JP2007245762A - Drive controller for vehicle - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、主駆動軸を駆動する熱機関(例えば、エンジン)で発電機を駆動し、その発電機の出力で交流モータを駆動する車両用駆動制御装置に関するものである。 The present invention relates to a vehicle drive control device that drives a generator with a heat engine (for example, an engine) that drives a main drive shaft and drives an AC motor with the output of the generator.
従来の車両用駆動制御装置としては、従駆動軸を発電機の電力で駆動される直流モータで駆動し、この直流モータの界磁電流を制御することで駆動トルクを制御するというものが知られている(例えば、特許文献1参照)。
しかしながら、上記従来の車両用駆動制御装置にあっては、直流モータを適用してモータトルクを制御しているので、トルクアップをするためには直流モータの電機子電流を増加させる必要があるが、直流モータのブラシの寿命に限界があるため、電機子電流の増加に限界があり、質量の重い車両への適用が困難であったり4WD性能の向上が図れなかったりという未解決の課題がある。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、発電機と交流モータとの組み合わせで、4WD性能を向上することができる車両用駆動制御装置を提供することを目的としている。
However, in the above conventional vehicle drive control device, since the motor torque is controlled by applying a DC motor, it is necessary to increase the armature current of the DC motor in order to increase the torque. Since there is a limit in the life of brushes of DC motors, there is a limit in the increase in armature current, and there is an unresolved problem that it is difficult to apply to heavy vehicles or that 4WD performance cannot be improved. .
Accordingly, the present invention has been made paying attention to the unsolved problems of the above-described conventional example, and provides a vehicle drive control device capable of improving 4WD performance by a combination of a generator and an AC motor. The purpose is that.
上記目的を達成するために、本発明に係る車両用駆動制御装置は、界磁制御手段で交流モータが必要とするモータ必要電力に基づいて発電機の界磁を制御し、モータ制御手段で交流モータにPWM波電圧を印加して当該交流モータを制御し、変調率制限手段で前記PWM波電圧の変調率に制限値を設ける。 In order to achieve the above object, a vehicle drive control apparatus according to the present invention controls a field of a generator based on a required motor power required by an AC motor by a field control means, and converts the field motor to an AC motor by a motor control means. The AC motor is controlled by applying a PWM wave voltage, and the modulation factor limiting means provides a limit value for the modulation factor of the PWM wave voltage.
本発明によれば、モータに印加するPWM波電圧の変調率に制限を設けるので、トルク指令値が急変した場合であっても、発電電圧の落ち込みや跳ね上がりを抑制して、安定したモータトルク制御を行うことができ、4WD性能を向上させることができるという効果が得られる。 According to the present invention, since the modulation rate of the PWM wave voltage applied to the motor is limited, even if the torque command value suddenly changes, the drop or jump of the generated voltage is suppressed and stable motor torque control is achieved. And 4WD performance can be improved.
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図1は、本発明を四輪駆動車両に適用した場合の概略構成図である。
この図1に示すように、本実施形態の車両は、左右前輪1L、1Rが、内燃機関であるエンジン2によって駆動される主駆動輪であり、左右後輪3L、3Rが、モータ4によって駆動可能な従駆動輪である。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a schematic configuration diagram when the present invention is applied to a four-wheel drive vehicle.
As shown in FIG. 1, in the vehicle of this embodiment, left and right
前記エンジン2の吸気管路には、例えばメインスロットルバルブとサブスロットルバルブとが介装されている。メインスロットルバルブは、アクセルペダルの踏込み量等に応じてスロットル開度が調整制御される。サブスロットルバルブは、ステップモータ等をアクチュエータとし、そのステップ数に応じた回転角により開度が調整制御される。従って、サブスロットルバルブのスロットル開度をメインスロットルバルブの開度以下等に調整することによって、運転者のアクセルペダルの操作とは独立して、エンジンの出力トルクを減少させることができる。つまり、サブスロットルバルブの開度調整が、エンジン2による前輪1L、1Rの加速スリップを抑制する駆動力制御となる。
For example, a main throttle valve and a sub-throttle valve are interposed in the intake pipe line of the engine 2. The throttle opening of the main throttle valve is adjusted and controlled according to the amount of depression of the accelerator pedal. The sub-throttle valve uses a step motor or the like as an actuator, and the opening degree is adjusted and controlled by a rotation angle corresponding to the number of steps. Therefore, by adjusting the throttle opening of the sub-throttle valve to be equal to or less than the opening of the main throttle valve, the engine output torque can be reduced independently of the driver's operation of the accelerator pedal. That is, the adjustment of the opening degree of the sub-throttle valve is the driving force control that suppresses the acceleration slip of the
上記エンジン2の出力トルクTeは、トランスミッション及びデファレンスギヤ5を通じて左右前輪1L、1Rに伝達される。また、エンジン2の出力トルクTeの一部は、無端ベルト6を介して発電機7に伝達されることで、発電機7は、エンジン2の回転数Neにプーリ比を乗じた回転数Ngで回転する。
上記発電機7は、4WDコントローラ8によって調整される界磁電流Ifgに応じてエンジン2に対し負荷となり、その負荷トルクに応じた発電をする。この発電機7の発電電力の大きさは、回転数Ngと界磁電流Ifgとの大きさにより決定される。なお、発電機7の回転数Ngは、エンジン2の回転数Neからプーリ比に基づき演算することができる。
The output torque Te of the engine 2 is transmitted to the left and right
The
図2は発電機7の界磁電流駆動回路の構造を示す図である。この回路は、図2(a)に示すように、界磁電流電源として車両の14Vバッテリ7aのような定電圧電源と発電機自身の出力電圧とを選択する構成を適用し、界磁電流電源のプラス側を界磁コイル7bに繋げて、トランジスタ7cをスイッチングするように構成されている。この場合、発電機出力がバッテリ電圧Vbを下回っている状態では、他励領域となってバッテリ電圧Vbが界磁コイル7bの電源となり、発電機出力が増加して出力電圧Vgがバッテリ電圧Vb以上となると、自励領域となって発電機の出力電圧Vgが選ばれて界磁コイル7bの電源となる。即ち、界磁電流値を発電機の電源電圧により増大することができるので、大幅な発電機出力の増加が可能である。
FIG. 2 is a diagram showing the structure of the field current drive circuit of the
なお、界磁電流駆動回路は、図2(b)に示すように界磁電流電源として車両の14Vバッテリ7aのみ(他励領域のみ)を適用するようにしてもよい。
発電機7が発電した電力は、ジャンクションボックス10及びインバータ9を介してモータ4に供給可能となっている。前記モータ4の駆動軸は、減速機11及びクラッチ12を介して後輪3L、3Rに接続可能となっている。なお、本実施形態のモータ4は交流モータである。また、図中の符号13はデファレンスギヤを示す。
In the field current drive circuit, only the
The electric power generated by the
ジャンクションボックス10内には、インバータ9と発電機7とを接続・遮断するリレーが設けられている。そして、このリレーが接続されている状態で、発電機7から図示しない整流器を介して供給された直流の電力は、インバータ9内で三相交流に変換されてモータ4を駆動する。
また、ジャンクションボックス10内には、発電電圧を検出する発電機電圧センサと、インバータ9の入力電流である発電電流を検出する発電機電流センサとが設けられ、これらの検出信号は4WDコントローラ8に出力される。また、モータ4の駆動軸にはレゾルバが連結されており、モータ4の磁極位置信号θmを出力する。
In the
The
また、前記クラッチ12は、例えば湿式多板クラッチであって、4WDコントローラ8からの指令に応じて締結及び開放を行う。なお、本実施形態においては、締結手段としてのクラッチを湿式多板クラッチとしたが、例えばパウダークラッチやポンプ式クラッチであってもよい。
また、各車輪1L、1R、3L、3Rには、車輪速センサ27FL、27FR、27RL、27RRが設けられている。各車輪速センサ27FL、27FR、27RL、27RRは、対応する車輪1L、1R、3L、3Rの回転速度に応じたパルス信号を車輪速検出値として4WDコントローラ8に出力する。
The
Each
前記4WDコントローラ8は、例えばマイクロコンピュータ等の演算処理装置を備えて構成され、前記各車輪速度センサ27FL〜27RRで検出される車輪速度信号、ジャンクションボックス10内の電圧センサ及び電流センサの出力信号、モータ4に連結されたレゾルバの出力信号及びアクセルペダル(不図示)の踏込み量に相当するアクセル開度等が入力される。
The
4WDコントローラ8は、図3に示すように、目標モータトルク演算部8A、発電機供給電力演算部8B、発電電流指令演算部8C、発電機制御部8D、モータ制御部8E、TCS制御部8F、クラッチ制御部8Gを備える。
目標モータトルク演算部8Aは、従駆動輪である後輪3L,3Rの要求駆動力、例えば、4輪の車輪速度信号に基づいて算出される前後輪の車輪速度差とアクセルペダル開度信号とから、モータトルク指令値Ttを算出する。
As shown in FIG. 3, the
The target motor
発電機供給電力演算部8Bは、トルク指令値Tt、モータ回転数Nmに基づいて、次式をもとに発電機供給電力Pgを演算する。
Pg=Tt×Nm/Иm ………(1)
ここで、Иmはインバータ効率である。即ち、発電機供給電力Pgは、トルク指令値Ttとモータ回転数Nmとの積により求められるモータに必要な電力Pm(=Tt×Nm)よりインバータ効率Иm分多い値となる。
発電電流指令演算部8Cは、前記発電機供給電力演算部8Bで算出された発電機供給電力Pgと、後述するモータ制御部8Fで算出されるdq軸電圧指令値Vd*,Vq*から求められる発電電圧指令値Vdc*とに基づいて、次式をもとに発電電流指令値Idc*を演算する。
Idc*=Pg/Vdc* ………(2)
The generator supply
Pg = Tt × Nm / Иm (1)
Here, Иm is the inverter efficiency. That is, the generator supply power Pg has a value that is higher by the inverter efficiency Иm than the power Pm (= Tt × Nm) required for the motor, which is obtained by the product of the torque command value Tt and the motor rotation speed Nm.
The generated current
Idc * = Pg / Vdc * (2)
図4は、発電機7の発電制御を行う発電機制御部8Dの詳細を示すブロック図である。
この発電機制御部8Dは、P制御部101と、I制御部102と、FF制御部103と、制御量加算部104と、界磁制御部105とで構成され、界磁電圧PWMデューティ比C1を決定して発電機7の界磁電流IfgをPWM制御する。
P制御部101では、前記(2)式により算出された発電電流指令値Idc*と実発電電流値Idcとの偏差に基づいてP制御を行う。先ず、発電電流指令値Idc*と実発電電流値Idcとの偏差に所定のゲインを乗算する。そして、発電機の回転数変動に対してゲインの感度を一定にするために、この値に発電機回転数Ngの逆数を乗算し、これをP制御における制御量Vpとして後述する制御量加算部104に出力する。
FIG. 4 is a block diagram showing details of the
The
The
I制御部102では、前記(2)式により算出された発電電流指令値Idc*と実発電電流値Idcとの偏差に基づいてI制御を行う。つまり、発電電流指令値Idc*と実発電電流値Idcとの偏差を積分していく。ここで、積分値は上限値及び下限値をもつ。そして、上記P制御同様、この積分値に発電機回転数Ngの逆数を乗算し、これをI制御における制御量Viとして後述する制御量加算部104に出力する。
The I control
FF制御部103では、図5に示すように予め格納された回転数毎の発電機特性マップを参照し、発電電圧指令値Vdc*と発電電流指令値Idc*とに基づいて、フィードフォワードで発電機界磁電圧のPWMデューティ比D1を求める。この図5において、曲線a1〜a4は、発電機7の自励領域において界磁電圧PWMデューティ比D1を固定とし、発電機7の負荷を徐々に変化させた場合の動作点の軌跡であり、曲線a1〜a4はデューティ比D1の違いを示している。
As shown in FIG. 5, the
そして、このPWMデューティ比D1と発電電圧指令値Vdc*とに基づいて、次式をもとにFF制御における制御量Vffを算出し、制御量加算部104に出力する。
Vff=D1×Vdc* ………(3)
なお、本実施形態においては、PWMデューティ比D1と発電電圧指令値Vdc*とに基づいて制御量Vffを算出する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、発電機7の界磁電流Ifと界磁コイル抵抗Rfとに基づいて制御量Vffを算出するようにしてもよい。
Then, based on the PWM duty ratio D1 and the generated voltage command value Vdc * , a control amount Vff in the FF control is calculated based on the following equation and output to the control
Vff = D1 × Vdc * (3)
In the present embodiment, the case where the control amount Vff is calculated based on the PWM duty ratio D1 and the generated voltage command value Vdc * has been described. However, the present invention is not limited to this, and the field of the
この場合、先ず、モータ回転数Nmとトルク指令値Ttとから予め格納されたマップを参照して発電機7に必要な必要発電電圧V0及び必要発電電流I0を算出し、これらをもとに図6に示すように予め格納された回転数毎の発電機7の界磁電流特性マップを参照し、必要界磁電流If0を算出する。そして、このようにして算出された必要界磁電流If0に基づいて、Vff=If0×Rfにより制御量Vffを算出するようにすればよい。
制御量加算部104では、制御量Vpと制御量Viと制御量Vffとを加算し、これを界磁コイルにかける電圧Vfとして界磁制御部105に出力する。
In this case, first, the necessary power generation voltage V 0 and the necessary power generation current I 0 necessary for the generator 7 are calculated from the motor rotation speed Nm and the torque command value Tt with reference to a map stored in advance, and these are used as the basis. As shown in FIG. 6, the necessary field current If 0 is calculated by referring to the field current characteristic map of the
The control
界磁制御部105では、実発電電圧値Vdcが発電機7の界磁電流電源としてのバッテリ電圧Vb以下であるか否かを判定し、Vdc≦Vbであるときには下記(4)式をもとに界磁電圧PWMのデューティ比C1を算出する。
C1=Vf/Vb ………(4)
一方、Vdc>Vbであるときには、下記(5)式をもとに界磁電圧PWMデューティ比C1を算出する。
C1=Vf/Vdc ………(5)
そして、このようにして算出されたデューティ比C1に応じて、発電機7の界磁電流Ifgを制御する。
The
C1 = Vf / Vb (4)
On the other hand, when Vdc> Vb, field voltage PWM duty ratio C1 is calculated based on the following equation (5).
C1 = Vf / Vdc (5)
Then, the field current Ifg of the
つまりこの発電機制御部8Dでは、トルク指令値Ttから決まる発電機供給電力Pgを実現する発電機動作点をフィードフォワードで指定すると共に、発電電流指令値Idc*と実発電電流値Idcとの偏差をPI補償にてフィードバックすることにより、実発電電流値Idcを発電電流指令値Idc*に追従させる。これにより、モータ4の要求に応じた電力をインバータ9に供給するように発電機7の界磁電流Ifgが制御される。
That is, in this
なお、ここではフィードバック制御に用いる制御手法としてPI補償を適用しているが、これに限定されるものではなく、系を安定にする制御手法であればよい。
また、図3のTCS制御部8Fは、図示しないエンジントルク制御コントローラ(ECM)からのエンジン発生駆動トルクデマンド信号Tet、左右前輪の回転速度VFR,VFL、車速Vに基づいて、公知の方法によりECMに対してエンジン発生駆動トルクデマンド信号Teを送り返すことにより前輪トラクションコントロール制御を行う。
Here, PI compensation is applied as a control method used for feedback control. However, the present invention is not limited to this, and any control method that stabilizes the system may be used.
Further, the
クラッチ制御部8Gは、上記クラッチ12の状態を制御し、4輪駆動状態と判定している間はクラッチ12を接続状態に制御する。
ところで、一般に発電機の制御応答性は低く、インバータによるモータ制御の応答性は高いことが知られており、このような発電機とインバータとを組み合わせた場合、従来装置では、例えばトルク指令が急増する過程で発電機出力の増加が遅れ、インバータの入力が不十分な状態でトルク指令を出力するようにモータ制御が動くため、低電圧・大電流の電気効率の悪い動作点で発電機が使われるという問題がある。また、トルク指令値が急減する過程では、発電機出力の減少が遅れ、発電機出力電圧が所定値(フェイル電圧)を超えることにより部品が破損する恐れがあるという問題がある。
そこで、本実施形態では、モータ制御部8Eで、モータ4に印加するPWM波電圧の変調率に制限を設けることで、トルク指令値が急変したときの上記問題の発生を抑制する。
The
By the way, it is generally known that the control response of the generator is low and the response of the motor control by the inverter is high. When such a generator and an inverter are combined, in the conventional device, for example, the torque command increases rapidly. During this process, the increase in the generator output is delayed, and the motor control moves so that the torque command is output when the input of the inverter is insufficient.Therefore, the generator is used at the operating point where the electrical efficiency is low and the current is low. There is a problem of being. Further, in the process in which the torque command value rapidly decreases, there is a problem that the decrease in the generator output is delayed, and there is a possibility that the component may be damaged due to the generator output voltage exceeding a predetermined value (fail voltage).
Therefore, in the present embodiment, the
図7は、モータ制御部8Eの詳細を示すブロック図である。
このモータ制御部8Eでは、先ず、3相/2相変換部201で、電流センサにより検出された3相の交流電流値であるU相電流値Iu、V相電流値Iv、W相電流値Iwを、モータ4の磁極位置信号θmを用いて2相の直流電流値であるd軸電流値Id、q軸電流値Iqに変換し、電流F/B制御部202に出力する。
FIG. 7 is a block diagram showing details of the
In the
電流F/B制御部202では、3相/2相変換部201から出力されるdq軸電流値Id,Iqと、後述するId,Iq検索部203で演算されるdq軸電流指令値Id*,Iq*との偏差に対しPI制御を行って、後述するVd,Vq指令値演算部204で演算されるdq軸電圧指令値Vd*,Vq*にフィードバックする。
Id,Iq検索部203では、モータ回転数Nmとトルク指令値Ttとに基づいて、モータ回転数Nmを引数とするdq軸電流指令値Id*,Iq*のマップを参照し、トルク指令値Ttに一致するトルクを出力するためのd軸電流とq軸電流との指令値Id*,Iq*を演算してVd,Vq指令値演算部204に出力する。
In the current F /
The Id,
Vd,Vq指令値演算部204では、Id,Iq検索部203から入力される電流指令値Id*、Iq*と、モータ回転数Nmと、モータパラメータ(インダクタンス、界磁磁束)とに基づいて、d軸電流値Idをd軸電流指令値Id*にするためのd軸電圧指令値Vd*と、q軸電流値Iqをq軸電流指令値Iq*にするためのq軸電圧指令値Vq*とを演算する。
In the Vd, Vq command
2相/3相変換部205では、dq軸電圧指令値Vd*,Vq*を、モータ4の磁極位置信号θmを用いて3相正弦波指令値である3相座標系のU相電圧指令値Vu*、V相電圧指令値Vv*、W相電圧指令値Vw*に変換し、デッドタイム補償部206に出力する。
デッドタイム補償部206では、2相/3相変換部205から出力される3相電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*に対してデッドタイム補償を加えて後述する電圧変調部210に出力する。
In the two-phase / three-
The dead
また、変調率演算部207では、dq軸電圧指令値Vd*,Vq*と発電機7の実出力電圧Vdcdatとに基づいて、次式をもとに変調率Modを演算する。
Mod=2√2・√(Vd*2+Vq*2)/√3/Vdcdat ………(6)
セレクトハイ部208では、変調率演算部207で演算される変調率Modと、後述する変調率下限演算部214で演算される変調率下限値Modlowとを大小比較し、大きい方の変調率を選択して、セレクトロー部209に出力する。
The modulation
Mod = 2√2 · √ (Vd * 2 + Vq * 2 ) / √3 / Vdcdat (6)
The select
セレクトロー部209では、セレクトハイ部208でセレクトハイされた変調率と、後述する変調率上限演算部215で演算される変調率上限値Modhiとを大小比較し、小さい方の変調率を選択して電圧変調部210に出力する。
電圧変調部210では、前記デッドタイム補償部206でデッドタイム補償を加えた3相電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*を前記セレクトロー部209でセレクトローされた変調率で電圧変調することにより、正規化された3相正弦波指令値をPWM生成部211に出力する。
The select
In the
PWM生成部211では、電圧変調部210で正規化された3相正弦波指令値と三角波とを比較して、PWM指令を演算し、インバータ9に出力するスイッチング信号を生成する。インバータ9は、このスイッチング信号に応じたPWM波電圧を生成してモータ4へ印加し、これによりモータ4が駆動される。
また、安定限界電圧演算部212では、先ず、トルク指令値Ttとモータ回転数Nmとに基づいて、次式をもとに発電機7が出力すべき必要電力Pgを演算する。
Pg=Tt×Nm/И ………(7)
The
Further, the stable limit
Pg = Tt × Nm / И (7)
次に、この必要電力Pgと発電機回転数Ngとに基づいて、予め格納された安定限界電圧算出マップを参照し、安定限界電圧Vlimを算出する。ここで、安定限界電圧算出マップは、発電機回転数Ng、必要電力Pgを軸とする2次元マップであり、それぞれの格子点に回転数Ngと必要電力Pgとから決まる安定限界電圧Vlimを持たせる。この安定限界電圧Vlimは、必要電力Pgを安定限界で出力できる発電機7の出力電圧に相当する。
Next, based on the necessary power Pg and the generator rotational speed Ng, the stability limit voltage Vlim is calculated with reference to a previously stored stability limit voltage calculation map. Here, the stable limit voltage calculation map is a two-dimensional map with the generator rotational speed Ng and the required power Pg as axes, and each lattice point has a stable limit voltage Vlim determined from the rotational speed Ng and the required power Pg. Make it. This stability limit voltage Vlim corresponds to the output voltage of the
図8は、安定限界電圧Vlim算出の概念を示す図である。図中曲線Stは、発電機回転速度ωgと界磁電流Ifgとをパラメータとした発電機の出力可能特性線であり、ある回転速度である界磁電流が与えられているとき、発電機はこの出力可能特性線St上の電圧・電流を発生する。
また、二点鎖線で示す双曲線状の曲線P*は電力一定線であり、この線上では発電機7の出力電力が一定となる。つまり、出力可能特性線St上での出力電力は動作点によって異なり、各出力可能特性線上の動作点において、発電機7の出力電力が最大となる点が存在する。この出力電力が最大となる点を結んでできる線が安定限界線ηとなる。そして、この安定限界線ηによって分けられる2つの領域のうち、出力可能特性線St上の動作点の出力電力が、発電電流の増加に伴って増加する領域が安定領域A、発電電流の増加に伴って減少する領域が不安定領域Bとなる。
FIG. 8 is a diagram showing the concept of calculating the stability limit voltage Vlim. A curve St in the figure is a generator output possible characteristic line with the generator rotational speed ωg and the field current Ifg as parameters. When a field current at a certain rotational speed is given, the generator A voltage / current on the output possible characteristic line St is generated.
A hyperbolic curve P * indicated by a two-dot chain line is a constant power line, and the output power of the
曲線P*が必要電力Pgに相当する電力一定線であるとすると、前記安定限界電圧Vlimは、電力一定線P*と安定限界線ηとの交点αの電圧値となる。
なお、本実施形態においては、安定限界電圧演算部212で2次元マップを用いて安定限界電圧Vlimを演算する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、必要電力Pgに相当する電力一定線P*と安定限界線ηとの近似式を用いて電力一定線P*と安定限界線ηとの交点を求め、その交点の電圧値を安定限界電圧Vlimとして適用するようにしてもよい。
Assuming that the curve P * is a constant power line corresponding to the required power Pg, the stable limit voltage Vlim is a voltage value at the intersection α between the constant power line P * and the stable limit line η.
In the present embodiment, the case where the stable limit
また、変調率定数演算部213では、dq軸電圧指令値Vd*,Vq*に基づいて、次式をもとに、変調率上限値Modhi及び変調率下限値Modlowを演算するための定数V0を演算する。
V0=2√2・√(Vd*2+Vq*2)/√3 ………(8)
変調率下限演算部214では、変調率定数演算部213で演算された定数V0と、発電機目標電圧Vdcdemとに基づいて、次式をもとに変調率下限値Modlowを演算し、前記セレクトハイ部208に出力する。
Modlow=V0/Vdcdem ………(9)
Further, the modulation factor constant calculating
V 0 = 2√2 · √ (Vd * 2 + Vq * 2 ) / √3 (8)
The modulation factor lower
Modlow = V 0 / Vdcdem (9)
ここで、発電機目標電圧Vdcdem=発電電圧指令値Vdc*である。この発電電圧指令値Vdc*は、dq軸電圧指令値Vd*,Vq*に基づいて演算され、Vdc*=2√2・√(Vd*2+Vq*2)/√3である。したがって、本実施形態では、変調率下限値Modlow=1となる。このように、発電機7の目標動作点に基づいて変調率下限値Modlowを設定する。
Here, the generator target voltage Vdcdem = the generated voltage command value Vdc * . The generated voltage command value Vdc * is calculated based on the dq-axis voltage command values Vd * and Vq * , and is Vdc * = 2√2 · √ (Vd * 2 + Vq * 2 ) / √3. Therefore, in the present embodiment, the modulation factor lower limit value Modlow = 1. Thus, the modulation factor lower limit value Modlow is set based on the target operating point of the
変調率上限演算部215では、変調率定数演算部213で演算された定数V0と、安定限界電圧演算部212で演算された安定限界電圧Vlimとに基づいて、次式をもとに変調率上限値Modhiを演算し、前記セレクトロー部209に出力する。
Modhi=V0/Vlim ………(10)
このように、発電機7が出力すべき必要電力Pgを安定限界で出力することができる動作点に基づいて、変調率上限値Modhiを設定する。
Based on the constant V 0 calculated by the modulation rate
Modhi = V 0 / Vlim (10)
In this way, the modulation factor upper limit value Modhi is set based on the operating point at which the required power Pg to be output by the
つまり、このモータ制御部8Eでは、発電機目標電圧Vdcdemに基づいて算出された変調率下限値と、必要電力Pgを安定して出力できる安定限界電圧Vlimに基づいて算出された変調率上限値とによって、モータ4に印加するPWM波電圧の変調率に制限を設け、この範囲内でモータ制御を行う。
図7において、変調率下限演算部214が変調率下限設定手段に対応し、変調率上限演算部215が変調率上限設定手段に対応している。
That is, in the
In FIG. 7, a modulation rate lower
次に、本発明の第1の実施形態の動作について図9をもとに説明する。
今、発電機動作点が出力可能特性線St1とトルク指令値T1に相当する電力一定線P1との交点a0にあるときに、車輪速及びアクセル開度に基づいてモータトルク指令値がT1からT2へ急減したものとする。この場合には、発電機供給電力演算部8Bにおいて、トルク指令値T2、モータ回転数Nmに基づいて、発電機供給電力Pgが演算される。発電機供給電力Pgに相当する電力一定線は、図9の曲線P2で表される。そして、発電機制御部8Dにおいて、発電機供給電力Pgから算出される発電電流指令値Idc*と実発電電流値Idcとの偏差に対してPI制御が施され、実発電電流値Idcが発電電流指令値Idc*に追従するように発電機7の界磁電流Ifgが減少制御される。このとき、図9の発電機7の特性図に示すように、出力可能特性線は、現在の出力可能特性線St1から目標の出力可能特性線St2へ徐々に移行することになる。
Next, the operation of the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
Now, when the generator operating point is at the intersection a0 between the output possible characteristic line St1 and the constant power line P1 corresponding to the torque command value T1, the motor torque command value is changed from T1 to T2 based on the wheel speed and the accelerator opening. It is assumed that the number has suddenly decreased. In this case, the generator supply
モータ制御部8Eでは、変調率下限演算部214で変調率下限値Modlowが“1”に設定されると共に、変調率上限演算部215で、電力一定線P2と安定限界線ηとの交点b1の電圧値である安定限界電圧Vlimに基づいて変調率上限値Modhiが演算される。このとき、変調率下限値Modlowに相当する負荷一定線はA1となり、変調率上限値Modhiに相当する負荷一定線はA2となる。
In the
このとき、発電機7の出力電圧が目標電圧以上であることから、変調率演算部207で前記(6)式をもとに演算される変調率Modが変調率下限値Modlowと変調率上限値Modhiとの間の範囲内に収まらず、Mod<Modlow<Modhiとなる。すると、セレクトハイ部208で変調率下限値Modlowが選択され、セレクトロー部209でも変調率下限値Modlowが選択されるため、この変調率下限値Modlowに基づいてインバータ9に出力するスイッチング信号が生成される。これにより、発電機動作点はa0から出力可能特性線St1上を移行して、出力可能特性線St1と負荷一定線A1との交点a1に変化する。
At this time, since the output voltage of the
その後、界磁電流Ifgが徐々に減少すると、この界磁電流Ifgの減少に伴って発電機動作点は負荷一定線A1上を移行し、出力可能特性線がSt2となったとき目標動作点a*に到達する。
このように、発電機7の出力電圧が目標電圧以上であるときには、変調率を変調率下限値Modlowに固定する負荷固定制御が実行される。
Thereafter, when the field current Ifg gradually decreases, the generator operating point shifts on the constant load line A1 as the field current Ifg decreases, and the target operating point a when the output possible characteristic line becomes St2. * Reach.
Thus, when the output voltage of the
一方、従来の3相電流フィードバック制御によるモータ制御においては、トルク指令値がT1からT2へ急減した場合、図10に示すように、現在の発電状態でトルク指令値T2を出力できる動作点、即ち出力可能特性線St1と電力一定線P2との交点であるa2で発電機7を動作させるようにインバータ9の負荷を変更してしまうため、発電機動作点は点a0から点a2に変化し、発電電圧がフェイル電圧閾値Vmaxを超えてしまうという問題がある。
On the other hand, in the conventional motor control by the three-phase current feedback control, when the torque command value is suddenly decreased from T1 to T2, as shown in FIG. 10, the operating point at which the torque command value T2 can be output in the current power generation state, Since the load of the inverter 9 is changed so as to operate the
これに対して本実施形態では、モータ4に印加するPWM波電圧の変調率に下限値Modlowを設けることで、発電機7から見たインバータ9のインピーダンスが大きくなりすぎるのを制限するので、トルク指令値Ttが急減した場合であっても発電電圧の上昇を抑制することができ、過電圧になりにくくすることができる。
また、トルク指令値Ttが一定で発電機界磁電流Ifgが増加した場合、従来装置にあっては比較的容易に発電電圧がフェイル電圧閾値Vmaxを超えてしまうのに対し、本実施形態では、これを抑制することができる。これを、図11をもとに詳述する。
On the other hand, in the present embodiment, the lower limit value Modlow is provided for the modulation factor of the PWM wave voltage applied to the motor 4 to limit the impedance of the inverter 9 as viewed from the
Also, when the torque command value Tt is constant and the generator field current Ifg increases, the power generation voltage exceeds the fail voltage threshold Vmax relatively easily in the conventional device, whereas in the present embodiment, This can be suppressed. This will be described in detail with reference to FIG.
今、発電機動作点が出力可能特性線St1とトルク指令値T1に相当する電力一定線P1との交点a0にあるときに、発電機界磁電流Ifgが増加したものとする。このとき、出力可能特性線がSt1からSt2に変化したものとすると、従来装置にあっては、界磁電流Ifgの増加に伴い、3相電流フィードバック制御によりインバータ9の負荷が変更されて負荷一定線がA1まで変化する。つまり、発電機界磁電流Ifgの増加に伴って変調率が徐々に小さくなり、発電機動作点は点a0から電力一定線P1上を移行して出力可能特性線St2と負荷一定線A1との交点a1に変化し、発電電圧がフェイル電圧閾値Vmaxを超えてしまう。 Assume that the generator field current Ifg has increased when the generator operating point is at the intersection point a0 between the output possible characteristic line St1 and the constant power line P1 corresponding to the torque command value T1. At this time, assuming that the output possible characteristic line has changed from St1 to St2, in the conventional device, the load of the inverter 9 is changed by the three-phase current feedback control as the field current Ifg increases, and the load is kept constant. The line changes to A1. In other words, the modulation factor gradually decreases as the generator field current Ifg increases, and the generator operating point shifts from the point a0 on the constant power line P1 to the output possible characteristic line St2 and the constant load line A1. It changes to the intersection a1, and the generated voltage exceeds the fail voltage threshold value Vmax.
これに対して、本実施形態では、上記のように発電機界磁電流Ifgが増加した場合には、発電機7の出力電圧が目標電圧以上となることにより、変調率が変調率下限値Modlowに固定されるので、発電機界磁電流Ifgの増加に伴って、発電機動作点は点a0から変調率下限値Modlowに相当する負荷一定線A2上を移行し、出力可能特性線St2と負荷一定線A2との交点a2に変化する。このように、発電機界磁電流Ifgの増加による発電電圧の上昇を従来装置と比較して緩やかにすることができるので、発電電圧がフェイル電圧閾値Vmaxを超えにくくして、高電圧フェイルとなることを抑制することができる。
On the other hand, in this embodiment, when the generator field current Ifg increases as described above, the output voltage of the
また、図12に示すように、発電機動作点が出力可能特性線St3とトルク指令値T3に相当する電力一定線P3との交点a3にあるときに、車輪速及びアクセル開度に基づいてトルク指令値がT3からT4に急増したものとする。この場合には、発電機供給電力演算部8Bにおいて、トルク指令値T4、モータ回転数Nmに基づいて、発電機供給電力Pgが演算される。発電機供給電力Pgに相当する電力一定線は、図12の曲線P4で表される。そして、発電機制御部8Dにおいて、実発電電流値Idcが発電機供給電力Pgから算出される発電電流指令値Idc*に追従するように発電機7の界磁電流Ifgが増加制御される。このとき、図12の発電機7の特性図に示すように、出力可能特性線は、現在の出力可能特性線St3から目標の出力可能特性線St4へ徐々に移行することになる。
Further, as shown in FIG. 12, when the generator operating point is at the intersection point a3 between the output possible characteristic line St3 and the constant power line P3 corresponding to the torque command value T3, the torque is based on the wheel speed and the accelerator opening. It is assumed that the command value has increased rapidly from T3 to T4. In this case, the generator supply
モータ制御部8Eでは、変調率下限演算部214で変調率下限値Modlowが“1”に設定されると共に、変調率上限演算部215で、電力一定線P4と安定限界線ηとの交点b2の電圧値である安定限界電圧Vlimに基づいて変調率上限値Modhiが演算される。このとき、変調率下限値Modlowに相当する負荷一定線はA3となり、変調率上限値Modhiに相当する負荷一定線はA4となる。
In the
このとき、トルク指令値T4が現在の発電機7の発電状態で出力可能な最大トルクである出力可能トルク(現在の出力可能特性線上で出力可能な最大電力に相当するトルク)を上回っていることから、変調率演算部207で前記(6)式をもとに演算される変調率Modが変調率下限値Modlowと変調率上限値Modhiとの間の範囲内に収まらず、Modlow<Modhi<Modとなる。その結果、セレクトハイ部208で変調率Modが選択され、セレクトロー部209で変調率上限値Modhiが選択されるため、この変調率上限値Modhiに基づいてインバータ9に出力するスイッチング信号が生成される。これにより、発電機動作点はa3から出力可能特性線St3上を移行して、出力可能特性線St3と負荷一定線A4との交点a4に変化する。
At this time, the torque command value T4 exceeds the outputable torque that is the maximum torque that can be output in the current power generation state of the generator 7 (torque corresponding to the maximum power that can be output on the current output characteristic line). Therefore, the modulation rate Mod calculated by the modulation
その後、界磁電流Ifgが増加してトルク指令値T4が上記出力可能トルクと等しくなるまで(出力可能特性線がSt3’となるまで)、この界磁電流Ifgの増加に伴って、発電機動作点は負荷一定線A4上を移行し、点a4から点b2に変化する。
その後は、トルク指令値T4が出力可能トルクを下回ることから、変調率演算部207で演算される変調率ModがModlow<Mod<Modhiとなり、セレクトハイ部208で変調率Modが選択され、セレクトロー部209でも変調率Modが選択されるため、通常の3相電流フィードバック制御が行われ、この変調率Modに基づいてインバータ9に出力するスイッチング信号が生成される。つまり、界磁電流Ifgの増加に伴って徐々に変調率Modが減少し、発電機動作点は点b2から電力一定線P4上を移行して、出力可能特性線がSt4となったとき目標動作点a*に到達する。このとき、変調率を変調率上限値Modhiで固定する負荷固定制御と、変調率を変調率Modで制御する通常のPWM制御との切り替え時の電力不連続はない。
Thereafter, until the field current Ifg increases and the torque command value T4 becomes equal to the outputtable torque (until the outputable characteristic line becomes St3 ′), the generator operation is performed along with the increase of the field current Ifg. The point moves on the constant load line A4 and changes from the point a4 to the point b2.
Thereafter, since the torque command value T4 falls below the outputtable torque, the modulation rate Mod calculated by the modulation
このように、モータトルク指令値が出力可能トルク以下であるときには通常の3相電流フィードバック制御が実行され、モータトルク指令値が出力可能トルクを上回っているときには変調率を変調率上限値Modhiに固定する負荷固定制御が実行される。
一方、従来の3相電流フィードバック制御によるモータ制御においては、トルク指令値がT3からT4へ急増した場合、電流を増加させることで電力を供給しようとして、図13に示すように、発電機動作点が出力可能特性線St3と負荷一定線A5との交点であるa5に変化するため、発電電圧が落ち込んでしまう。その後は、さらに落ち込んだ電圧をもとに変調率を変化するため、変調率の限界まで落ち込んでしまい、最終的には不安定領域の効率の悪い動作点で動作してしまうという問題がある。
Thus, when the motor torque command value is equal to or less than the outputtable torque, normal three-phase current feedback control is executed, and when the motor torque command value exceeds the outputtable torque, the modulation rate is fixed to the modulation rate upper limit value Modhi. The load fixing control is executed.
On the other hand, in the conventional motor control based on the three-phase current feedback control, when the torque command value increases rapidly from T3 to T4, an attempt is made to supply power by increasing the current, as shown in FIG. Changes to a5 which is the intersection of the output possible characteristic line St3 and the constant load line A5, and thus the generated voltage drops. After that, since the modulation factor is changed based on the further dropped voltage, the modulation factor falls to the limit, and eventually there is a problem that the operation is performed at an inefficient operating point in the unstable region.
これに対して本実施形態では、モータ4に印加するPWM波電圧の変調率に上限値Modhiを設けることで、発電機7から見たインバータ9のインピーダンスが小さくなりすぎるのを制限するので、トルク指令値Ttが急増した場合であっても発電電圧の落ち込みを防止することができる。
このように、上記第1の実施形態では、モータに印加するPWM波電圧の変調率に制限を設けるので、モータトルク指令値が急変したときの発電電圧の落ち込みや跳ね上がりを抑制して、安定したモータトルク制御を行うことができ、4WD性能を向上させることができる。
On the other hand, in the present embodiment, the upper limit value Modhi is provided for the modulation factor of the PWM wave voltage applied to the motor 4, so that the impedance of the inverter 9 as viewed from the
As described above, in the first embodiment, since the modulation rate of the PWM wave voltage applied to the motor is limited, the drop or jump of the generated voltage when the motor torque command value suddenly changes is suppressed and stabilized. Motor torque control can be performed, and 4WD performance can be improved.
また、変調率に下限を設けることにより、モータトルク指令値が急減した場合であっても、発電電圧が過電圧となってフェイル電圧閾値を越えることを抑制することができるので、高電圧フェイルに起因する部品の破損を抑制することができる。
さらに、発電機の目標動作点に基づいて変調率下限値を設定するので、発電機の出力電圧が目標電圧を下回っているときは通常の3相電流フィードバック制御を行い、出力電圧が目標電圧以上であるときは変調率を固定とすることができる。その結果、トルク指令値が急減し出力電圧が目標電圧を上回っている状態では、変調率が変調率下限値で固定となって発電電圧の上昇を抑制することができ、高電圧フェイルを抑制することができる。
In addition, by setting a lower limit on the modulation factor, it is possible to prevent the generated voltage from exceeding the fail voltage threshold even if the motor torque command value suddenly decreases. It is possible to suppress breakage of parts to be performed.
Furthermore, since the modulation factor lower limit is set based on the target operating point of the generator, when the output voltage of the generator is lower than the target voltage, normal three-phase current feedback control is performed, and the output voltage exceeds the target voltage. When it is, the modulation rate can be fixed. As a result, in a state where the torque command value decreases rapidly and the output voltage exceeds the target voltage, the modulation rate is fixed at the lower limit value of the modulation rate, so that an increase in the generated voltage can be suppressed and high voltage failure is suppressed. be able to.
また、変調率に上限を設けることにより、モータトルク指令値が急増した場合であっても、発電電圧が落ち込むことを抑制することができるので、効率の悪い動作点で発電機が動作することを抑制することができる。
さらにまた、モータの必要電力を安定限界で出力できる動作点に基づいて変調率上限値を設定するので、モータトルク指令値が出力可能トルク以下であるときは通常の3相電流フィードバック制御を行い、モータトルク指令値が出力可能トルクを上回っているときは変調率を固定とすることができる。その結果、トルク指令値が急増した場合には、変調率が変調率上限値で固定となって、常に発電機動作点を安定領域で動作させることができる。
なお、上記第1の実施形態においては、発電機目標電圧Vdcdem=発電電圧指令値Vdc*とする場合について説明したが、これに限定されるものではなく、所定のマップから検索される発電機目標電圧Vdcdem(=Vdc*×Vdcゲイン)を適用するようにしてもよい。
In addition, by setting an upper limit on the modulation factor, it is possible to prevent the generated voltage from dropping even when the motor torque command value increases rapidly, so that the generator operates at an inefficient operating point. Can be suppressed.
Furthermore, since the modulation factor upper limit value is set based on the operating point at which the required power of the motor can be output at the stability limit, when the motor torque command value is less than the outputable torque, normal three-phase current feedback control is performed, When the motor torque command value exceeds the outputtable torque, the modulation rate can be fixed. As a result, when the torque command value increases rapidly, the modulation factor is fixed at the modulation factor upper limit value, and the generator operating point can always be operated in the stable region.
In the first embodiment, the case where the generator target voltage Vdcdem = the generated voltage command value Vdc * has been described. However, the present invention is not limited to this, and the generator target searched from a predetermined map is used. The voltage Vdcdem (= Vdc * × Vdc gain) may be applied.
次に、本発明の第2の実施形態について説明する。
この第2の実施形態は、モータに印加するPWM波電圧の変調率下限値を現在の発電状態で電圧値がシステム電圧上限値となる動作点に基づいて設定すると共に、変調率上限値を現在の発電状態で最大電力を出力できる動作点に基づいて設定するようにしたものである。
すなわち、第2の実施形態におけるモータ制御部8Eのブロック図を図14に示すように、図7に示す第1の実施形態におけるモータ制御部8Eのブロック図において、安定限界電圧演算部212を削除し、後述する出力トルク演算処理を行う出力トルク演算部221を追加し、Id,Iq検索部203を出力トルク演算部221から出力されるトルク指令値Trqmに基づいてd軸電流とq軸電流との指令値Id*,Iq*を演算するId,Iq検索部222に置換し、変調率下限演算部214を現在の発電状態で電圧値がシステム電圧上限値Vupとなる動作点に基づいて変調率下限値Modlowを演算する変調率下限演算部223に置換し、変調率上限演算部215を現在の発電状態で最大電力を出力可能な動作点に基づいて変調率上限値Modhiを演算する変調率上限演算部224に置換したことを除いては、図7と同様の構成を有するため、その詳細な説明は省略する。
Next, a second embodiment of the present invention will be described.
In the second embodiment, the modulation factor lower limit value of the PWM wave voltage applied to the motor is set based on the operating point at which the voltage value becomes the system voltage upper limit value in the current power generation state, and the modulation factor upper limit value is It is set based on the operating point at which the maximum power can be output in the power generation state.
That is, as shown in the block diagram of the
出力トルク演算部221では、図15に示す出力トルク演算処理を実行する。この界磁電流推定演算部301では、先ず、Vdc≦Vbであるときには下記(11)式をもとに、Vdc>Vbであるときには下記(12)式をもとに界磁コイルにかかる電圧Vfを算出する。
Vf=C1×Vb ………(11)
Vf=C1×Vdc ………(12)
そして、このように算出された電圧Vfに基づいて、次式をもとに発電機7の界磁電流Ifgを推定し、出力可能電力・最低出力電力演算部302に出力する。
Ifg=1/(1+τf・s)×Vf/Rf ………(13)
The output
Vf = C1 × Vb (11)
Vf = C1 × Vdc (12)
Then, based on the voltage Vf calculated in this way, the field current Ifg of the
Ifg = 1 / (1 + τf · s) × Vf / Rf (13)
なお、界磁電流Ifgを検出する界磁電流センサを設けている場合には、その界磁電流センサの検出値を用いるようにしてもよい。
出力可能電力・最低出力電力演算部302では、界磁電流推定演算部301で推定された界磁電流Ifgと発電機回転数Ngとが入力され、発電機7が現在の発電状態で出力可能な最大電力である出力可能電力Pablと、発電機7が安定して動作するために最低限出力しなければならない電力である最低出力電力Pbtmとを演算する。
If a field current sensor for detecting the field current Ifg is provided, the detection value of the field current sensor may be used.
In the output possible power / minimum output
出力可能電力Pablは、出力可能電力算出マップを参照して算出する。この出力可能電力算出マップは、発電機7の回転数Ng、界磁電流Ifg、出力可能電力Pabl及び最大出力時電圧Vpmaxを関連付ける2次元マップであり、例えば、横軸に界磁電流Ifg、縦軸に回転数Ngを取り、それぞれの格子点に、回転数Ngと界磁電流Ifgとから決まる出力可能電力Pabl及び最大出力時電圧Vpmaxを持たせる。
The outputtable power Pabl is calculated with reference to the outputable power calculation map. This output possible power calculation map is a two-dimensional map that associates the rotational speed Ng of the
つまり、図16に示すように、発電機7の出力電流及び出力電圧から決定する現在の出力可能特性線がStであるとすると、出力可能電力Pablは出力可能特性線St上で出力可能な最大電力であり、これは出力可能特性線Stと安定限界線ηとの交点βでの出力電力である。そして、出力可能特性線Stと安定限界線ηとの交点βの電圧値が最大出力時電圧Vpmaxとなる。この図16において、曲線Pablは出力可能電力Pablに相当する電力一定線である。また、二点鎖線で示す曲線P*は発電機7が出力すべき必要電力Pgに相当する電力一定線である。
That is, as shown in FIG. 16, assuming that the current output possible characteristic line determined from the output current and output voltage of the
また、最低出力電力Pbtmは、最低出力電力算出マップを参照して算出する。この最低出力電力算出マップは、発電機7の回転数Ng、界磁電流Ifg及び最低出力電力Pbtmを関連付ける2次元マップであり、例えば、横軸に界磁電流Ifg、縦軸に回転数Ngを取り、それぞれの格子点に、回転数Ngと界磁電流Ifgとから決まる最低出力電力Pbtmを持たせる。
The minimum output power Pbtm is calculated with reference to the minimum output power calculation map. This minimum output power calculation map is a two-dimensional map that associates the rotational speed Ng of the
つまり、図16に示すように、最低出力電力Pbtmは出力可能特性線St上で最低限出力しなければならない電力であり、これは出力可能特性線Stとシステム上限電圧Vupとしてのフェイル電圧閾値Vmax(60V)との交点、即ち出力可能特性線St上で電圧値がシステム上限電圧Vupとなる動作点γでの出力電力である。この図16において、曲線Pbtmは最低出力電力Pbtmに相当する電力一定線である。なお、システム上限電圧Vupは、フェイル電圧閾値Vmaxに安全余裕(例えば、5V)を持たせた値を適用するようにしてもよい。 That is, as shown in FIG. 16, the minimum output power Pbtm is the power that must be output at the minimum on the output possible characteristic line St. This is the fail voltage threshold Vmax as the output possible characteristic line St and the system upper limit voltage Vup. This is the output power at the operating point γ where the voltage value is the system upper limit voltage Vup on the intersection with (60V), that is, on the output possible characteristic line St. In FIG. 16, a curve Pbtm is a constant power line corresponding to the minimum output power Pbtm. The system upper limit voltage Vup may be a value obtained by adding a safety margin (for example, 5 V) to the fail voltage threshold Vmax.
なお、本実施形態においては、出力可能電力・最低出力電力演算部302で2次元マップを用いて出力可能電力Pabl及び最低出力電力Pbtmを演算する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、現在の発電状態での出力可能特性線Stと安定限界線ηとの近似式を用い、出力可能特性線Stと安定限界線ηとの交点や、出力可能特性線Stとフェイル電圧閾値Vmaxとの交点を求め、これらの交点の電力値を出力可能電力Pabl,最低出力電力Pbtmとして適用するようにしてもよい。
In the present embodiment, the case where the output possible power / minimum output
必要電力演算部303では、トルク指令値Ttとモータ回転数Nmとが入力され、次式をもとに必要電力Pgを算出する。
Pg=Tt×Nm/Иm ………(14)
このようにして算出された必要電力Pgは、モータ4がトルク指令値Ttを発生するために、発電機7が出力すべき電力となる。
セレクトロー部304では、出力可能電力Pablと必要電力Pgとを比較し、小さい方の電力を選択する。また、セレクトハイ部305では、前記セレクトロー部304でセレクトローした結果と、最低出力電力Pbtmとを比較し、大きい方の電力を選択し、これを目標出力電力Pm*とする。
The required
Pg = Tt × Nm / Иm ………… (14)
The necessary power Pg calculated in this way is the power that the
The select
インバータ指令トルク演算部306では、目標出力電力Pm*とモータ回転数Nmと後述する効率演算部307で演算される効率Иとに基づいて、次式をもとにトルク指令値Trqmを演算する。
Trqm=Pm*×И/Nm ………(15)
効率演算部307では、トルク指令値Trqmの前回値と現在のモータ回転数Nmとから、予め格納された効率算出マップを参照して効率Иを算出する。
図15において、出力可能電力・最低出力電力演算部302が出力可能電力演算手段及び最低出力電力演算手段に対応し、必要電力演算部303が必要電力演算手段に対応し、セレクトロー部304〜インバータ指令トルク演算部306がトルク指令値演算手段に対応している。
Inverter command
Trqm = Pm * × И / Nm ……… (15)
The
In FIG. 15, the outputable power / minimum output
図14のId,Iq検索部222では、出力トルク演算部221で演算されたトルク指令値Trqmとモータ回転数Nmとに基づいて、このトルク指令値Trqmに一致するトルクを出力するためのd軸電流とq軸電流との指令値Id*,Iq*を演算し、前述したVd,Vq指令値演算部204に出力する。これにより、Vd,Vq指令値演算部204では、出力トルク演算部221で演算されたトルク指令値Trqmをもとにdq軸電圧指令値Vd*,Vq*が演算され、変調率定数演算部213では、このdq軸電圧指令値Vd*,Vq*に基づいて定数V0が演算されることになる。
In the Id,
また、変調率下限演算部223では、変調率定数演算部213で演算された定数V0と、システム上限電圧Vupとに基づいて、次式をもとに変調率下限値Modlowを演算し、前記セレクトハイ部208に出力する。
Modlow=V0/Vup ………(16)
変調率上限演算部224では、変調率定数演算部213で演算された定数V0と、出力トルク演算部221で演算された最大出力時電圧Vpmaxとに基づいて、次式をもとに変調率上限値Modhiを演算し、前記セレクトロー部209に出力する。
Modhi=V0/Vpmax ………(17)
The modulation factor lower
Modlow = V 0 / Vup (16)
The modulation rate upper
Modhi = V 0 / Vpmax (17)
つまり、第2の実施形態のモータ制御部8Eでは、現在の発電状態で最低出力電力Pbtmを出力できる動作点をもとに算出した変調率下限値と、現在の発電状態で出力可能電力Pablを出力できる動作点をもとに算出した変調率上限値とによって、モータ4に印加するPWM波電圧の変調率に制限を設け、この範囲内でモータ制御を行う。
That is, in the
次に、本発明の第2の実施形態の動作について図17をもとに説明する。
今、発電機動作点が出力可能特性線St1とトルク指令値T1に相当する電力一定線P1との交点a0にあるときに、車輪速及びアクセル開度に基づいてモータトルク指令値がT1からT2へ急減したものとする。この場合には、発電機供給電力演算部8Bにおいて、トルク指令値T2、モータ回転数Nmに基づいて、発電機供給電力(必要電力)Pgが演算される。発電機供給電力Pgに相当する電力一定線は、図17の曲線P2で表される。そして、発電機制御部8Dにおいて、実発電電流値Idcが発電機供給電力Pgから算出される発電電流指令値Idc*に追従するように発電機7の界磁電流Ifgが減少制御される。このとき、図17の発電機7の特性図に示すように、出力可能特性線は、現在の出力可能特性線St1から目標の出力可能特性線St2へ徐々に移行することになる。
Next, the operation of the second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
Now, when the generator operating point is at the intersection a0 between the output possible characteristic line St1 and the constant power line P1 corresponding to the torque command value T1, the motor torque command value is changed from T1 to T2 based on the wheel speed and the accelerator opening. It is assumed that the number has suddenly decreased. In this case, the generator supply
このとき、出力可能特性線St1と安定限界線ηとの交点b1から出力可能電力Pabl(電力一定線Pablに相当)が求められ、出力可能特性線St1とシステム上限電圧Vupとの交点a1から最低出力電力Pbtm(電力一定線Pbtmに相当)が求められる。このとき、Pg<Pbtm<Pablであるため、図15のセレクトロー部304で必要電力Pgが選択され、セレクトハイ部305で最低出力電力Pbtmが選択される。したがって、最低出力電力Pbtmが目標出力電力Pm*として設定されて、この目標出力電力Pm*に基づいてトルク指令値Trqmが演算される。このトルク指令値Trqmに相当する電力一定線は曲線Pbtmとなる。
At this time, the output possible power Pabl (corresponding to the constant power line Pabl) is obtained from the intersection b1 between the output possible characteristic line St1 and the stability limit line η, and the lowest from the intersection a1 between the output possible characteristic line St1 and the system upper limit voltage Vup. An output power Pbtm (corresponding to a constant power line Pbtm) is obtained. At this time, since Pg <Pbtm <Pabl, the required power Pg is selected by the select
すると、図14のモータ制御部8Eでは、システム上限電圧Vupに基づいて前記(16)式をもとに算出される変調率下限値Modlowが最終的な変調率として選択されるため、負荷一定線はA1となって、発電機動作点は点a0から出力可能特性線St1と負荷一定線A1との交点a1に移行する。その後、発電機7の界磁電流Ifgが減少すると、この界磁電流Ifgの減少に伴って最低出力電力Pbtmも減少し、必要電力Pgが最低出力電力Pbtmと等しくなるまで(出力可能特性線がSt1’となるまで)、最低出力電力Pbtmが目標出力電力Pm*として設定される。
Then, in the
そして、出力可能特性線がSt1’となったとき、出力トルク演算部221では、出力可能特性線St1’とシステム上限電圧Vupとの交点a2から最低出力電力Pbtm(=Pg)が求められる。そして、この最低出力電力Pbtmに相当するトルク指令値Trqm(=T2)とシステム上限電圧Vupとに基づいて算出される変調率下限値Modlowが最終的な変調率として選択されるため、発電機動作点は出力可能特性線St1’と負荷一定線A2との交点a2となる。つまり、出力可能特性線がSt1からSt1’までの間では、発電機動作点はシステム上限電圧Vup上を移行して、点a1から点a2に変化することになる。
When the output possible characteristic line becomes St1 ', the output
その後は、Pbtm<Pg<Pablとなることから、必要電力Pgが目標出力電力Pm*として選択されるため、トルク指令値T2に基づいたモータ制御が継続される。このとき、変調率演算部207で演算される変調率ModがModlow<Mod<Modhiであるため、変調率Modが最終的な変調率として選択される。つまり、通常の3相電流フィードバック制御が行われることにより、発電機7の界磁電流Ifgの減少に伴って変調率Modが増加し、発電機動作点は点a2から電力一定線P2上を移行して、出力可能特性線がSt2となったとき目標動作点a*に到達する。
After that, since Pbtm <Pg <Pabl, the necessary power Pg is selected as the target output power Pm * , and therefore the motor control based on the torque command value T2 is continued. At this time, since the modulation factor Mod calculated by the
このように、変調率下限値Modlowを、現在の発電状態で最低出力電力Pbtmを出力できる動作点に基づいて算出するため、トルク指令値が急減する場合であっても、発電電圧が過電圧となって高電圧フェイルとなることを確実に防止することができる。
また、トルク指令値Ttが一定で発電機界磁電流Ifgが増加した場合、従来装置にあっては前述したように比較的容易に発電電圧がフェイル電圧を超えてしまうのに対し、本実施形態では、変調率下限値Modlowを設けることで、これを確実に防止することができる。これを、図18をもとに詳述する。
Thus, since the modulation factor lower limit value Modlow is calculated based on the operating point at which the lowest output power Pbtm can be output in the current power generation state, the generated voltage becomes an overvoltage even when the torque command value decreases rapidly. Thus, it is possible to reliably prevent a high voltage failure.
Further, when the torque command value Tt is constant and the generator field current Ifg is increased, in the conventional apparatus, the generated voltage exceeds the fail voltage relatively easily as described above. Then, this can be surely prevented by providing the modulation factor lower limit value Modlow. This will be described in detail with reference to FIG.
今、発電機動作点が出力可能特性線St1とトルク指令値T1に相当する電力一定線P1との交点a0にあるときに、発電機界磁電流Ifgが増加したものとする。このとき、出力可能特性線がSt1からSt2に変化したものとすると、従来装置にあっては、前述したように、発電機動作点が点a0から点a1に変化し、発電電圧がフェイル電圧閾値Vmaxを超えてしまう。 Assume that the generator field current Ifg has increased when the generator operating point is at the intersection point a0 between the output possible characteristic line St1 and the constant power line P1 corresponding to the torque command value T1. At this time, assuming that the output possible characteristic line has changed from St1 to St2, in the conventional apparatus, as described above, the generator operating point changes from the point a0 to the point a1, and the generated voltage becomes the fail voltage threshold value. Vmax will be exceeded.
これに対して、本実施形態では、上記のように発電機界磁電流Ifgが増加した場合、出力可能特性線がSt1’となるまでは、発電電圧Vdcがシステム上限電圧Vupを下回ることから、通常の3相電流フィードバック制御が行われるため、界磁電流Ifgの増加に伴って変調率が減少して、発電機動作点は点a0から電力一定線P1上を移行して出力可能特性線St1’と負荷一定線A2との交点a2に変化する。 In contrast, in the present embodiment, when the generator field current Ifg increases as described above, the generated voltage Vdc is lower than the system upper limit voltage Vup until the output possible characteristic line becomes St1 ′. Since the normal three-phase current feedback control is performed, the modulation factor decreases as the field current Ifg increases, and the generator operating point shifts from the point a0 on the constant power line P1 to the output possible characteristic line St1. It changes to the intersection a2 of 'and load constant line A2.
その後は、Pg<Pbtmとなることから最低出力電力Pbtmが目標出力電力Pm*として設定され、発電電圧Vdcがシステム上限電圧Vup以上であることから、変調率は前記(16)式をもとに算出される変調率下限値Modlowに固定される。つまり、出力可能特性線がSt1”であるときには負荷一定線がA3となり、出力可能特性線がSt2であるときには負荷一定線がA4となる。したがって、発電機界磁電流Ifgの増加に伴って、発電状態はシステム上限電圧Vupを維持しながらDC電流のみ増加することになり、発電機動作点は点a2からシステム上限電圧Vup上を移行して、出力可能特性線St2と負荷一定線A4との交点a4に変化する。このように、発電機界磁電流Ifgが増加した場合であっても、発電電圧がシステム上限電圧Vupを超えることがないので、高電圧フェイルとなることを確実に防止することができる。 After that, since Pg <Pbtm, the minimum output power Pbtm is set as the target output power Pm * , and the generated voltage Vdc is equal to or higher than the system upper limit voltage Vup. Therefore, the modulation factor is based on the equation (16). The calculated modulation factor lower limit value Modlow is fixed. That is, when the output possible characteristic line is St1 ″, the constant load line is A3, and when the output possible characteristic line is St2, the constant load line is A4. Therefore, as the generator field current Ifg increases, The power generation state increases only the DC current while maintaining the system upper limit voltage Vup, and the generator operating point shifts from the point a2 to the system upper limit voltage Vup, and the output possible characteristic line St2 and the constant load line A4. In this way, even when the generator field current Ifg increases, the generated voltage does not exceed the system upper limit voltage Vup, so that a high voltage failure is surely prevented. be able to.
また、図19に示すように、発電機動作点が出力可能特性線St3とトルク指令値T3に相当する電力一定線P3との交点a0にあるときに、車輪速及びアクセル開度に基づいてトルク指令値がT3からT4に急増したものとする。この場合には、発電機供給電力演算部8Bにおいて、トルク指令値T4、モータ回転数Nmに基づいて、発電機供給電力Pgが演算される。発電機供給電力Pgに相当する電力一定線は、図19の曲線P4で表される。そして、発電機制御部8Dにおいて、実発電電流値Idcが発電機供給電力Pgから算出される発電電流指令値Idc*に追従するように発電機7の界磁電流Ifgが増加制御される。このとき、図19の発電機7の特性図に示すように、出力可能特性線は、現在の出力可能特性線St3から目標の出力可能特性線St4へ徐々に移行することになる。
Further, as shown in FIG. 19, when the generator operating point is at the intersection point a0 between the output possible characteristic line St3 and the constant power line P3 corresponding to the torque command value T3, the torque is based on the wheel speed and the accelerator opening. It is assumed that the command value has increased rapidly from T3 to T4. In this case, the generator supply
このとき、出力可能特性線St3と安定限界線ηとの交点a3から出力可能電力Pabl(電力一定線Pablに相当)が求められ、Pbtm<Pabl<Pgであるため、図15のセレクトロー部304で出力可能電力Pablが選択され、セレクトハイ部305でも出力可能電力Pablが選択される。したがって、出力可能電力Pablが目標出力電力Pm*として設定されて、この目標出力電力Pm*に基づいてトルク指令値Trqmが演算される。このトルク指令値Trqmに相当する電力一定線は曲線Pablとなる。
At this time, the output possible power Pabl (corresponding to the constant power line Pabl) is obtained from the intersection point a3 between the output possible characteristic line St3 and the stability limit line η, and Pbtm <Pabl <Pg. The selectable output power Pabl is selected, and the selectable
すると、図14のモータ制御部8Eでは、交点a3の電圧値である最大出力時電圧Vpmax1に基づいて前記(17)式をもとに算出される変調率上限値Modhiが最終的な変調率として選択されるため、負荷一定線はA3となって、発電機動作点は点a0から出力可能特性線St3と負荷一定線A3との交点a3に移行する。その後、発電機7の界磁電流Ifgが増加すると、この界磁電流Ifgの増加に伴って出力可能電力Pablも増加し、必要電力Pgが出力可能電力Pablと等しくなるまで(出力可能特性線がSt3’となるまで)、出力可能電力Pablが目標出力電力Pm*として設定される。
Then, in the
そして、出力可能特性線がSt3’となったとき、出力トルク演算部221では、出力可能特性線St3’と安定限界線ηとの交点a4から出力可能電力Pabl(=Pg)が求められる。そして、この出力可能電力Pablに相当するトルク指令値Trqm(=T4)と交点a4の電圧値である最大出力時電圧Vpmax2とに基づいて算出される変調率上限値Modhiが最終的な変調率として選択されるため、発電機動作点は出力可能特性線St3’と負荷一定線A4との交点a4となる。つまり、出力可能特性線がSt3からSt3’までの間では、発電機動作点は安定限界線η上を移行して、点a3から点a3に変化することになる。
When the output possible characteristic line becomes St3 ', the output
その後は、Pbtm<Pg<Pablとなることから、必要電力Pgが目標出力電力Pm*として選択されるため、トルク指令値T4に基づいたモータ制御が継続される。このとき、変調率演算部207で演算される変調率ModがModlow<Mod<Modhiであるため、変調率Modが最終的な変調率として選択される。つまり、通常の3相電流フィードバック制御が行われるので、発電機7の界磁電流Ifgの増加に伴って変調率Modが減少し、発電機動作点は点a4から電力一定線P4上を移行して、出力可能特性線がSt4となったとき目標動作点a*に到達する。
Thereafter, since Pbtm <Pg <Pabl, the required power Pg is selected as the target output power Pm * , and therefore the motor control based on the torque command value T4 is continued. At this time, since the modulation factor Mod calculated by the
したがって、変調率上限値Modhiを、その時々の発電状態で最大電力を出力可能な動作点に基づいて算出することで、トルク指令値が急増した場合であっても、発電電圧の落ち込みを確実に防止して、常に安定領域での作動を確保することができる。
このように、上記第2の実施形態では、現在の発電状態で最低出力電力を出力できる動作点に基づいて変調率下限値を算出するので、トルク指令値が急減して発電機の出力電圧がシステム上限電圧を上回っているときには、変調率をその時々の変調率下限値に固定することができるので、発電電圧がフェイル電圧閾値を超えることを確実に防止することができ、高電圧フェイルとなることに起因する部品の故障を防止することができる。
Therefore, by calculating the modulation factor upper limit value Modhi based on the operating point at which the maximum power can be output in the current power generation state, even if the torque command value increases rapidly, the drop in the generated voltage can be ensured. Therefore, it is possible to always ensure the operation in the stable region.
As described above, in the second embodiment, the modulation factor lower limit value is calculated based on the operating point at which the lowest output power can be output in the current power generation state. Therefore, the torque command value rapidly decreases and the output voltage of the generator is reduced. When the system upper limit voltage is exceeded, the modulation factor can be fixed to the lower limit value of the modulation factor at that time, so that it is possible to reliably prevent the generated voltage from exceeding the fail voltage threshold, resulting in a high voltage fail. Therefore, it is possible to prevent the failure of parts caused by the above.
また、現在の発電状態で最大電力を出力可能な動作点に基づいて変調率上限値を算出するので、トルク指令値が急増し当該トルク指令値が出力可能トルクを上回っているときには、変調率をその時々の変調率上限値に固定することで、発電電圧が落ち込むことを確実に防止することができる。さらに、現在の発電状態で最大電力を出力可能な動作点まで発電機の動作領域を広げることができるので効率が良い。 Also, since the modulation factor upper limit value is calculated based on the operating point at which the maximum power can be output in the current power generation state, when the torque command value increases rapidly and the torque command value exceeds the outputable torque, the modulation factor is By fixing the upper limit of the modulation factor at that time, it is possible to reliably prevent the generated voltage from dropping. Furthermore, since the operating area of the generator can be expanded to the operating point where the maximum power can be output in the current power generation state, the efficiency is high.
なお、上記第2の実施形態においては、必要電力Pg、出力可能電力Pabl及び最低出力電力Pbtmを大小比較した結果に基づいて、モータ制御を行うためのトルク指令値Trqmを算出する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、従駆動輪の要求駆動力に基づいてトルク指令値Ttを算出し(第一のトルク指令値に相当)、発電機7の出力可能電力Pablに基づいてトルク指令値Tablを算出し(第二のトルク指令値に相当)、発電機7の最低出力電力Pbtmに基づいてトルク指令値Tbtmを算出し(第三のトルク指令値に相当)、第一〜第三のトルク指令値を大小比較してトルク指令値Trqmを算出するようにしてもよい。この場合、トルク指令値Ttとトルク指令値Tablとのうち小さい方のトルク指令値と、トルク指令値Tbtmとのうち大きい方のトルク指令値をトルク指令値Trqmとして適用する。
In the second embodiment, the case where the torque command value Trqm for performing motor control is calculated based on the result of comparing the required power Pg, the outputtable power Pabl, and the minimum output power Pbtm has been described. However, the present invention is not limited to this, and the torque command value Tt is calculated based on the required driving force of the driven wheels (corresponding to the first torque command value), and based on the output possible power Pabl of the
1L、1R 前輪
2 エンジン
3L、3R 後輪
4 モータ
6 ベルト
7 発電機
8 4WDコントローラ
8A 目標モータトルク演算部
8B 発電機供給電力演算部
8C 発電電流指令演算部
8D 発電機制御部
8E モータ制御部
8F TCS制御部
8G クラッチ制御部
9 インバータ
10 ジャンクションボックス
11 減速機
12 クラッチ
27FL、27FR、27RL、27RR 車輪速センサ
201 3相/2相変換部
202 電流F/B制御部
203 Id,Iq検索部
204 Vd,Vq指令値演算部
208 セレクトハイ部
209 セレクトロー部
212 安定限界電圧演算部
213 変調率定数演算部
214 変調率下限演算部
215 変調率上限演算部
221 出力トルク演算部
301 界磁電流推定演算部
302 出力可能電力・最低出力電力演算部
303 必要電力演算部
304 セレクトロー部
305 セレクトハイ部
306 インバータ指令トルク演算部
1L, 1R Front wheel 2
Claims (7)
前記交流モータが必要とするモータ必要電力に基づいて前記発電機の界磁を制御する界磁制御手段と、交流モータにPWM波電圧を印加して当該交流モータを制御するモータ制御手段と、前記PWM波電圧の変調率に制限を設ける変調率制限手段とを備えることを特徴とする車両用駆動制御装置。 A vehicle drive control device comprising: a heat engine that drives main drive wheels; a generator that is driven by the heat engine; and an AC motor that is supplied with electric power from the generator via an inverter to drive the driven wheels In
Field control means for controlling the magnetic field of the generator based on motor power required by the AC motor, motor control means for controlling the AC motor by applying a PWM wave voltage to the AC motor, and the PWM wave A vehicle drive control device comprising a modulation rate limiting means for limiting a voltage modulation rate.
Priority Applications (1)
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---|---|---|---|
JP2006068026A JP2007245762A (en) | 2006-03-13 | 2006-03-13 | Drive controller for vehicle |
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JP2014079032A (en) * | 2012-10-09 | 2014-05-01 | Hitachi Appliances Inc | Motor control device and refrigeration machine using the same |
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2006
- 2006-03-13 JP JP2006068026A patent/JP2007245762A/en active Pending
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