【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、移動体無線通信機器、特に時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）を採用した携帯電話等に用いられるアンテナ送受信切り替え回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
高周波の無線通信機器におけるアンテナ送受信切替え回路としては、従来ダイオードを用いたスイッチが広く用いられている。これは、ダイオードにＤＣ電流を流した場合には、高周波帯で導通した状態となり、電流を流さない場合には絶縁状態となる性質を利用したものである。このようなアンテナ送受信切替え回路として例えば特許文献１に報告されている。ところがＤＣ電流を流すということは、電力を消費するという事であり、携帯電話などのバッテリーで駆動する通信機器ではより低消費電力のスイッチが求められている。
【０００３】
そのような素子として、電界効果トランジスタが挙げられる。電界効果トランジスタは、そのゲートとソース間の電圧によりドレイン端子とソース端子間の導通をオン・オフでき、なおかつゲート端子に流れ込む電流がごくわずかですむために低消費電力でスイッチングできるという好ましい特徴をもつ。特にＧａＡｓを材料として用いた電界効果トランジスタは高周波特性に優れ、準マイクロ波、マイクロ波帯域で使用するのにふさわしい特性を持つ。
【０００４】
このような電界効果トランジスタを用いたアンテナ送受信切替え回路として、特許文献２の高周波スイッチ回路や特許文献３の高周波スイッチ等に開示されている。図６は特許文献２に示された回路図である。しかしながら、図６からも明らかなように、これらの構成では、いずれも送信時には送信信号電流が電界効果トランジスタを通過してしまう。現在用いられている携帯電話などの出力は１Ｗ近くにもなるため、電界効果トランジスタの持つ非線形性通過特性により、高調波発生による帯域外輻射や相互変調による歪みから近接通信チャンネルへの電波の漏洩が問題となる可能性がある。また、電界効果トランジスタのオン抵抗を電流が流れるので、信号が減衰するという問題もある。
【０００５】
また別の構成を持つアンテナ送受信切替え回路としては、特許文献４が挙げらる。図７は特許文献４に示された回路図である。この構成によれば、送信信号電流は電界効果トランジスタを通過せずに送信アンプからアンテナへ流れるように見えるが、実際には送信時に電界効果トランジスタ１２ｃはオン状態にあり、（４分の１波長伝送線路４０ｃの特性インピーダンス）／（ノードｎ３における交流電圧）分だけの電流が流れるため、やはり非線形性による問題を回避できない。またこの構成では４分の１波長伝送線路を複数個使用する構成となるため、１０ＧＨｚ以下の帯域では装置の小型化が困難といった問題が発生する。
【０００６】
【特許文献１】
特開２００２−２４６９４５号公報
【特許文献２】
特開平５−１９９０９４号公報
【特許文献３】
特開平８−２３２７０号公報
【特許文献４】
特開平７−２３５８０２号公報
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、１０ＧＨｚ以下の準マイクロ波帯、マイクロ波帯で用いられるアンテナ送受信切替え回路において、信号送信時の線形性に優れ、尚且つ小型化を可能とする回路を実現することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１のアンテナ送受信切替え回路は、送受信アンテナ側に接続される共通端子と、送信用回路が接続される送信回路端子と、受信用回路が接続される受信回路端子と、接地電位に接続される接地端子と、第１及び第２の電界効果トランジスタと、前記電界効果トランジスタのゲート電位を制御する制御端子を持つ送受信切替え回路であって、前記第１の電界効果トランジスタは共通端子と接続されたノードｎ１にソース端子を接続し、受信回路端子にドレイン端子を接続し、制御端子に抵抗を介してゲート端子が接続されるように配置され、更に前記ノードｎ１と送信回路端子に接続されるノードｎ２の間に受信信号波長の略４分の１の長さを持つ伝送線路が接続され、更に前記第２の電界効果トランジスタは前記ノードｎ２にドレイン端子を接続し、接地端子にソース端子を接続し、前記制御端子に抵抗を介してゲート端子が接続されるように配置したことを特徴とする。
【０００９】
本発明の第２のアンテナ送受信切替え回路は、上記アンテナ送受信切替え回路において、前記第１、第２の電界効果トランジスタと並列にインダクタが接続され、前記インダクタのインダクタンスは送信信号周波数においてそれぞれ電界効果トランジスタのオフ時のキャパシタンスと並列共振するように設定されることを特徴とする。
【００１０】
本発明の第３のアンテナ送受信切替え回路は、上記アンテナ送受信切替え回路の何れかにおいて、前記第２の電界効果トランジスタのソースが接続される接地端子を、キャパシタを介して交流的に接地することにより、前記第１及び第２の電界効果トランジスタのソース端子の直流電位を変更することを可能にしたことを特徴とする。
【００１１】
本発明の第４のアンテナ送受信切替え回路は、上記アンテナ送受信切替え回路の何れかにおいて、前記伝送線路の代わりに、集中定数素子による等価な回路を用いたことを特徴とする。
【００１２】
本発明の第５のアンテナ送受信切替え回路は、上記アンテナ送受信切替え回路において、前記集中定数素子による等価な回路は、ローパス特性を示す事を特徴とする。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明のアンテナ送受信切替え回路を実施例の図面に基づいて説明する。
（実施例１）
図１は本発明のアンテナ送受信切替え回路の第１の実施例である。図１に示されるように、送受信アンテナ１が接続されるアンテナ端子２１と、送信用回路３１が接続される送信回路端子２２と、受信用回路３２が接続される受信回路端子２３と、接地電位に接続される接地端子２６と、第１及び第２の電界効果トランジスタ１２ａ，１２ｂと、前記電界効果トランジスタのゲート電位を制御する制御端子２４ａを持つ送受信切替え回路である。ここで前記第１の電界効果トランジスタ１２ａは共通端子２１と接続されたノードｎ１にソース端子を接続し、受信回路端子２３にドレイン端子を接続し、制御端子２４ａに抵抗１３ａを介してゲート端子が接続されるように配置し、更に前記ノードｎ１と送信回路端子２２に接続されるノードｎ２の間に受信信号波長の略４分の１の長さを持つ伝送線路４０を接続し、更に前記第２の電界効果トランジスタ１２ｂは前記ノードｎ２にドレイン端子を接続し、接地端子２６にソース端子を接続し、前記制御端子２４ａに抵抗１３ｂを介してゲート端子が接続されるように配置したものである。以下にその動作を説明する。
【００１４】
▲１▼：送信時
送信時においては制御端子２４ａに、電界効果トランジスタ１２ａ、１２ｂの閾値電圧以下の電圧（例えば−２Ｖ）を印加することにより、電界効果トランジスタ１２ａ、１２ｂのソース、ドレイン間をオフ状態にする。こうする事によって、ノードｎ１から受信回路側を見た場合にそのインピーダンスはオープンに近くなり、受信端子はノードｎ１から電気的に切り離された状態となる。またノードｎ２から第２の電界効果トランジスタ側を見たインピーダンスも同様にオープンに近い高インピーダンスとなり、送信回路端子から入力された信号は伝送線路４０を通過して共通端子２１に出力され、出力信号の高周波電流は電界効果トランジスタ１２ａ、１２ｂを通過することがなくなる。したがって電界効果トランジスタ１２ａ、１２ｂによる非線形の効果は最小限に抑える事が出来、線形性のよい切替え回路となる。また、電界効果トランジスタ１２ａ、１２ｂのドレイン・ソース間には電流が流れないので、電界効果トランジスタ１２ａ、１２ｂによる信号減衰もなく、比較的小さい電界効果トランジスタを用いても十分な特性を得られることが期待でき、製造コストの削減にも寄与する。
【００１５】
▲２▼：受信時
受信時においては制御端子２４ａに電界効果トランジスタ１２ａ、１２ｂの閾値電圧以上の電圧（例えば３．６Ｖ）を印加することにより、電界効果トランジスタ１２ａ、１２ｂのソース、ドレイン間を導通させた状態にする。こうすることによりまずノードｎ１から受信回路端子側を見た場合には、電界効果トランジスタ１２ａのドレイン、ソース間が導通状態にあるため、ほぼ受信回路のインピーダンスが見えることになる。さらに、ノードｎ２はオン状態にある電界効果トランジスタ１２ｂのため、送信回路のインピーダンスに係らずほぼ接地状態となる。ノードｎ１からノードｎ２側を見たインピーダンスは、ｎ２における接地の状態が伝送線路によるインピーダンス変換を受け、ほぼオープンに近い高インピーダンスに見える。したがって共通端子２１からアンテナ送受信切替え回路側を見た場合には、ほぼ受信回路のインピーダンスが見えることになり、整合条件が保たれ、共通端子２１から入力された受信信号は電界効果トランジスタ１２ａを通って受信回路端子２３に出力される。この際電界効果トランジスタ１２ａ、１２ｂともに受信信号による高周波電流がドレイン、ソース間に流れるが、受信電力は通常極めて小さいため、電界効果トランジスタのオン抵抗を十分小さくしておけば、非線形性が問題になることはない。
【００１６】
（実施例２）
図２に本発明の第２の実施例を示す。本実施例においては電界効果トランジスタ１２ａ、１２ｂと並列にインダクタ１４ａ、１４ｂを接続する。本構成は特に送信時において、前記各インダクタがオフ状態にある電界効果トランジスタ１２ａ、１２ｂの寄生容量と共振するように設定する事により、これらの並列回路の受信周波数におけるインピーダンスをより高めることが出来る。このようにすることで、送信電力の受信回路端子への漏洩電力をより少なくする事が出来、好ましい。また、受信時においては、この時電界効果トランジスタ１２ａ、１２ｂはオン状態にあるため、そのオン抵抗とインダクタが並列に接続されることにより、この並列回路のインピーダンスが小さく見えるだけであり、特に悪影響を及ぼす事はない。
【００１７】
（実施例３）
図３は本発明の第３の実施例を示す図である。本実施例においては、接地端子２４ｂをキャパシタ３６を介して交流的に接地する。接地端子２４ｂはインダクタ３７を介して直流的には制御回路に接続され、その電位を調整することが可能である。高周波信号に対しては、インダクタ３７が高インピーダンスを示すため、制御回路に信号が漏洩する事を防ぐことが出来る。このような構成をとる事により、送信時に、制御端子２４ｂに正の電圧（例えば３Ｖ）を印加し、２４ａに０Ｖを印加することにより、制御回路が負の電圧を作ることなく電界効果トランジスタのゲート・ソース間電圧を負にすることが可能となる。したがって、制御回路が簡単となりコスト削減に貢献する。
【００１８】
（実施例４）
図４は本発明の第４の実施例を示す図である。図において５１はインダクタ、５２ａ、５２ｂはキャパシタであり、それぞれのインダクタンス、容量は次のように設定する。
【００１９】
【数１】
【００２０】
ここでＺａｎｔはアンテナ端子に接続される外部のインピーダンスであり、ｆｒは受信信号周波数を表す。このように、集中定数による等価な回路を用いることにより、４分の１波長伝送線路と同等の効果が期待されると同時に、集中定数素子を用いるために回路の小型化が可能となる。さらにこの等価な回路にローパス特性を持つようにすることにより、送信信号に含まれる高調波成分を除去できるためにさらに望ましい。
【００２１】
（実施例５）
図５は上記した第２の実施例に係わる別の実施例を示す図である。次にその動作について説明する。すなわち送信時において、制御端子２４ａに閾値電圧以下の電圧を印加する事により、電界効果トランジスタ１２ａ、１２ｂともオフ状態とし、制御端子２４ｃに閾値電圧以上の電圧を印加して電界効果トランジスタ１２ｉをオン状態にする。電界効果トランジスタ１２ａはオフ状態でインダクタ１４ａと並列共振し、高インピーダンス状態を作りだしているが、実際にはインピーダンスは有限であるため、わずかではあるが信号が漏れてしまう。そこで電界効果トランジスタ１２ｉをオン状態にして受信回路端子を接地させてこの漏れ電流を接地に逃がすことにより、実施例２と比較して、受信回路のアイソレーションをより改善することができる。
【００２２】
【発明の効果】
本発明によれば、電界効果トランジスタを用いた高性能のアンテナ送受信切替え回路において、良好な線形性を持ち相互変調歪みが小さい、小型のアンテナ送受信切替え回路が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のアンテナ送受信切替え回路の第１の実施例を示す回路図である。
【図２】本発明のアンテナ送受信切替え回路の第２の実施例を示す回路図である。
【図３】本発明のアンテナ送受信切替え回路の第３の実施例を示す回路図である。
【図４】本発明のアンテナ送受信切替え回路の第５の実施例を示す回路図である。
【図５】本発明のアンテナ送受信切替え回路の別の実施例を示す回路図である。
【図６】従来のアンテナ送受信切替え回路の例を示す回路図である。
【図７】従来の別のアンテナ送受信切替え回路の例を示す回路図である。
【符号の説明】
１：アンテナ
１２ａ：第１の電界効果トランジスタ
１２ｂ：第２の電界効果トランジスタ
２１：共通端子
２２：送信回路端子
２３：受信回路端子
２４ａ：制御端子
２４ｂ：制御端子
２６：接地端子
３１：送信回路
３２：受信回路
３３：電界効果トランジスタのゲート電圧制御回路
４０：４分の１波長伝送線路
４１：送受信切り替え回路
３４、３５、３６、５２ａ、５２ｂ：キャパシタ
１４ａ、１４ｂ、３７、５１：インダクタ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an antenna transmission / reception switching circuit used for a mobile radio communication device, in particular, a mobile phone employing time division multiple access (TDMA).
[0002]
[Prior art]
Conventionally, a switch using a diode has been widely used as an antenna transmission / reception switching circuit in a high-frequency wireless communication device. This utilizes the property that when a DC current is passed through the diode, it becomes conductive in a high frequency band, and when no current is passed, it becomes an insulating state. Such an antenna transmission / reception switching circuit is reported, for example, in Patent Document 1. However, flowing a DC current means consuming power, and a communication device driven by a battery such as a mobile phone requires a switch with lower power consumption.
[0003]
Such elements include field effect transistors. The field effect transistor has a preferable feature that the conduction between the drain terminal and the source terminal can be turned on / off by the voltage between the gate and the source, and the current flowing into the gate terminal is very small, so that the switching can be performed with low power consumption. In particular, a field-effect transistor using GaAs as a material has excellent high-frequency characteristics, and has characteristics suitable for use in the quasi-microwave and microwave bands.
[0004]
As an antenna transmission / reception switching circuit using such a field effect transistor, a high frequency switch circuit of Patent Document 2 and a high frequency switch of Patent Document 3 are disclosed. FIG. 6 is a circuit diagram shown in Patent Document 2. However, as is clear from FIG. 6, in any of these configurations, the transmission signal current passes through the field effect transistor during transmission. Since the output of currently used mobile phones and the like is close to 1 W, the leakage of radio waves to the nearby communication channel due to out-of-band radiation due to harmonic generation and distortion due to intermodulation due to the non-linear transmission characteristics of the field effect transistor. Can be a problem. In addition, since a current flows through the on-resistance of the field effect transistor, there is a problem that the signal is attenuated.
[0005]
Patent Document 4 discloses an antenna transmission / reception switching circuit having another configuration. FIG. 7 is a circuit diagram shown in Patent Document 4. According to this configuration, the transmission signal current appears to flow from the transmission amplifier to the antenna without passing through the field-effect transistor, but actually, the field-effect transistor 12c is in the ON state at the time of transmission, and (（wavelength) Since the current flows by the amount of the characteristic impedance of the transmission line 40c / (the AC voltage at the node n3), the problem due to the nonlinearity cannot be avoided. Further, in this configuration, a plurality of quarter-wavelength transmission lines are used, so that there is a problem that it is difficult to reduce the size of the device in a band of 10 GHz or less.
[0006]
[Patent Document 1]
JP 2002-246945 A [Patent Document 2]
JP-A-5-199094 [Patent Document 3]
JP-A-8-23270 [Patent Document 4]
JP-A-7-235802
[Problems to be solved by the invention]
SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to realize a circuit which is excellent in linearity at the time of signal transmission and can be miniaturized in an antenna transmission / reception switching circuit used in a quasi-microwave band or a microwave band of 10 GHz or less. And
[0008]
[Means for Solving the Problems]
The first antenna transmission / reception switching circuit according to the present invention includes a common terminal connected to the transmission / reception antenna side, a transmission circuit terminal connected to the transmission circuit, a reception circuit terminal connected to the reception circuit, and a ground potential. A transmission / reception switching circuit having a ground terminal connected thereto, first and second field-effect transistors, and a control terminal for controlling a gate potential of the field-effect transistor, wherein the first field-effect transistor has a common terminal. The source terminal is connected to the connected node n1, the drain terminal is connected to the receiving circuit terminal, the gate terminal is connected to the control terminal via a resistor, and further connected to the node n1 and the transmitting circuit terminal. A transmission line having a length of about one-fourth of the wavelength of the received signal is connected between the connected nodes n2, and the second field-effect transistor is drained to the node n2. Connect the down terminal, a source terminal connected to the ground terminal, wherein the gate terminal through a resistor to the control terminal is arranged to be connected.
[0009]
According to a second antenna transmission / reception switching circuit of the present invention, in the above antenna transmission / reception switching circuit, an inductor is connected in parallel with the first and second field-effect transistors, and the inductance of the inductor is a field-effect transistor at a transmission signal frequency. Is set so as to resonate in parallel with the off-state capacitance.
[0010]
A third antenna transmission / reception switching circuit according to the present invention, in any one of the antenna transmission / reception switching circuits described above, is configured such that an earth terminal to which a source of the second field effect transistor is connected is AC grounded through a capacitor. The DC potential of the source terminals of the first and second field-effect transistors can be changed.
[0011]
A fourth antenna transmission / reception switching circuit according to the present invention is characterized in that in any of the above antenna transmission / reception switching circuits, an equivalent circuit using a lumped constant element is used instead of the transmission line.
[0012]
A fifth antenna transmission / reception switching circuit according to the present invention is characterized in that, in the antenna transmission / reception switching circuit, an equivalent circuit using the lumped constant element exhibits low-pass characteristics.
[0013]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, an antenna transmission / reception switching circuit according to the present invention will be described with reference to the drawings of the embodiments.
(Example 1)
FIG. 1 shows a first embodiment of an antenna transmission / reception switching circuit according to the present invention. As shown in FIG. 1, an antenna terminal 21 to which the transmitting / receiving antenna 1 is connected, a transmitting circuit terminal 22 to which a transmitting circuit 31 is connected, a receiving circuit terminal 23 to which a receiving circuit 32 is connected, and a ground potential , A first and second field effect transistors 12a and 12b, and a control terminal 24a for controlling a gate potential of the field effect transistor. Here, the first field-effect transistor 12a has a source terminal connected to the node n1 connected to the common terminal 21, a drain terminal connected to the reception circuit terminal 23, and a gate terminal connected to the control terminal 24a via the resistor 13a. And a transmission line 40 having a length of about a quarter of the wavelength of the received signal is connected between the node n1 and a node n2 connected to the transmission circuit terminal 22. The two field effect transistors 12b are arranged such that the drain terminal is connected to the node n2, the source terminal is connected to the ground terminal 26, and the gate terminal is connected to the control terminal 24a via the resistor 13b. . The operation will be described below.
[0014]
{Circle around (1)} At the time of transmission At the time of transmission, by applying a voltage (for example, −2 V) equal to or lower than the threshold voltage of the field effect transistors 12 a and 12 b to the control terminal 24 a, the source and drain of the field effect transistors 12 a and 12 b are connected. Turn off. By doing so, when the receiving circuit side is viewed from the node n1, the impedance becomes close to open, and the receiving terminal is electrically disconnected from the node n1. Similarly, the impedance when the second field-effect transistor side is viewed from the node n2 also has a high impedance close to open, and the signal input from the transmission circuit terminal passes through the transmission line 40 and is output to the common terminal 21. Of the high frequency current does not pass through the field effect transistors 12a and 12b. Therefore, the non-linear effect of the field effect transistors 12a and 12b can be minimized, and a switching circuit with good linearity can be obtained. Further, since no current flows between the drains and sources of the field effect transistors 12a and 12b, there is no signal attenuation by the field effect transistors 12a and 12b, and sufficient characteristics can be obtained even if a relatively small field effect transistor is used. Can be expected and contribute to the reduction of manufacturing costs.
[0015]
{Circle around (2)} At the time of reception At the time of reception, by applying a voltage (for example, 3.6 V) higher than the threshold voltage of the field effect transistors 12a and 12b to the control terminal 24a, the source and drain of the field effect transistors 12a and 12b are connected. Make it conductive. By doing so, when the receiving circuit terminal side is first viewed from the node n1, the impedance of the receiving circuit is almost visible because the drain and source of the field effect transistor 12a are in a conductive state. Further, since the node n2 is in the ON state, the node n2 is almost in the ground state regardless of the impedance of the transmission circuit. The impedance when the node n2 is viewed from the node n1 appears to be a high impedance almost almost open because the ground state at the node n2 undergoes impedance conversion by the transmission line. Therefore, when the antenna transmission / reception switching circuit side is viewed from the common terminal 21, the impedance of the reception circuit is almost visible, the matching condition is maintained, and the reception signal input from the common terminal 21 passes through the field effect transistor 12a. Output to the receiving circuit terminal 23. At this time, a high-frequency current due to the received signal flows between the drain and the source of both the field effect transistors 12a and 12b. However, since the received power is usually extremely small, if the on-resistance of the field effect transistor is made sufficiently small, the nonlinearity becomes a problem. It will not be.
[0016]
(Example 2)
FIG. 2 shows a second embodiment of the present invention. In this embodiment, inductors 14a and 14b are connected in parallel with the field effect transistors 12a and 12b. In this configuration, particularly at the time of transmission, by setting each inductor so as to resonate with the parasitic capacitance of the field effect transistors 12a and 12b in the off state, the impedance of these parallel circuits at the reception frequency can be further increased. . By doing so, the leakage power of the transmission power to the receiving circuit terminal can be further reduced, which is preferable. Further, at the time of reception, the field effect transistors 12a and 12b are in an on state at this time. Therefore, when the on resistance and the inductor are connected in parallel, only the impedance of the parallel circuit appears to be small. Does not affect
[0017]
(Example 3)
FIG. 3 is a diagram showing a third embodiment of the present invention. In this embodiment, the ground terminal 24b is AC grounded via the capacitor 36. The ground terminal 24b is DC-connected to the control circuit via the inductor 37, and its potential can be adjusted. Since the inductor 37 has a high impedance with respect to the high frequency signal, it is possible to prevent the signal from leaking to the control circuit. By adopting such a configuration, a positive voltage (for example, 3 V) is applied to the control terminal 24b during transmission, and 0 V is applied to 24a, so that the control circuit does not generate a negative voltage so that the field effect transistor can be controlled. It is possible to make the gate-source voltage negative. Therefore, the control circuit is simplified and contributes to cost reduction.
[0018]
(Example 4)
FIG. 4 is a diagram showing a fourth embodiment of the present invention. In the figure, 51 is an inductor, 52a and 52b are capacitors, and their inductance and capacitance are set as follows.
[0019]
(Equation 1)
[0020]
Here, Zant is an external impedance connected to the antenna terminal, and fr represents a reception signal frequency. As described above, by using an equivalent circuit using a lumped constant, an effect equivalent to that of a quarter wavelength transmission line is expected, and at the same time, the circuit can be downsized by using a lumped constant element. Further, it is more desirable that this equivalent circuit has a low-pass characteristic so that harmonic components included in the transmission signal can be removed.
[0021]
(Example 5)
FIG. 5 is a diagram showing another embodiment according to the above-described second embodiment. Next, the operation will be described. That is, at the time of transmission, by applying a voltage lower than the threshold voltage to the control terminal 24a, both the field effect transistors 12a and 12b are turned off, and a voltage higher than the threshold voltage is applied to the control terminal 24c to turn on the field effect transistor 12i. State. The field effect transistor 12a resonates in parallel with the inductor 14a in the off state to create a high impedance state. However, since the impedance is actually finite, a small amount of signal leaks. Then, by turning on the field effect transistor 12i and grounding the receiving circuit terminal to release this leakage current to ground, the isolation of the receiving circuit can be further improved as compared with the second embodiment.
[0022]
【The invention's effect】
According to the present invention, in a high-performance antenna transmission / reception switching circuit using a field effect transistor, a small antenna transmission / reception switching circuit having good linearity and small intermodulation distortion can be realized.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of an antenna transmission / reception switching circuit of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a second embodiment of the antenna transmission / reception switching circuit of the present invention.
FIG. 3 is a circuit diagram showing a third embodiment of the antenna transmission / reception switching circuit of the present invention.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a fifth embodiment of the antenna transmission / reception switching circuit of the present invention.
FIG. 5 is a circuit diagram showing another embodiment of the antenna transmission / reception switching circuit of the present invention.
FIG. 6 is a circuit diagram showing an example of a conventional antenna transmission / reception switching circuit.
FIG. 7 is a circuit diagram showing an example of another conventional antenna transmission / reception switching circuit.
[Explanation of symbols]
1: antenna 12a: first field-effect transistor 12b: second field-effect transistor 21: common terminal 22: transmission circuit terminal 23: reception circuit terminal 24a: control terminal 24b: control terminal 26: ground terminal 31: transmission circuit 32 : Receiving circuit 33: Gate voltage control circuit of field effect transistor 40: Quarter wavelength transmission line 41: Transmission / reception switching circuits 34, 35, 36, 52 a, 52 b: Capacitors 14 a, 14 b, 37, 51: Inductor
