JP2010011294A - Amplifier, and load signal amplification device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、増幅器および荷重信号増幅装置に関する。 The present invention relates to an amplifier and a load signal amplifying apparatus.
従来、体重計などの計測装置として、荷重を検知する複数の荷重センサを有するブリッジ回路（ホイートストンブリッジ回路）と、ブリッジ回路の出力電圧を増幅する増幅器とを有する計測装置が知られている。以下、ブリッジ回路と増幅器を併せたものを荷重信号増幅装置と記載する。 Conventionally, as a measuring device such as a weight scale, a measuring device having a bridge circuit (Wheatstone bridge circuit) having a plurality of load sensors for detecting a load and an amplifier for amplifying the output voltage of the bridge circuit is known. Hereinafter, a combination of a bridge circuit and an amplifier is referred to as a load signal amplification device.
図１に、従来の荷重信号増幅装置の回路図を示す。図１に示すように、従来の荷重信号増幅装置は、複数の荷重センサを有するブリッジ回路に、増幅器として反転型差動増幅回路が接続された構成を有する。このような荷重信号増幅装置において、増幅器の帰還抵抗をＲｆ、荷重センサの抵抗値をＲｒｄとすると、増幅器の増幅率Ａは、
Ａ＝２×Ｒｆ／Ｒｒｄ （式１）
となる。しかしながら、荷重センサは、一般に、その抵抗値が温度によって変動する、という温度特性を有する。即ち、温度の変化に応じて荷重センサの抵抗値Ｒｒｄが変化してしまう。それにより、増幅率Ａ、ブリッジ回路や増幅器の出力電圧の値が変化してしまうため、荷重を正確に計測することができなくなってしまう。
FIG. 1 shows a circuit diagram of a conventional load signal amplifying apparatus. As shown in FIG. 1, the conventional load signal amplifying apparatus has a configuration in which an inverting differential amplifier circuit is connected as an amplifier to a bridge circuit having a plurality of load sensors. In such a load signal amplifying apparatus, when the feedback resistance of the amplifier is Rf and the resistance value of the load sensor is Rrd, the amplification factor A of the amplifier is
A = 2 × Rf / Rrd (Formula 1)
It becomes. However, the load sensor generally has a temperature characteristic that its resistance value varies with temperature. That is, the resistance value Rrd of the load sensor changes according to a change in temperature. As a result, the gain A and the output voltage values of the bridge circuit and the amplifier change, and the load cannot be measured accurately.
そのような問題に鑑みた従来技術として、図２に示すような回路構成を有する荷重信号増幅装置が提案されている。図２の構成では、上述した反転型差動増幅回路の帰還抵抗に感温抵抗素子が直列に接続されている。このような荷重信号増幅装置において、感温抵抗素子の抵抗をＲｔｈとすると、増幅器の増幅率Ａは、
Ａ＝２×（Ｒｆ＋Ｒｔｈ）／Ｒｒｄ （式２）
となる。従来は、Ｒｒｄの変動を打ち消すような特性を有する感温抵抗素子を用いることによって、温度の変化による増幅器の出力電圧の変化を抑制していた。
As a conventional technique in view of such a problem, a load signal amplifying apparatus having a circuit configuration as shown in FIG. 2 has been proposed. In the configuration of FIG. 2, a temperature sensitive resistor element is connected in series to the feedback resistor of the inverting differential amplifier circuit described above. In such a load signal amplifying apparatus, when the resistance of the temperature sensitive resistance element is Rth, the amplification factor A of the amplifier is
A = 2 × (Rf + Rth) / Rrd (Formula 2)
It becomes. Conventionally, a change in the output voltage of the amplifier due to a change in temperature has been suppressed by using a temperature-sensitive resistance element having a characteristic that cancels the fluctuation of Rrd.
しかしながら、感温抵抗素子の種類には限りがあるため、一般に、Ｒｒｄの変化に対して十分マッチするような特性の感温抵抗素子というのは無く、上述した従来の回路では、そのような特性に類似した特性の感温抵抗素子を代用していた。そのため上記変化を十分に抑制することができていなかった。 However, since the types of temperature sensitive resistance elements are limited, in general, there is no temperature sensitive resistance element having a characteristic that sufficiently matches the change in Rrd. In the conventional circuit described above, such characteristics are not provided. A temperature-sensitive resistance element having characteristics similar to those of the above was substituted. Therefore, the above change has not been sufficiently suppressed.
一方、体重計などの計測装置において、計測結果（荷重）の分解能を高めたいというニーズがある。そのため、上述した増幅器において温度変化による出力電圧の変化をより低減することが必要とされている。
本発明は上記実情に鑑みてなされたものであって、その目的とするところは、簡易な方法で温度の変化による増幅器の出力電圧の変化をより低減することのできる技術を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a technique capable of further reducing a change in the output voltage of the amplifier due to a change in temperature by a simple method. .
上記目的を達成するために本発明は、以下の構成を採用する。 In order to achieve the above object, the present invention adopts the following configuration.
本発明の増幅器は、荷重を検知する複数の荷重センサを有するブリッジ回路の出力電圧を増幅する増幅器であって、第１オペアンプと第２オペアンプとを有し、前記第１オペアンプの非反転入力端子は、前記ブリッジ回路の一方の出力端子に接続されており、前記第１オペアンプの反転入力端子は、第１抵抗を介して前記第２オペアンプの出力端子に接続されており、前記第２オペアンプの非反転入力端子は、前記ブリッジ回路の他方の出力端子に接続されており、前記第２オペアンプの反転入力端子は、第２抵抗を介して所定の電源に接続されており、前記第１オペアンプの帰還抵抗、又は、前記第１抵抗に、感温抵抗素子が直列に接続されていることを特徴とする。 An amplifier according to the present invention is an amplifier that amplifies an output voltage of a bridge circuit having a plurality of load sensors for detecting a load, and includes a first operational amplifier and a second operational amplifier, and a non-inverting input terminal of the first operational amplifier. Is connected to one output terminal of the bridge circuit, an inverting input terminal of the first operational amplifier is connected to an output terminal of the second operational amplifier via a first resistor, and A non-inverting input terminal is connected to the other output terminal of the bridge circuit, and an inverting input terminal of the second operational amplifier is connected to a predetermined power source via a second resistor. A temperature sensitive resistance element is connected in series to a feedback resistor or the first resistor.
この構成によれば、増幅器の増幅率を、第１オペアンプの帰還抵抗、第１抵抗、及び、感温抵抗素子の抵抗の値で表すことができる。そして、それらの抵抗を組み合わせることによって、感温抵抗素子のみで制御するよりも、増幅器の出力電圧の温度変化を低減することができる。即ち、増幅器として２つのオペアンプで構成された非反転型差動増幅回路を用いるという簡易な方法で、温度の変化による増幅器の出力電圧の変化をより低減することができる。 According to this configuration, the amplification factor of the amplifier can be expressed by the values of the feedback resistance of the first operational amplifier, the first resistance, and the resistance of the temperature sensitive resistance element. By combining these resistors, the temperature change of the output voltage of the amplifier can be reduced as compared with the case where control is performed only by the temperature-sensitive resistor element. That is, a change in the output voltage of the amplifier due to a change in temperature can be further reduced by a simple method using a non-inverting differential amplifier circuit composed of two operational amplifiers as an amplifier.
前記増幅器の増幅率の温度変化が前記ブリッジ回路の出力電圧の温度変化を打ち消すように、前記第１オペアンプの帰還抵抗、前記第１抵抗、及び、前記感温抵抗素子の抵抗の値が定められていることが好ましい。それにより、そのような感温抵抗素子のみを選択する場合よりも、増幅器の出力電圧の温度変化を低減することができる。 The feedback resistance of the first operational amplifier, the first resistance, and the resistance of the temperature sensitive resistance element are determined so that the temperature change of the amplification factor of the amplifier cancels the temperature change of the output voltage of the bridge circuit. It is preferable. Thereby, the temperature change of the output voltage of the amplifier can be reduced as compared with the case where only such a temperature sensitive resistance element is selected.
前記感温抵抗素子が前記第１オペアンプの帰還抵抗に直列に接続されており、２つの異なる温度Ｔ１、Ｔ２において、前記ブリッジ回路の出力電圧の温度変化を打ち消すために必要な前記増幅器の増幅率が、それぞれ、Ａ（Ｔ１）、Ａ（Ｔ２）であり、前記感温抵抗素子の抵抗の値が、それぞれ、Ｒｔｈ（Ｔ１）、Ｒｔｈ（Ｔ２）であった場合に、前記第１オペアンプの帰還抵抗の値Ｒｆ１及び前記第１抵抗の値Ｒ１は、
Ａ（Ｔ１）＝（Ｒｆ１＋Ｒｔｈ（Ｔ１））／Ｒ１
Ａ（Ｔ２）＝（Ｒｆ１＋Ｒｔｈ（Ｔ２））／Ｒ１
を満たすことが好ましい。
若しくは、前記感温抵抗素子が前記第１抵抗に直列に接続されている場合に、前記第１オペアンプの帰還抵抗の値Ｒｆ１及び前記第１抵抗の値Ｒ１は、
Ａ（Ｔ１）＝Ｒｆ１／（Ｒ１＋Ｒｔｈ（Ｔ１））
Ａ（Ｔ２）＝Ｒｆ１／（Ｒ１＋Ｒｔｈ（Ｔ２））
を満たすことが好ましい。
それにより、所望の増幅率を得るためのＲｆ及びＲ１の値を、感温抵抗素子の種類（特性）に応じて一意に決めることができる。そのため、感温抵抗素子や、第１オペアンプの帰還抵抗、及び、第１抵抗を容易に選択することができる。そして、そのように各抵抗の値を決定することにより、温度Ｔ１とＴ２の間において、増幅器の出力電圧を補償することができる（出力電圧の温度変化を略打ち消すことができる）。
The temperature-sensitive resistance element is connected in series to the feedback resistor of the first operational amplifier, and the amplification factor of the amplifier necessary to cancel the temperature change of the output voltage of the bridge circuit at two different temperatures T1 and T2. Are respectively A (T1) and A (T2), and when the resistance values of the temperature sensitive resistance elements are Rth (T1) and Rth (T2), respectively, the feedback of the first operational amplifier The resistance value Rf1 and the first resistance value R1 are:
A (T1) = (Rf1 + Rth (T1)) / R1
A (T2) = (Rf1 + Rth (T2)) / R1
It is preferable to satisfy.
Alternatively, when the temperature sensitive resistor element is connected in series to the first resistor, the feedback resistor value Rf1 and the first resistor value R1 of the first operational amplifier are:
A (T1) = Rf1 / (R1 + Rth (T1))
A (T2) = Rf1 / (R1 + Rth (T2))
It is preferable to satisfy.
Thereby, the values of Rf and R1 for obtaining a desired amplification factor can be uniquely determined according to the type (characteristic) of the temperature sensitive resistance element. Therefore, the temperature-sensitive resistor element, the feedback resistor of the first operational amplifier, and the first resistor can be easily selected. And by determining the value of each resistance in this way, the output voltage of the amplifier can be compensated between the temperatures T1 and T2 (temperature change of the output voltage can be substantially canceled).
前記温度Ｔ１、Ｔ２は、それぞれ、前記複数の荷重センサに要求される温度補償範囲の上限及び下限であることが好ましい。それにより、要求される温度補償範囲内において、増幅器の出力電圧を補償することができる。 The temperatures T1 and T2 are each preferably an upper limit and a lower limit of a temperature compensation range required for the plurality of load sensors. Thereby, the output voltage of the amplifier can be compensated within the required temperature compensation range.
感温抵抗素子が第１オペアンプの帰還抵抗に直列に接続されており、前記第１オペアンプの帰還抵抗の値をＲｆ１、前記感温抵抗素子の抵抗の値をＲｔｈ、前記第１抵抗の値をＲ１、前記第２オペアンプの帰還抵抗の値をＲｆ２、前記第２抵抗の値をＲ２、としたとき、
Ｒ１≒Ｒｆ２、
Ｒ２≒Ｒｆ１＋Ｒｔｈ、
であることが好ましい。
若しくは、感温抵抗素子が第１抵抗に直列に接続されている場合に、
Ｒ１＋Ｒｔｈ≒Ｒｆ２、
Ｒ２≒Ｒｆ１、
であることが好ましい。
このような構成にすることにより、抵抗値Ｒｆ１、Ｒｔｈ、Ｒ１、Ｒｆ２、Ｒ２のミスマッチにより生じる計測誤差（増幅器の出力電圧の誤差）を低減することができる。
A temperature sensitive resistance element is connected in series with the feedback resistor of the first operational amplifier, the feedback resistance value of the first operational amplifier is Rf1, the resistance value of the temperature sensitive resistance element is Rth, and the value of the first resistance is When R1, the feedback resistor value of the second operational amplifier is Rf2, and the second resistor value is R2,
R1≈Rf2,
R2≈Rf1 + Rth,
It is preferable that
Alternatively, when the temperature sensitive resistance element is connected in series with the first resistor,
R1 + Rth≈Rf2,
R2≈Rf1,
It is preferable that
With such a configuration, it is possible to reduce a measurement error (an error in the output voltage of the amplifier) caused by a mismatch between the resistance values Rf1, Rth, R1, Rf2, and R2.
また、本発明の荷重信号増幅装置は、荷重を検知する複数の荷重センサを有するブリッジ回路と、上記増幅器と、を有することを特徴とする。この構成によれば、（上述したのと同様の理由により）簡易な方法で温度の変化による増幅器の出力電圧の変化をより低減することができる。 According to another aspect of the present invention, there is provided a load signal amplifying apparatus including a bridge circuit having a plurality of load sensors for detecting a load and the amplifier. According to this configuration, the change in the output voltage of the amplifier due to the temperature change can be further reduced by a simple method (for the same reason as described above).
本発明によれば、簡易な方法で温度の変化による増幅器の出力電圧の変化をより低減することができる。 According to the present invention, the change in the output voltage of the amplifier due to the change in temperature can be further reduced by a simple method.
＜第１の実施形態＞
以下に、図面を参照して、本実施形態に係る荷重信号増幅装置について詳しく説明する。
<First Embodiment>
Hereinafter, the load signal amplifying apparatus according to the present embodiment will be described in detail with reference to the drawings.
図３は、本実施形態に係る荷重信号増幅装置３００の一例を示す回路図である。図３に示すように本実施形態に係る荷重信号増幅装置３００は、ブリッジ回路部３０１（ホイートストンブリッジ回路）と、増幅器３０２とを有する。
FIG. 3 is a circuit diagram showing an example of the load
ブリッジ回路部３０１は、荷重を検知する複数の荷重センサ３１１ａ〜３１１ｄを有するブリッジ回路である。荷重センサ３１１ａ〜３１１ｄとしては、例えば、歪ゲージなどを適用すればよい。なお、本実施形態では、ブリッジ回路部３０１の入力電圧をＶＡと記載する。また、本実施形態では荷重センサを４つ用いる場合について説明するが、荷重センサはいくつ設けてもよいし、それぞれの抵抗値は異なっていてもよい。
The
増幅器３０２は、ブリッジ回路部３０１の出力電圧を増幅する増幅器である。増幅器３０２の出力電圧は、例えば、不図示のコンピュータなどに送信され、荷重センサに作用した荷重の値として変換・出力される。増幅器３０２は、第１オペアンプ３１２と第２オペアンプ３１３とを有する。
The
第１オペアンプ３１２の帰還抵抗には、感温抵抗素子３１４が直列に接続されている。感温抵抗素子３１４としては、サーミスタやリニア抵抗などの従来技術を適用すればよい
。
A temperature
第１オペアンプ３１２の非反転入力端子は、ブリッジ回路部３０１の一方の出力端子に接続されている。本実施形態では、第１オペアンプ３１２の非反転入力端子がブリッジ回路部３０１の高電位側の出力端子に接続されている場合について説明する。第１オペアンプ３１２の反転入力端子は、第１抵抗を介して第２オペアンプの出力端子に接続されている。
A non-inverting input terminal of the first
第２オペアンプ３１３の非反転入力端子は、ブリッジ回路部３０１の他方の出力端子に接続されている。本実施形態では、第２オペアンプ３１３の非反転入力端子がブリッジ回路部３０１の低電位側の出力端子に接続されている場合について説明する。第２オペアンプ３１３の反転入力端子は、第２抵抗を介して所定の電源に接続されている。本実施形態では、所定の電源により、第２オペアンプ３１３の反転入力端子にＶｒｅｆの電圧が印加されるものとする。
The non-inverting input terminal of the second
即ち、本実施形態に係る増幅器３０２の回路構成は、２つのオペアンプにより構成された非反転型差動増幅回路である。
That is, the circuit configuration of the
ここで、第１オペアンプ３１２の帰還抵抗の値をＲｆ１、感温抵抗素子３１４の抵抗の値をＲｔｈ、第１抵抗の値をＲ１、第２オペアンプ３１３の帰還抵抗の値をＲｆ２、第２抵抗の値をＲ２とする。すると、増幅器３０２の増幅率Ａは、
Ａ＝（Ｒｆ１＋Ｒｔｈ）／Ｒ１ （式３）
となる。以下、当該増幅率Ａの導出方法について、詳しく説明する。
Here, the feedback resistance value of the first
A = (Rf1 + Rth) / R1 (Formula 3)
It becomes. Hereinafter, a method for deriving the amplification factor A will be described in detail.
ブリッジ回路部３０１の出力電圧の内、高電位側の出力電圧をＶ１、低電位側の出力電圧をＶ２とし、第２オペアンプ３１３の出力電圧をＶ３、第１オペアンプ３１２の出力電圧（荷重センサに作用した荷重を表す電圧）をＶｏとすると、抵抗Ｒ２，Ｒｆ２に流れる電流ｉ１、及び、抵抗Ｒ１，Ｒｆ１＋Ｒｔｈに流れる電流ｉ２は、それぞれ、
となる。
Among the output voltages of the
It becomes.
式４より、電圧Ｖ３は、
となり、式５より、電圧Ｖｏは、
となる。
From Equation 4, the voltage V3 is
From Equation 5, the voltage Vo is
It becomes.
式６，７より、電圧Ｖｏは、
となる。
From Equations 6 and 7, the voltage Vo is
It becomes.
従って、増幅器３０２の増幅率Ａは式３のように表される（式８の右辺第１項目）。
Therefore, the amplification factor A of the
また、式８の右辺第３項目は、抵抗値Ｒｆ１、Ｒｔｈ、Ｒ１、Ｒｆ２、Ｒ２のミスマッチにより生じる計測誤差を表す。このような計測誤差は極力除外することが好ましく、
Ｒ１≒Ｒｆ２、
Ｒ２≒Ｒｆ１＋Ｒｔｈ、
とすることにより当該項の値は略０となる。
Further, the third item on the right side of Equation 8 represents a measurement error caused by a mismatch between the resistance values Rf1, Rth, R1, Rf2, and R2. It is preferable to exclude such measurement errors as much as possible,
R1≈Rf2,
R2≈Rf1 + Rth,
As a result, the value of the term becomes approximately zero.
式３に示すように、本実施形態に係る荷重信号増幅装置３００では、上記構成により、増幅器３０２の増幅率Ａを第１オペアンプの帰還抵抗、第１抵抗、及び、感温抵抗素子の抵抗の値で表すことができる。即ち、増幅器の増幅率を、荷重センサの抵抗無しで表すことができる。そのため、本実施形態では、増幅器３０２の増幅率Ａの温度変化がブリッジ回路部３０１の出力電圧の温度変化を打ち消すように、第１オペアンプの帰還抵抗、第１抵抗、及び、感温抵抗素子の抵抗の値を定めればよい。それにより、増幅器の出力電圧の温度変化を低減することができる。また、本実施形態では、第１オペアンプの帰還抵抗、第１抵抗、及び、感温抵抗素子の抵抗を組み合わせることにより、感温抵抗素子のみで増
幅器の出力電圧の値を制御するよりも、増幅器の出力電圧の温度変化を低減することができる。
As shown in Equation 3, in the load
具体的には、２つの異なる温度Ｔ１、Ｔ２において、ブリッジ回路部３０１の出力電圧の温度変化を打ち消すために必要な増幅器３０２の増幅率が、それぞれ、Ａ（Ｔ１）、Ａ（Ｔ２）であり、感温抵抗素子の抵抗の値が、それぞれ、Ｒｔｈ（Ｔ１）、Ｒｔｈ（Ｔ２）であった場合に、
Ａ（Ｔ１）＝（Ｒｆ１＋Ｒｔｈ（Ｔ１））／Ｒ１
Ａ（Ｔ２）＝（Ｒｆ１＋Ｒｔｈ（Ｔ２））／Ｒ１
という連立方程式を解くことにより、第１オペアンプの帰還抵抗の値Ｒｆ１及び第１抵抗の値Ｒ１を求めればよい。それにより、所望の増幅率を得るためのＲｆ及びＲ１の値を、感温抵抗素子の種類（特性）に応じて一意に決めることができる。そのため、感温抵抗素子や、第１オペアンプの帰還抵抗、及び、第１抵抗を容易に選択することができる。そして、そのように各抵抗の値を決定することにより、温度Ｔ１とＴ２の間において、増幅器の出力電圧を補償することができる（出力電圧の温度変化を略打ち消すことができる）。そのため、温度Ｔ１、Ｔ２は、それぞれ、複数の荷重センサに要求される温度補償範囲の上限及び下限であることが好ましい。
Specifically, at two different temperatures T1 and T2, the amplification factors of the
A (T1) = (Rf1 + Rth (T1)) / R1
A (T2) = (Rf1 + Rth (T2)) / R1
The feedback resistor value Rf1 and the first resistor value R1 of the first operational amplifier may be obtained by solving the simultaneous equations. Thereby, the values of Rf and R1 for obtaining a desired amplification factor can be uniquely determined according to the type (characteristic) of the temperature sensitive resistance element. Therefore, the temperature-sensitive resistor element, the feedback resistor of the first operational amplifier, and the first resistor can be easily selected. And by determining the value of each resistance in this way, the output voltage of the amplifier can be compensated between the temperatures T1 and T2 (temperature change of the output voltage can be substantially canceled). Therefore, the temperatures T1 and T2 are preferably the upper and lower limits of the temperature compensation range required for the plurality of load sensors, respectively.
＜従来技術との比較＞
以下、図２に示す電気回路を有する従来の荷重信号増幅装置と、上述した第１の実施形態に係る荷重信号増幅装置との比較について、具体的な値を用いて説明する。但し、以下で述べる値はあくまで一例であり、目的に応じて適宜変更可能である。
<Comparison with conventional technology>
Hereinafter, a comparison between the conventional load signal amplifying apparatus having the electric circuit shown in FIG. 2 and the load signal amplifying apparatus according to the first embodiment will be described using specific values. However, the values described below are merely examples and can be appropriately changed according to the purpose.
（従来の荷重信号増幅装置の場合）
図２の回路において、常温での荷重センサの抵抗Ｒｒｄ＝２ｋΩとし、増幅率Ａ＝１００に設定する場合、式２より、Ｒｆ＋Ｒｔｈ＝１００ｋΩとなる。即ち、感温抵抗素子は常温でＲｆ＋Ｒｔｈ＝１００ｋΩを満たすものを選択すればよい。ところが、荷重センサの抵抗値は温度に依存するため、そのような温度特性による影響（増幅率Ａの変動）を低減するような温度特性を有する感温抵抗素子を選択する必要がある。
(Conventional load signal amplifier)
In the circuit of FIG. 2, when the resistance Rrd of the load sensor at room temperature is set to 2 kΩ and the amplification factor A is set to 100, Rf + Rth = 100 kΩ is obtained from Equation 2. That is, a temperature-sensitive resistance element that satisfies Rf + Rth = 100 kΩ at room temperature may be selected. However, since the resistance value of the load sensor depends on the temperature, it is necessary to select a temperature-sensitive resistance element having a temperature characteristic that reduces the influence (variation of the amplification factor A) due to such temperature characteristic.
ここで、荷重センサの抵抗Ｒｒｄが常温±１０℃で±１ｋΩ変化するとすると、感温抵抗素子は常温でＲｆ＋Ｒｔｈ＝１００ｋΩを満たし、且つ、常温±１０℃で±１ｋΩ変化するような素子を選択しなければならない。 Here, if the resistance Rrd of the load sensor changes ± 1 kΩ at room temperature ± 10 ° C., the temperature-sensitive resistance element is selected so that Rf + Rth = 100 kΩ is satisfied at room temperature and ± 1 kΩ changes at room temperature ± 10 ° C. There must be.
しかしながら、実際には、上記計算により導出した条件を満たすような素子がない場合がほとんどであり、比較的近い温度特性を有する素子（例えば、常温±１０℃で１０±２ｋΩの感温抵抗素子）が選択されていた。そのためブリッジ回路部の出力電圧の温度変化を十分に低減することができていなかった。 However, in practice, there are almost no elements that satisfy the conditions derived by the above calculation, and elements having relatively close temperature characteristics (for example, temperature sensitive resistance elements of 10 ± 2 kΩ at room temperature ± 10 ° C.) Was selected. Therefore, the temperature change of the output voltage of the bridge circuit unit cannot be sufficiently reduced.
（第１の実施形態に係る荷重信号増幅装置の場合）
一方、第１の実施形態に係る荷重信号増幅装置において、ブリッジ回路部の出力電圧Ｖｒｄ（＝Ｖ１−Ｖ２）＝０．００１Ｖ、第２オペアンプの反転入力端子に印加する電圧Ｖｒｅｆ＝２Ｖとし、増幅器の増幅率Ａ＝１００に設定する場合、第１オペアンプの出力電圧Ｖｏ＝２．１Ｖとなる（Ｒ１≒Ｒｆ２、Ｒ２≒Ｒｆ１＋Ｒｔｈとする）。
(In the case of the load signal amplifying device according to the first embodiment)
On the other hand, in the load signal amplifying device according to the first embodiment, the output voltage Vrd (= V1−V2) = 0.001V of the bridge circuit unit, the voltage Vref = 2V applied to the inverting input terminal of the second operational amplifier, and the amplifier When the gain A is set to 100, the output voltage Vo of the first operational amplifier is 2.1 V (R1≈Rf2, R2≈Rf1 + Rth).
ここで、出力電圧Ｖｒｄが常温±１０℃で±１％変化するとすると、安定した出力電圧Ｖｏを得るために、増幅率Ａは常温±１０℃で±１％変化する（Ｖｒｄが＋１％のとき増幅率は−１％となり、Ｖｒｄが−１％のとき増幅率は＋１％となる）必要がある。 If the output voltage Vrd changes ± 1% at room temperature ± 10 ° C., the gain A changes ± 1% at room temperature ± 10 ° C. to obtain a stable output voltage Vo (when Vrd is + 1%). The amplification factor is -1%, and the amplification factor is + 1% when Vrd is -1%).
ここで、上述した従来例と同様に、常温±１０℃で１０±２ｋΩの感温抵抗素子を用いるとすると、式３より、
１０１＝（Ｒｆ１＋１２）／Ｒ１ （式９）
９９＝（Ｒｆ１＋８）／Ｒ１ （式１０）
という２つの方程式を得ることができる。
Here, similarly to the conventional example described above, if a temperature sensitive resistance element of 10 ± 2 kΩ is used at room temperature ± 10 ° C., from Equation 3,
101 = (Rf1 + 12) / R1 (Formula 9)
99 = (Rf1 + 8) / R1 (Formula 10)
Two equations can be obtained.
式９，１０より、Ｒ１＝２ｋΩ、Ｒｆ１＝１９０ｋΩとなる。このように感温抵抗素子の特性から増幅器の出力電圧の温度変化をより低減するための条件（Ｒ１，Ｒｆ１等の抵抗値）が一意に決まるため、温度変化による増幅器の出力電圧の変化をより低減することができる。 From Equations 9 and 10, R1 = 2 kΩ and Rf1 = 190 kΩ. Since the conditions (resistance values such as R1, Rf1, etc.) for further reducing the temperature change of the output voltage of the amplifier are uniquely determined from the characteristics of the temperature sensitive resistance element, the change in the output voltage of the amplifier due to the temperature change is further increased. Can be reduced.
＜第２の実施形態＞
以下に、図面を参照して、第２の実施形態に係る荷重信号増幅装置について詳しく説明する。第２の実施形態に係る荷重信号増幅装置では、図４に示すように、感温抵抗素子が第１抵抗に直列に接続されている。それ以外の構成は第１の実施形態と同様である。以下では、第１の実施形態と異なる部分についてのみ説明する。なお、第１の実施形態と区別するために、荷重信号増幅装置の符号を４００、増幅器の符号を４０２、感温抵抗素子の符号を４１４とする。
<Second Embodiment>
Hereinafter, the load signal amplifying apparatus according to the second embodiment will be described in detail with reference to the drawings. In the load signal amplifying device according to the second embodiment, as shown in FIG. 4, the temperature sensitive resistance element is connected in series to the first resistor. Other configurations are the same as those in the first embodiment. Below, only a different part from 1st Embodiment is demonstrated. In addition, in order to distinguish from 1st Embodiment, the code | symbol of a load signal amplification apparatus is set to 400, the code | symbol of an amplifier is set to 402, and the code | symbol of a temperature sensitive resistance element is set to 414.
図４に示す構成において、第１オペアンプの出力電圧Ｖｏは、
となる（各符号の定義は第１の実施形態と同様とする）。
In the configuration shown in FIG. 4, the output voltage Vo of the first operational amplifier is
(The definition of each symbol is the same as in the first embodiment).
それにより。増幅器４０２の増幅率Ａは、
Ａ＝Ｒｆ１／（Ｒ１＋Ｒｔｈ） （式１２）
となる（式１１の右辺第１項目）。また、
Ｒ１＋Ｒｔｈ≒Ｒｆ２、
Ｒ２≒Ｒｆ１、
とすることにより、抵抗値Ｒｆ１、Ｒｔｈ、Ｒ１、Ｒｆ２、Ｒ２のミスマッチにより生じる計測誤差（式１１の右辺第３項目）の影響を低減することができる。
Thereby. The amplification factor A of the
A = Rf1 / (R1 + Rth) (Formula 12)
(The first item on the right side of Equation 11). Also,
R1 + Rth≈Rf2,
R2≈Rf1,
By doing so, it is possible to reduce the influence of the measurement error (the third item on the right side of Equation 11) caused by the mismatch of the resistance values Rf1, Rth, R1, Rf2, and R2.
式１２に示すように、本実施形態に係る荷重信号増幅装置４００では、第１の実施形態と同様に、増幅器４０２の増幅率Ａを第１オペアンプの帰還抵抗、第１抵抗、及び、感温抵抗素子の抵抗の値で表すことができる。即ち、増幅器の増幅率を、荷重センサの抵抗無しで表すことができる。そのため、本実施形態では、増幅器４０２の増幅率Ａの温度変化がブリッジ回路部３０１の出力電圧の温度変化を打ち消すように、第１オペアンプの帰還抵抗、第１抵抗、及び、感温抵抗素子の抵抗の値を定めればよい。それにより、増幅器の出力電圧の温度変化を低減することができる。また、本実施形態では、第１オペアンプの帰還抵抗、第１抵抗、及び、感温抵抗素子の抵抗を組み合わせることにより、感温抵抗素子のみで増幅器の出力電圧の値を制御するよりも、増幅器の出力電圧の温度変化を低減することができる。
As shown in
具体的には、２つの異なる温度Ｔ１、Ｔ２において、ブリッジ回路部３０１の出力電圧の温度変化を打ち消すために必要な増幅器４０２の増幅率が、それぞれ、Ａ（Ｔ１）、Ａ（Ｔ２）であり、感温抵抗素子の抵抗の値が、それぞれ、Ｒｔｈ（Ｔ１）、Ｒｔｈ（Ｔ２）であった場合に、
Ａ（Ｔ１）＝Ｒｆ１／（Ｒ１＋Ｒｔｈ（Ｔ１））
Ａ（Ｔ２）＝Ｒｆ１／（Ｒ１＋Ｒｔｈ（Ｔ２））
という連立方程式を解くことにより、第１オペアンプの帰還抵抗の値Ｒｆ１及び第１抵抗の値Ｒ１を求めればよい。それにより、所望の増幅率を得るためのＲｆ及びＲ１の値を、感温抵抗素子の種類（特性）に応じて一意に決めることができる。そのため、感温抵抗素子や、第１オペアンプの帰還抵抗、及び、第１抵抗を容易に選択することができる。そして、そのように各抵抗の値を決定することにより、温度Ｔ１とＴ２の間において、増幅器の出力電圧を補償することができる（出力電圧の温度変化を略打ち消すことができる）。そのため、温度Ｔ１、Ｔ２は、それぞれ、複数の荷重センサに要求される温度補償範囲の上限及び下限であることが好ましい。
Specifically, at two different temperatures T1 and T2, the amplification factors of the
A (T1) = Rf1 / (R1 + Rth (T1))
A (T2) = Rf1 / (R1 + Rth (T2))
The feedback resistor value Rf1 and the first resistor value R1 of the first operational amplifier may be obtained by solving the simultaneous equations. Thereby, the values of Rf and R1 for obtaining a desired amplification factor can be uniquely determined according to the type (characteristic) of the temperature sensitive resistance element. Therefore, the temperature-sensitive resistor element, the feedback resistor of the first operational amplifier, and the first resistor can be easily selected. And by determining the value of each resistance in this way, the output voltage of the amplifier can be compensated between the temperatures T1 and T2 (temperature change of the output voltage can be substantially canceled). Therefore, the temperatures T1 and T2 are preferably the upper and lower limits of the temperature compensation range required for the plurality of load sensors, respectively.
以上述べたように、上記第１、第２の実施形態に係る荷重信号増幅装置は、増幅器として２つのオペアンプにより構成された非反転型差動増幅回路を用いるという簡易な方法で、温度の変化による増幅器の出力電圧の変化をより低減することができる。 As described above, the load signal amplifying apparatus according to the first and second embodiments uses a non-inverting type differential amplifier circuit composed of two operational amplifiers as an amplifier, so that the temperature change can be achieved. The change in the output voltage of the amplifier due to can be further reduced.
なお、本実施形態では、第１オペアンプの非反転入力端子がブリッジ回路部の高電位側の出力端子に接続され、第２オペアンプの非反転入力端子がブリッジ回路部の低電位側の出力端子に接続されている場合について説明したが、第１オペアンプの非反転入力端子をブリッジ回路部の高電位側の出力端子に接続し、第２オペアンプの非反転入力端子をブリッジ回路部の低電位側の出力端子に接続してもよい。そのような回路構成にしても同様の作用効果を得ることができる。 In this embodiment, the non-inverting input terminal of the first operational amplifier is connected to the output terminal on the high potential side of the bridge circuit unit, and the non-inverting input terminal of the second operational amplifier is connected to the output terminal on the low potential side of the bridge circuit unit. As described above, the non-inverting input terminal of the first operational amplifier is connected to the output terminal on the high potential side of the bridge circuit unit, and the non-inverting input terminal of the second operational amplifier is connected to the low potential side of the bridge circuit unit. You may connect to an output terminal. Similar effects can be obtained even with such a circuit configuration.
３００，４００ 荷重信号増幅装置
３０１ ブリッジ回路部
３０２，４０２ 増幅器
３１１ａ〜３１１ｄ 荷重センサ
３１２ 第１オペアンプ
３１３ 第２オペアンプ
３１４，４１４ 感温抵抗素子
300, 400 Load
Claims (8)
第１オペアンプと第２オペアンプとを有し、
前記第１オペアンプの非反転入力端子は、前記ブリッジ回路の一方の出力端子に接続されており、
前記第１オペアンプの反転入力端子は、第１抵抗を介して前記第２オペアンプの出力端子に接続されており、
前記第２オペアンプの非反転入力端子は、前記ブリッジ回路の他方の出力端子に接続されており、
前記第２オペアンプの反転入力端子は、第２抵抗を介して所定の電源に接続されており、
前記第１オペアンプの帰還抵抗、又は、前記第１抵抗に、感温抵抗素子が直列に接続されている
ことを特徴とする増幅器。 An amplifier for amplifying an output voltage of a bridge circuit having a plurality of load sensors for detecting a load,
A first operational amplifier and a second operational amplifier;
A non-inverting input terminal of the first operational amplifier is connected to one output terminal of the bridge circuit;
The inverting input terminal of the first operational amplifier is connected to the output terminal of the second operational amplifier via a first resistor,
A non-inverting input terminal of the second operational amplifier is connected to the other output terminal of the bridge circuit;
The inverting input terminal of the second operational amplifier is connected to a predetermined power source through a second resistor,
A temperature-sensitive resistor element is connected in series to the feedback resistor of the first operational amplifier or the first resistor.
ことを特徴とする請求項１に記載の増幅器。 The feedback resistance of the first operational amplifier, the first resistance, and the resistance of the temperature sensitive resistance element are determined so that the temperature change of the amplification factor of the amplifier cancels the temperature change of the output voltage of the bridge circuit. The amplifier according to claim 1.
２つの異なる温度Ｔ１、Ｔ２において、
前記ブリッジ回路の出力電圧の温度変化を打ち消すために必要な前記増幅器の増幅率が、それぞれ、Ａ（Ｔ１）、Ａ（Ｔ２）であり、
前記感温抵抗素子の抵抗の値が、それぞれ、Ｒｔｈ（Ｔ１）、Ｒｔｈ（Ｔ２）であった場合に、
前記第１オペアンプの帰還抵抗の値Ｒｆ１及び前記第１抵抗の値Ｒ１は、
Ａ（Ｔ１）＝（Ｒｆ１＋Ｒｔｈ（Ｔ１））／Ｒ１
Ａ（Ｔ２）＝（Ｒｆ１＋Ｒｔｈ（Ｔ２））／Ｒ１
を満たす
ことを特徴とする請求項２に記載の増幅器。 The temperature-sensitive resistance element is connected in series to a feedback resistor of the first operational amplifier;
At two different temperatures T1, T2,
The amplification factors of the amplifiers necessary for canceling the temperature change of the output voltage of the bridge circuit are A (T1) and A (T2), respectively.
When the resistance values of the temperature sensitive resistance elements are Rth (T1) and Rth (T2), respectively.
The feedback resistor value Rf1 and the first resistor value R1 of the first operational amplifier are:
A (T1) = (Rf1 + Rth (T1)) / R1
A (T2) = (Rf1 + Rth (T2)) / R1
The amplifier according to claim 2, wherein:
２つの異なる温度Ｔ１、Ｔ２において、
前記ブリッジ回路の出力電圧の温度変化を打ち消すために必要な前記増幅器の増幅率が、それぞれ、Ａ（Ｔ１）、Ａ（Ｔ２）であり、
前記感温抵抗素子の抵抗の値が、それぞれ、Ｒｔｈ（Ｔ１）、Ｒｔｈ（Ｔ２）であった場合に、
前記第１オペアンプの帰還抵抗の値Ｒｆ１及び前記第１抵抗の値Ｒ１は、
Ａ（Ｔ１）＝Ｒｆ１／（Ｒ１＋Ｒｔｈ（Ｔ１））
Ａ（Ｔ２）＝Ｒｆ１／（Ｒ１＋Ｒｔｈ（Ｔ２））
を満たす
ことを特徴とする請求項２に記載の増幅器。 The temperature sensitive resistance element is connected in series to the first resistance;
At two different temperatures T1, T2,
The amplification factors of the amplifiers necessary for canceling the temperature change of the output voltage of the bridge circuit are A (T1) and A (T2), respectively.
When the resistance values of the temperature sensitive resistance elements are Rth (T1) and Rth (T2), respectively.
The feedback resistor value Rf1 and the first resistor value R1 of the first operational amplifier are:
A (T1) = Rf1 / (R1 + Rth (T1))
A (T2) = Rf1 / (R1 + Rth (T2))
The amplifier according to claim 2, wherein:
前記感温抵抗素子の抵抗の値をＲｔｈ、
前記第１抵抗の値をＲ１、
前記第２オペアンプの帰還抵抗の値をＲｆ２、
前記第２抵抗の値をＲ２、
としたとき、
Ｒ１≒Ｒｆ２、
Ｒ２≒Ｒｆ１＋Ｒｔｈ、
であることを特徴とする請求項３に記載の増幅器。 The value of the feedback resistance of the first operational amplifier is Rf1,
The resistance value of the temperature sensitive resistance element is Rth,
The value of the first resistor is R1,
The value of the feedback resistance of the second operational amplifier is Rf2,
The value of the second resistor is R2,
When
R1≈Rf2,
R2≈Rf1 + Rth,
The amplifier according to claim 3, wherein
前記感温抵抗素子の抵抗の値をＲｔｈ、
前記第１抵抗の値をＲ１、
前記第２オペアンプの帰還抵抗の値をＲｆ２、
前記第２抵抗の値をＲ２、
としたとき、
Ｒ１＋Ｒｔｈ≒Ｒｆ２、
Ｒ２≒Ｒｆ１、
であることを特徴とする請求項４に記載の増幅器。 The value of the feedback resistance of the first operational amplifier is Rf1,
The resistance value of the temperature sensitive resistance element is Rth,
The value of the first resistor is R1,
The value of the feedback resistance of the second operational amplifier is Rf2,
The value of the second resistor is R2,
When
R1 + Rth≈Rf2,
R2≈Rf1,
The amplifier according to claim 4, wherein:
ことを特徴とする請求項３〜６のいずれか１項に記載の増幅器。 The amplifier according to any one of claims 3 to 6, wherein the temperatures T1 and T2 are respectively an upper limit and a lower limit of a temperature compensation range required for the plurality of load sensors.
請求項１〜７のいずれか１項に記載の増幅器と、
を有することを特徴とする荷重信号増幅装置。 A bridge circuit having a plurality of load sensors for detecting a load;
An amplifier according to any one of claims 1 to 7;
A load signal amplifying apparatus comprising:
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2008170459A JP2010011294A (en) | 2008-06-30 | 2008-06-30 | Amplifier, and load signal amplification device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2008170459A JP2010011294A (en) | 2008-06-30 | 2008-06-30 | Amplifier, and load signal amplification device |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2010011294A true JP2010011294A (en) | 2010-01-14 |
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ID=41591201
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2008170459A Withdrawn JP2010011294A (en) | 2008-06-30 | 2008-06-30 | Amplifier, and load signal amplification device |
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|---|---|
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2021115675A1 (en) * | 2019-12-12 | 2021-06-17 | Robert Bosch Gmbh | Device for measuring a current through a choke and method for operating a device for measuring a current through a choke |
-
2008
- 2008-06-30 JP JP2008170459A patent/JP2010011294A/en not_active Withdrawn
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2021115675A1 (en) * | 2019-12-12 | 2021-06-17 | Robert Bosch Gmbh | Device for measuring a current through a choke and method for operating a device for measuring a current through a choke |
| US11988697B2 (en) | 2019-12-12 | 2024-05-21 | Robert Bosch Gmbh | Device for measuring a current through a choke and method for operating a device for measuring a current through a choke |
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