接続され、ドレインがインピーダンス素子を介して第1のトランジスタのドレインに接続され、ゲートに前記第1のドレイン電源制御信号に同期した第2のドレイン電源制御信号が入力される前記第1導電型と異なる第2導電型の第2のトランジスタを備え、
前記電力増幅回路は、
ソースが基準電位に接続され、ドレインが前記第1のトランジスタのドレインに接続され、ゲートに前記入力信号が入力される高周波増幅素子を備える
ことを特徴とする請求項1に記載の電力増幅器。
A power amplifier that amplifies an input signal and that is powered off except during amplification is interrupted by a first drain power control signal,
The power cutoff circuit is
A first conductivity type first transistor having a source connected to a power supply and a gate to which the first drain power supply control signal is input;
The discharge circuit is:
The source is connected to the reference potential, the drain is connected to the drain of the first transistor via the impedance element, and the second drain power supply control signal synchronized with the first drain power supply control signal is input to the gate. A second transistor of a second conductivity type different from the first conductivity type;
The power amplifier circuit includes:
2. The power amplifier according to claim 1, further comprising: a high-frequency amplifying element having a source connected to a reference potential, a drain connected to the drain of the first transistor, and a gate to which the input signal is input.
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