DE69815289T2 - Spannungsreglerschaltungen und halbleiterschaltung - Google Patents

Spannungsreglerschaltungen und halbleiterschaltung Download PDF

Info

Publication number
DE69815289T2
DE69815289T2 DE69815289T DE69815289T DE69815289T2 DE 69815289 T2 DE69815289 T2 DE 69815289T2 DE 69815289 T DE69815289 T DE 69815289T DE 69815289 T DE69815289 T DE 69815289T DE 69815289 T2 DE69815289 T2 DE 69815289T2
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
differential amplifier
output
line
power supply
supply line
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
DE69815289T
Other languages
English (en)
Other versions
DE69815289D1 (de
Inventor
John Richard BARKER
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
NXP BV
Original Assignee
Koninklijke Philips Electronics NV
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Koninklijke Philips Electronics NV filed Critical Koninklijke Philips Electronics NV
Application granted granted Critical
Publication of DE69815289D1 publication Critical patent/DE69815289D1/de
Publication of DE69815289T2 publication Critical patent/DE69815289T2/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • GPHYSICS
    • G05CONTROLLING; REGULATING
    • G05FSYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10Regulating voltage or current
    • G05F1/46Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/56Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
    • G05F1/565Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor
    • GPHYSICS
    • G05CONTROLLING; REGULATING
    • G05FSYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10Regulating voltage or current
    • G05F1/46Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/56Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
    • G05F1/575Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices characterised by the feedback circuit

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)

Description

  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Spannungsreglerschaltungen, welche im Besonderen, jedoch nicht ausschließlich zur Integration mit Halbleitersschaltelementen in einer Halbleiterschaltung geeignet sind und für diese Schaltelemente eine konstante, geregelte Speisespannung abgeben können. Die Halbleiterschaltelemente können zum Beispiel Teil eines Regelkreises und/oder einer Schutzschaltung einer Leistungshalbleiteranordnung (zum Beispiel eines Leistungs-MOSFETs oder eines Leistungs-IGBTs) oder Teil einer analogen oder digitalen, monolithisch integrierten Schaltung sein.
  • Die US-Patentschrift US-A-4 260 946 offenbart verschiedene Ausführungen von Spannungsreglerschaltungen, um eine gewünschte Ausgangsspannung von einer Stromversorgungsleitung auf einem Nennspannungspegel abzuleiten, wobei für einige der Schaltungen Operationsverstärker erforderlich sind. Die Spannungsreglerschaltung von 5 von US-A-4 260 946 weist einen Differenzverstärker auf, welcher von einer Stromversorgungsleitung auf dem Nennspannungspegel gespeist wird, wobei dieser zwischen der Stromversorgungsleitung und einer Rückleitung geschaltet ist. Ein Referenzelement (welches in US-A-4 260 946 durch einen spezifischen Typ dargestellt ist) ist an einen ersten Eingang des Differenzverstärkers gekoppelt, um das gewünschte Ausgangsspannungssignal auf einer Ausgangsleitung, welche mit einem Ausgang des Differenzverstärkers verbunden ist, zu definieren. Es findet eine Rückkopplung von der Ausgangsleitung zu einem zweiten Eingang des Differenzverstärkers statt. Bei der Spannungsreglerschaltung von 4 von US-A-4 260 946 wird sowohl der Differenzverstärker als auch das Referenzelement von der Ausgangsleitung auf dem gewünschten Ausgangsspannungspegel gespeist, wobei diese zwischen der Ausgangsleitung und der Rückleitung geschaltet sind. Bei sämtlichen Schaltungen von US-A-4 260 946 ist der Verstärker durch die Rückleitung an dem Erdpotential geerdet. Der gesamte Inhalt von US-A-4 260 946 wurde hier durch Literaturhinweis summarisch eingefügt.
  • Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Spannungsreglerschaltung mit guter Stabilität, jedoch einer einfachen Schaltungsstruktur vorzusehen, welche in eine kleine Layoutfläche einer Halbleiterschaltung, zum Beispiel eine monolithisch integrierte Schaltung und/oder eine geschützte Leistungshalbleiteranordnung, integriert werden kann.
  • Gemäß der vorliegenden Erfindung ist eine Spannungsreglerschaltung mit einem Differenzverstärker, welcher von einer Stromversorgungsleitung auf einem Nennspannungspegel gespeist wird, wobei dieser zwischen der Stromversorgungsleitung und einer Rückleitung geschaltet ist, einem Referenzelement, welches an einen ersten Eingang des Differenzverstärkers gekoppelt ist, um ein gewünschtes Ausgangsspannungssignal auf einer Ausgangsleitung, die mit einem Ausgang des Differenzverstärkers verbunden ist, zu definieren, sowie einer Rückkopplung von der Ausgangsleitung zu einem zweiten Eingang des Differenzverstärkers vorgesehen, dadurch gekennzeichnet, dass der Differenzverstärker durch eine variable Stromquelle, über die dem Differenzverstärker ein variabler Vorspannungsstrom zugeführt wird, an die Rückleitung gekoppelt ist, und die variable Stromquelle Steuermittel aufweist, welche mit der Stromversorgungsleitung verbunden sind, um die Stärke des variablen Vorspannungsstroms gemäß Änderungen des Nennspannungspegels auf der Stromversorgungsleitung zu regeln und für diese Änderungen des Nennspannungspegels auf diese Weise eine Kompensation erster Ordnung der Ausgangsspannung vorzusehen, wobei eine Kompensation zweiter Ordnung durch die Rückkopplung von der Ausgangsleitung zu dem zweiten Eingang des Differenzverstärkers vorgesehen wird.
  • Auf diese Weise wird eine Spannungsreglerschaltung mit guter Stabilität vorgesehen, wobei dem Differenzverstärker ein variabler Vorspannungsstrom zugeführt wird, um für die Änderungen des Nennspannungspegels eine Kompensation erster Ordnung vorzusehen, und wobei die Rückkopplung von der Ausgangsleitung eingesetzt wird, um die Kompensation zweiter Ordnung vorzusehen. Ferner kann diese gute Stabilität mit einer einfachen Schaltungsanordnung realisiert werden, bei welcher keine hohe Verstärkung erforderlich ist und welche in eine kleine Layoutfläche einer Halbleiterschaltung integriert werden kann.
  • Obgleich die Spannungsreglerschaltung unter Anwendung der Bipolartransistortechnik ausgebildet werden kann, wird heutzutage im Allgemeinen bevorzugt, zur Integration von Halbleiterschaltungen die Isolierschicht-Feldeffekttransistor-(sogenannte „MOST"-)-Technik anzuwenden. Die vorliegende Erfindung ist unter Anwendung der MOST-Technik leicht realisierbar.
  • Somit kann die variable Stromquelle einen MOST aufweisen, dessen Hauptstrombahn zwischen der Stromversorgungsleitung und der Rückleitung geschaltet ist und dessen Gate die Steuermittel der variablen Stromquelle bildet. Dieser MOST kann in einer Stromspiegelkonfiguration mit einem, als Diode geschalteten MOST verbunden sein. Der als Diode geschaltete MOST kann mit seiner Hauptstrombahn auf einem Impedanzweg zwischen der Stromversorgungsleitung und der Rückleitung geschaltet sein, um einen variablen Referenzstrom gemäß Änderungen des Nennspannungspegels auf der Stromversorgungsleitung abzuleiten. Somit kann die Änderung der Stärke des Vorspannungsstroms des Differenzverstärkers durch die Änderung der Stärke des Referenzstroms der Impedanzbahn bestimmt werden.
  • Das Referenzelement kann einen, als Diode geschalteten MOST aufweisen, dessen Hauptstrombahn in Reihe mit einem Widerstand (vorzugsweise zwischen der Ausgangsleitung und der Rückleitung) geschaltet ist, um in einem Bereich seiner Zone mit Quadratgesetzcharakteristik zu arbeiten. Auf diese Weise kann eine sehr konstante Ausgangsspannung, welche im Wesentlichen temperaturunabhängig ist und einen recht hohen Wert aufweist, vorgesehen werden. Alternativ können jedoch auch andere bekannte, temperaturbeständige Referenzelemente verwendet werden, um eine temperaturunabhängige Referenzspannung in einer, gemäß der vorliegenden Erfindung aufgebauten Stromreglerschaltung abzugeben. Des Weiteren können, wenn der Wunsch besteht, dass die geregelte Ausgangsspannung zusätzliche und/oder andere Charakteristiken neben einer spezifischen Unabhängigkeit des Temperaturbereichs aufweist, die Eigenschaften des Referenzelements entsprechend ausgewählt werden.
  • Die Ausgangsleitung kann über einen Source-Folger-MOST, dessen Gate mit dem Ausgang des Differenzverstärkers verbunden ist, von dem Ausgang des Differenzverstärkers abgeleitet werden. Die Hauptstrombahn des Source-Folger-MOSTs kann zwischen der Stromversorgungsleitung und der Ausgangsleitung geschaltet sein.
  • Der Differenzverstärker kann ein MOST-Differenzverstärkerpaar aufweisen. Die Hauptstrombahn jedes MOSTs des Differenzverstärkerpaares kann über die variable Stromquelle zwischen der Stromversorgungsleitung und der Rückleitung geschaltet sein, und jeder MOST kann mit seinem Gate mit dem entsprechenden ersten oder zweiten Eingang des Differenzverstärkers verbunden sein. Diese Anordnung sieht eine einfache Differenzverstärkerkonfiguration vor, für welche lediglich eine kleine Layoutfläche zur Integration erforderlich ist, welche jedoch im Zusammenhang mit der vorliegenden Erfindung eine ausreichende Verstärkung gewährleisten kann. Wird jedoch eine höhere Spezifikation gewünscht, kann eine komplexere Verstärkerausführung in einem Schaltkreis gemäß der vor liegenden Erfindung verwendet werden. Somit kann der Differenzverstärker zwei oder mehrere in Kaskade geschaltete Verstärkerstufen aufweisen, von denen nicht alle über die variable Stromquelle zwischen der Stromversorgungsleitung und der Rückleitung geschaltet sind. Bei einem 2-Stufen-Verstärker weist die erste Stufe den ersten und zweiten Eingang des Differenzverstärkers auf, während der Ausgang des Differenzverstärkers von einem Ausgang dieser zweiten Stufe abgeleitet wird. In diesem Beispiel kann es vorkommen, dass lediglich die zweite Stufe von der Stromversorgungsleitung gespeist wird, indem diese über die variable Stromquelle zwischen der Stromversorgungsleitung und der Rückleitung geschaltet ist. Die erste Stufe kann von der Ausgangsleitung gespeist werden, indem diese zwischen der Ausgangsleitung und der Rückleitung geschaltet ist. Es besteht jedoch ebenfalls die Möglichkeit, dass sowohl die erste als auch die zweite Stufe von der Stromversorgungsleitung gespeist wird. Damit kann jede Stufe über eine jeweilige, variable Stromquelle, welche Steuermittel aufweist, die an die Stromversorgungsleitung gekoppelt sind, um die Stärke eines jeweiligen Vorspannungsstroms gemäß Änderungen des Nennspannungspegels auf der Stromversorgungsleitung zu regeln, zwischen der Stromversorgungsleitung und der Rückleitung geschaltet sein.
  • Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
  • 1 – ein elektrisches Schaltbild eines Ausführungsbeispiels einer Spannungsreglerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung;
  • 2 – ein Diagramm, welches die Änderung der Referenzspannung Vref und Ausgangsspannung Vca (beide in Volt) bei der Versorgungsspannung Vin (ebenfalls in Volt) bei dem Schaltkreis von 1 zeigt;
  • 3 – ein Diagramm, welches die sehr geringfügige Änderung zeigt, die bei der Temperatur in °C (Grad Celsius) des Schaltkreises von 1 bei der Referenzspannung Vref und der Ausgangsspannung Vca in Volt auftritt.
  • 4 – einen schematischen Querriss eines Teils eines Halbleiterkörpers eines Halbleiterschaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung, welcher zeigt, wie ein Halbleiterschaltkreiselement mit der Spannungsreglerschaltung von 1 integriert werden kann; sowie
  • 5 – ein elektrisches Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels einer Spannungsreglerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • Die Spannungsreglerschaltung von 1 weist einen Differenzverstärker M2, M3 auf, welcher von einer Stromversorgungsleitung 1 auf einem Nennspannungspegel Vin gespeist wird, indem dieser zwischen der Stromversorgungsleitung 1 und einer Rückleitung 2 geschaltet ist. Ein Referenzelement M1 ist an einen ersten Eingang 4 des Differenzverstärkers M2, M3 gekoppelt. Dieses Referenzelement M1 definiert eine gewünschte Ausgangsspannung Vca auf einer Ausgangsleitung 3, die mit einem Ausgang 6 des Differenzverstärkers verbunden ist. Der Differenzverstärker M2, M3 ist durch eine variable Stromquelle M4, welche dem Differenzverstärker M2, M3 einen variablen Vorspannungsstrom zuführt, an die Rückleitung 2 gekoppelt. Dieser Vorspannungsstrom kann ebenfalls als „Reststrom" bezeichnet werden, da er dem Differenzverstärker M2, M3 aus seiner Kopplung an die Rückleitung 2 zugeführt wird. Die variable Stromquelle M4 weist Steuermittel g auf, welche an die Stromversorgungsleitung 1 gekoppelt sind, um die Stärke des variablen Vorspannungsstroms gemäß Änderungen des Nennspannungspegels Vin auf der Stromversorgungsleitung zu regeln. Auf diese Weise sieht die variable Stromquelle M4 bei diesen Änderungen der Versorgungsspannung Vin eine Kompensation erster Ordnung des Ausgangsspannungssignals Vca vor. Eine Kompensation zweiter Ordnung wird durch die Rückkopplung von der Ausgangsleitung 3 zu einem zweiten Eingang 5 des Differenzverstärkers M2, M3 vorgesehen.
  • Die Spannungsreglerschaltung kann zu vielen verschiedenen Zwecken eingesetzt werden. Ein spezifischer Einsatz, welcher von erheblichem Interesse ist, dient dazu, eine interne Spannungsversorgung zur Speisung einer Schutzschaltung oder eines anderen Regelkreises, welcher mit einer Leistungshalbleiteranordnung integriert ist, zu regeln. Spezifische Beispiele einer solchen Schutzschaltung und/oder eines solchen Regelkreises sind zum Beispiel in US-A-S 563 760, US-A-S 506 539, US-A-S 336 943 und US-A-4 929 884 (unsere Aktenzeichen PHB 33667, PHB 33904, PHB 33762 und PHB 33363) offenbart, deren gesamte Inhalte hier durch Literaturhinweis summarisch eingefügt worden sind. Die Leistungshalbleiteranordnungen können zum Beispiel durch Schalter dargestellt sein, welche zum Schalten von Lampen oder anderen Lasten in einem Kraftfahrzeug eingesetzt werden. Die Spannungsversorgung wird bei Einsatz in einem Kraftfahrzeug von einer Kraftfahrzeugbatterie abgeleitet, und es können erhebliche Fluktuationen (z. B. bis zu 50%) in der Versorgungsnennspannung Vin auftreten. Des Weiteren können bei Verwendung in einem Kraftfahrzeug erhebliche Fluktuationen in der Schaltkreistemperatur (sowohl bei Normalbetrieb als auch im Fehlerzustand, z. B. wenn die Last kurzgeschlossen wird) auf treten, und so ist es in diesem Rahmen im Allgemeinen wünschenswert, eine Spannungsreglerausgangsspannung Vca vorzusehen, welche bei Einsatz des Schaltkreises über einen bestimmten Bereich von der Schaltkreistemperatur im Wesentlichen unabhängig ist.
  • In einem spezifischen Beispiel (auf welches sich die 2 und 3 beziehen) kann die gewünschte, geregelte Ausgangsspannung Vca auf Leitung 3 bei einer typischen Schwankung von weniger als ± 0,10 V (d. h. einer Änderung von weniger als 7% der Vca) 2,75 V betragen. Die Versorgungsspannung Vin auf Leitung 1 kann im Bereich von 4 V bis 20 V, zum Beispiel etwa 5 V, liegen, und die Leitung 2 kann geerdet (d. h. Va = 0 V) sein. Der Schaltkreis kann über einen Temperaturbereich von Raumtemperatur bis zum Beispiel 160°C arbeiten. In dem spezifischen Beispiel von 2 und 3 gibt das Referenzelement M1 bei angewandter n-Kanal-MOST-Verfahrenstechnik an dem Eingang 4 des Differenzverstärkers M2, M3 eine Referenzspannung Vref von etwa 1,3 V ab.
  • Bei dem Schaltkreis von 1 ist das Referenzelement M1 durch einen, als Diode geschalteten MOST dargestellt, dessen Hauptstrombahn zwischen der Ausgangsleitung 3 und der Rückleitung 2 in Reihe mit einem Widerstand R1 geschaltet ist. Der Widerstandswert von R1 wird so gewählt, dass M1 bei einer geeigneten Stromdichte in seiner Zone mit Quadratgesetzcharakteristik arbeitet, wobei der Temperaturkoeffizient der Spannung Vref an M1 etwa Null ist. Der Betrieb eines als Diode geschalteten MOSTs als Spannungsreferenz mit einem Temperaturkoeffizienten Null ist im Zusammenhang mit einem Temperaturmessschaltkreis bereits in US-A-S 336 943 offenbart. Wie in US-A-S 336 943 beschrieben, ist der Temperaturkoeffizient bei höheren Stromdichten positiv und bei geringeren Stromdichten negativ. Bei dem Schaltkreis von 1 wird M1 so betrieben, dass es über den in Frage kommenden Temperaturbereich (zum Beispiel 20°C bis 160°C) einen Temperaturkoeffizienten Null aufweist, so dass die geregelte Ausgangsspannung Vca von der Temperatur über diesen Temperaturbereich ebenfalls im Wesentlichen unabhängig ist. Dieses temperaturunabhängige Spannungsreferenzelement M1 ist durch seinen gemeinsamen Gate-Drain-Anschluss an den ersten Eingang 4 des Differenzverstärkers M2, M3 gekoppelt. Die Rückkopplung von der Ausgangsleitung 3 zu dem zweiten Eingang 5 des Differenzverstärkers M2, M3 wird von einem Potentialteiler (der Reihenwiderstände M7 und M8) abgeleitet, welcher zwischen der Ausgangsleitung 3 und der Rückleitung 2 geschaltet ist.
  • Der Schaltkreis von 1 wird unter Anwendung der MOST- (d. h. Isolierschicht-Feldeffekttransistor-) – Technik realisiert. Der Schaltkreis basiert auf einem einfa chen MOST-Differenzverstärkerpaar M2, M3, welchem ein Source-Folger-MOST M5 unmittelbar folgt. Somit weist der Differenzverstärker in 1 ein langgezogenes MOST-Paar M2 und M3 auf, wobei jeder MOST mit seiner Hauptstrombahn an seinem Drainanschluss durch einen jeweiligen Widerstand R3 und R4 mit der Stromversorgungsleitung 1 und an seinem Sourceanschluss über die variable Stromquelle M4 mit der Rückleitung 2 verbunden ist. Durch das jeweilige Gate g von M2 und M3 wird ein jeweiliger erster und zweiter Eingang 4 und 5 dieses Differenzverstärkers M2, M3 vorgesehen. Die Widerstandswerte von R3 und R4 können so gewählt werden, dass M2 und M3 in bekannter Weise in ihrem, unterhalb des Schwellwerts liegenden Bereich betrieben werden. Der Ausgang 6 des Differenzverstärkers M2, M3 stellt den Reihenknotenpunkt von M3 und R4 in dem Beispiel von 1 dar. Die Ausgangsleitung 3 wird über den Source-Folger-MOST M5 von dem Ausgang 6 dieses Differenzverstärkers M2, M3 abgeleitet. M5 ist mit seinem Gate g an diesen Ausgang 6 gekoppelt. Die Hauptstrombahn von M5 ist zwischen der Stromversorgungsleitung 1 und der Ausgangsleitung 3 geschaltet.
  • Bei normalem Betrieb wäre die Verstärkung solch einer einfachen Verstärkeranordnung (ein einfaches Differenzverstärkerpaar M2, M3, unmittelbar gefolgt von einem Source-Folger M5) nicht ausreichend, um große Änderungen der Versorgungsnennspannung Vin, welche, zum Beispiel bei Kraftfahrzeugschaltungen, häufig auftreten können, zu korrigieren. Bei der Schaltkreiskonfiguration von 1 kann diese einfache Schaltkreisanordnung von M2, M3 und M5 jedoch diese großen Spannungsänderungen von Vin mit Hilfe des entsprechend wechselnden Vorspannungs-(Rest-)-Stroms, der dem Differenzverstärkerpaar M2, M3 zugeführt wird, korrigieren. Dieser Vorspannungsstrom wird durch die variable Stromquelle M4 so geregelt, dass der Strom durch M3 und R4 zu dem Headroom der Reglerschaltung in etwa proportional ist; dieser Headroom bildet die Differenz zwischen dem Spannungspegel der Eingangsspannung Vin und diesem der Ausgangsspannung Vca.
  • Befindet sich die Ausgangsspannung Vca im Regelzustand, entspricht die Spannung an R4 der Differenz zwischen dem Headroom der Reglerschaltung und der Schwellenspannung von M5. Durch entsprechende Wahl der MOST-Technik und der Dimensionen können Vorkehrungen dahingehend getroffen werden, dass die Spannung an R4 dem Headroom der Reglerschaltung in etwa entspricht. Da der Strom in R4 proportional zu der Spannung an R4 ist, ist der Strom in R4 proportional zu dem Headroom. Es gibt zwei mögliche Mechanismen, um zu bewirken, dass sich der Strom in R4 verändert. Ein Mecha nismus ist, (über Eingang 5) ein Fehlersignal von dem Differenzverstärker M2, M3 zu verwenden, um die Strombalance von einem MOST des Differenzverstärkerpaares M2 und M3 auf den anderen MOST zu schalten. Bei dem anderen Mechanismus wird die Stärke des Vorspannungs-(Rest-)-Stroms, welcher M2, M3 über M4 zugeführt wird, verändert, wobei die Strombalance durch M2 und M3 unverändert bleibt. In diesem Fall, da die Strombalance von M2 und M3 im Wesentlichen unverändert bleibt (d. h. es wird das gleiche Verhältnis der Ströme durch M2 und M3 aufrechterhalten), ist bei dem Signal an Knotenpunkt 5 kein Fehler erforderlich, um diese Änderung des Stroms durch R4 zu unterstützen. Somit kann diese Änderung des Reststroms (über M4 entsprechend Änderungen bei Vin) vorgenommen werden, um sicherzustellen, dass der Endknotenpunkt 7 des Differenzpaares M2, M3 (und folglich ebenso der Ausgang 6), vor und unabhängig von Regelkreiskorrekturen über Knotenpunkt 5, auf einer annähernd konstanten Spannung bleibt. Gemäß der vorliegenden Erfindung erfolgt diese Änderung des Reststroms, um bei Änderungen von Vin den Ausgleich erster Ordnung vorzusehen.
  • Die variable Stromquelle M4 des Schaltkreises von 1 ist durch einen MOST dargestellt, dessen Hauptstrombahn zwischen dem Endknotenpunkt 7 des Differenzverstärkers M2, M3 und der Rückleitung gekoppelt ist. Ein Reihenwiderstand R2 verbindet M4 mit der Rückleitung. M4 ist in einer Stromspiegelkonfiguration mit einem als Diode geschalteten MOST M6 verbunden, welcher durch einen Reihenwiderstand R5 ebenfalls an die Rückleitung 2 gekoppelt ist. Die Hauptstrombahn des als Diode geschalteten MOSTs M6 ist in einer Impedanzbahn (mit einem Widerstand R6, welcher in Reihe mit Dioden D1, D2 sowie R5 und M6 geschaltet ist) zwischen der Stromversorgungsleitung 1 und der Rückleitung 2 geschaltet, um einen variablen Referenzstrom abzuleiten. Dieser Referenzstrom in der Impedanzbahn R6 (+D1, D2, M6, R5) verändert sich gemäß Änderungen des Nennspannungspegels Vin auf der Stromversorgungsleitung 1. Die Stärke des dem Differenzverstärker M2, M3 zugeführten Vorspannungsstroms wird durch das Gate g von M4, welches in dieser Impedanzbahn an den Knotenpunkt 8 von R6 und M6 gekoppelt ist, geregelt. Damit wird die Änderung der Stärke des Vorspannungsstroms des Differenzverstärkers M2, M3 durch die Änderung der Stärke des Referenzstroms in der Impedanzbahn R6 (+ D1, D2, M6, R5) bestimmt.
  • 1 zeigt somit ein Beispiel eines Schaltkreises, bei welchem die Stärke des sich verändernden Reststroms, der dem Differenzverstärker zugeführt wird, durch einen Stromspiegel M4, M6, dem ein, von einem Widerstand R6 aus der Versorgungseingangs spannung Vin erzeugten Referenzstrom zugeführt wird, abzüglich des Durchlassspannungsabfalls der Diode an D1 und D2 und des MOS-Schwellwerts von M6, definiert wird. Die Widerstandswerte von R2 und R5 werden so gewählt, dass diese mit dem gewünschten Spiegelverhältnis für M4 und M6 kompatibel sind und einen zuverlässigen Betrieb des Differenzverstärkerpaares M2 und M3 gewährleisten. Die Summe der Schwellenspannungen an D1, D2 und M6 sollte der Stärke der geregelten Ausgangsspannung Vca in etwa entsprechen. Damit ist der Spannungsabfall an (R6 + R5) zu dem Headroom der Reglerschaltung in etwa proportional (Vin – Vca). Normalerweise ist der Widerstandswert von R6 (und folglich sein Spannungsabfall) signifikant höher als dieser von R5, wenn die Werte dieser Komponenten der Impedanzbahn so ausgewählt werden. Die Stärke des Referenzstroms wird so vorgesehen, dass bei dem Differenzverstärker M2, M3 in seinem ausgeglichenen Zustand der Ausgang an Knotenpunkt 6, ungeachtet der Änderungen der Versorgungsspannung Vin, auf einer in etwa konstanten Spannung gehalten wird.
  • Da die algorithmische Korrektur erster Ordnung (mit Hilfe der Änderung des Reststroms) den Großteil der Änderung von Vin ausgleicht, dient die Regelkreisverstärkung des Systems (wie für die Rückkopplung von der Ausgangsleitung 3 zu dem zweiten Eingang 5 vorgesehen) lediglich dazu, Fehler bei der Fehlerkorrektur erster Ordnung auszugleichen. Somit gleicht die Regelkreisverstärkung der einfachen Schaltkreiskonfiguration von M2, M3 und M5 die Fehler (d. h. Änderungen) von Vin nicht unmittelbar aus.
  • Die Diagramme der 2 und 3 stellen typische Leistungsdaten des Schaltkreises von 1 dar. Somit zeigt 2 die Änderung und Stabilität der Referenzspannung Vref von M1 sowie der geregelten Ausgangsspannung Vca auf Ausgangsleitung 3 bei einem Anstieg der Versorgungsspannung Vin von 1 Volt auf 6 Volt. Die Ergebnisse von 2 wurden bei 165°C gemessen. Der Vref-Wert wird bei dem Schaltkreis von 1 an dem Drain-Knotenpunkt 9 von M1 gemessen, wobei M1 über R1 von der Vca-Leitung 3 gespeist wird. Bei Werten von Vin über 3,8 V ist die Änderung von Vref und Vca wesentlich geringer als die Änderung von Vin, wobei bei Vca eine Änderung von höchstens 5% und bei Vref eine Änderung von weniger als 1% erfolgt. Diese sehr geringen, prozentualen Änderungen bei Vca und Vref lassen sich bei dem Schaltkreis von 1 bis zu dem vorgeschriebenen Vin-Maximalwert von 20 V anwenden. Somit wird sowohl bei Vref als auch Vca eine gute Stabilität über 3,8 Volt erreicht. 3 zeigt die Stabilität der Referenzspannung Vref von M1 und der Ausgangsspannung Vca auf der Ausgangsleitung 3 gegenüber dem Temperaturbereich von 20°C bis 200°C. Wie ersichtlich, wird über den Großteil dieses Bereichs eine gute Temperaturstabilität erreicht. Das Referenzelement M1 mit einem Temperaturkoeffizienten Null wird in dem Schaltkreis von 1 von der Ausgangsleitung 3 gespeist, wobei die Stabilität der Referenzspannung Vref durch weit präzisere Regelung der Stromdichte in M1, als diese bei Speisung von der Stromversorgungsleitung 1 möglich wäre, signifikant verbessert wird. Die Ergebnisse von 2 und 3 wurden bei einem Betrieb von M2 und M3 in einem, unterhalb ihres Schwellwerts liegenden Bereich erhalten, um die von dem Differenzverstärker angebotene Verstärkung zu maximieren.
  • Die Spannungsreglerschaltung von 1 kann mit anderen Halbleiterschaltelementen in eine Halbleiterschaltung leicht integriert werden, um bei dem, diese weiteren Schaltelemente aufweisenden Schaltkreis eine konstante Eigenversorgung vorzusehen. 4 zeigt einen Teil einer solchen Halbleiterschaltung, welche einen Halbleiterkörperabschnitt 21 des ersten Leitfähigkeitstyps (zum Beispiel des p-Typs) aufweist und auf welcher die verschiedenen Schaltelemente integriert sind. Somit können zum Beispiel die n-Kanal-Anreicherungs-MOSTs M1 bis M4 von 1 mit n-leitenden Source- und Drainzonen 22 und 23, welche jeweils Teile der p-leitenden Zone 21 überdotieren, ausgebildet werden. Die n-leitenden Source- und Drainzonen 32 und 33 weiterer n-Kanal-MOSTs der Halbleiterschaltung können in den gleichen Verfahrensschritten wie die Source- und Drainzonen 22 und 23 des Schaltkreises von 1 ausgebildet werden. 4 zeigt beispielsweise einen solchen zusätzlichen MOST M10 und den MOST M5 des Schaltkreises von 1, welche nebeneinander in dem gleichen p-leitenden Körperabschnitt 21 des Bauelementkörpers ausgebildet sind. M10 ist ein n-Kanal-MOST des Anreicherungstyps. MOST M5 von 1 ist ein n-Kanal-Schaltungselement des Verarmungstyps, dessen n-leitender Verarmungskanal durch Donatorimplantation zwischen seiner Source- und Drainzone 22 und 23 ausgebildet werden kann. Die Gate-Elektroden g der MOSTs M1 bis M5 und auch der zusätzlichen MOSTs, wie z. B. M10, können zum Beispiel durch eine dotierte Schichtstruktur 25, 35 aus polykristallinem Silicium auf einer dielektrischen Gate-Schicht auf der Oberfläche des Halbleiterkörpers ausgebildet werden.
  • Es können Leiterbahnen und Verbindungen der MOSTs M1 bis M5, M10 usw. durch eine Metallschichtstruktur 40a, 40b, 40c (zum Beispiel aus Aluminium) auf einer Isolationsschichtstruktur 41 auf der Oberfläche des Halbleiterkörpers ausgebildet werden. 4 zeigt diese Metallschichtstruktur 40a, 40b, 40c, welche die Source- und Drainzonen 22, 23, 32, 33 der MOSTs M5 und M10 kontaktiert. Damit sieht bei dem Quer riss von 4 der Metallschichtteil 40a die mit dem Drain von M5 verbundene Stromversorgungsleitung 1 von 1 und der Metallschichtteil 40b die Ausgangsleitung 3 von der Source 22 von M5 vor. In dem in 4 dargestellten, spezifischen Beispiel ist die Sourcezone 32 von M10 an diese Ausgangsleitung 3 gekoppelt, welche dazu dient, die Spannungsversorgung für den Schaltkreis mit M10 vorzusehen. Die Widerstände R1 bis R8 in 1 können auf bekannte Weise als Dünnschicht-Widerstandselemente aus z. B. dotiertem, polykristallinem Silicium auf der Isolationsschicht 41 vorgesehen werden. Solche Dünnschicht-Widerstände weisen einen Niedertemperatur-Widerstandskoeffizienten auf. Die Dioden D1, D2 von 1 können durch n-leitende und p-leitende Zonen in Dünnschichttechnik mit polykristallinem Silicium oder durch n-leitende Zonen in dem p-leitenden Körperabschnitt 21 gebildet werden. Der p-leitende Körperabschnitt 21 kann zum Beispiel durch eine p-leitende Wanne in einem wesentlich größeren Halbleiterkörper dargestellt sein, welcher zum Beispiel eine Leistungshalbleiteranordnung aufweist.
  • Es sind viele Modifikationen und Variationen innerhalb des Schutzumfangs der Erfindung möglich. Somit können zum Beispiel die Schaltelemente von 1 bei einer entsprechenden Änderung der Polarität auf der Stromversorgungsleitung Vin vom entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp (zum Beispiel p-Kanal-MOSTs M1 bis M5) sein.
  • 5 zeigt den Einsatz eines komplexeren Differenzverstärkers, welcher in Kaskade geschaltete Verstärkerstufen aufweist. Die erste Eingangsstufe weist den ersten und zweiten Eingang 4 und 5, jeweils von dem Referenzelement M1 und der Ausgangsleitung 3, auf. Diese Eingangsstufe wird von der Ausgangsleitung 3 gespeist, indem diese zwischen der Ausgangsleitung 3 und der Rückleitung 2 geschaltet ist. In dem Schaltkreis von 5 wird lediglich die Ausgangsstufe des Differenzverstärkers von der Stromversorgungsleitung 1 gespeist, indem diese über die variable Stromquelle M4 zwischen der Stromversorgungsleitung 1 und der Rückleitung 2 geschaltet ist. Somit wird lediglich dieser zweiten Stufe des Differenzverstärkers dieser variable Vorspannungsstrom von M4 zugeführt, um bei Änderungen der Versorgungsspannung Vin den Ausgleich erster Ordnung des Ausgangsspannungssignals Vca vorzusehen. Sowohl die Eingangs- als auch die Ausgangsstufe ist in diesem Beispiel von 5 zum Zwecke einer deutlicheren Darstellung des Schaltkreises jeweils mit ähnlichen, langgezogenen Paarkonfigurationen (M20, M30) und (M2, M3) wiedergegeben. Damit werden in diesem Beispiel für die Eingangsstufe ähnliche Komponentenbezeichnungen wie für die Ausgangsstufe, jedoch um einen Faktor 10 (z. B. M60 bei der Eingangsstufe und M6 bei der Ausgangsstufe) erhöht, verwendet. Bei diesem Schaltkreis von 5 wird der Reststrom dem Eingangsstufenpaar M20 und M30 über M40 zugeführt, dessen Gate über den Impedanzweg mit R60 und den Stromspiegel M60 an die Ausgangsleitung 3 gekoppelt ist. Der Schaltkreis von 5 sieht eine größere Verstärkung (zwischen Knotenpunkten 4 und 5) als dieser von 1 und eine sogar noch geringere, prozentuale Änderung von Vca bei Vin vor. Er kann eingesetzt werden, um eine geregelte Versorgung bei z. B. einer analogen oder digitalen, monolithisch integrierten Schaltung vorzusehen. Jedoch ist diese Schaltkreiskonfiguration, dadurch, dass sie eine größere Layoutfläche zur Integration in eine Schaltkreisanordnung benötigt, weniger vorteilhaft als diese von 1.
  • Wie in den 2 und 3 dargestellt, ist die Referenzspannung Vref, welche in der Schaltung von 1 an Knotenpunkt 9 erzeugt wird, von signifikant höherer Qualität als die geregelte Ausgangsppanung Vca auf Leitung 3. Dieses ist darauf zurückzuführen, dass das Referenzelement M1 durch die geregelte Ausgangsspannung Vca gespeist wird. Eine Referenzausgangsspannung Vref könnte über eine Verbindung von Knotenpunkt 9 direkt zu anderen Schaltkreisen, bei welchen Parametergenauigkeit wichtig ist (z. B. bei einer Strombegrenzerschaltung in einer Leistungsanordnung), geleitet werden. Es kann keine Belastung auf dem Referenzelement M1 zugelassen werden, da die Stromdichte in diesem Bauelement den absoluten Wert und Temperaturkoeffizienten der Referenzspannung Vref definiert. Wäre jedoch eine Abgabe der Referenzspannung Vref erforderlich, könnte diese normalerweise über einen Pufferverstärker, welcher die geregelte Ausgangsspannung Vca führt, erfolgen. Somit können in einer Leistungshalbleiteranordnung mit einer Reglerschaltung gemäß der Erfindung Regelkreise der Anordnung durch Vca von Leitung 3 gespeist werden, wobei in diesen Regelkreisen eine oder mehrere Referenzspannungen über einen Pufferverstärker von Knotenpunkt 9 abgeleitet werden können.
  • Bei Lesen der vorliegenden Offenbarung ergeben sich für Fachkundige weitere Modifikationen. Solche Modifikationen können äquivalente und weitere Merkmale umfassen, welche bereits bekannt sind und an Stelle oder zusätzlich zu den hier bereits beschriebenen eingesetzt werden können. Obgleich Ansprüche in dieser Anmeldung auf bestimmte Kombinationen von Merkmalen gerichtet sind, versteht es sich von selbst, dass der Schutzumfang der vorliegenden Anmeldung ein neuartiges Merkmal oder eine neuartige Kombination von Merkmalen, die hier entweder explizit oder implizit oder als Verallgemeinerung offenbart worden sind, ebenfalls umfasst, ganz gleich, ob dieses die gleiche Erfindung, wie hier in den Ansprüchen beansprucht, betrifft, und ob es einige oder sämtliche der gleichen technischen Probleme wie im Falle der vorliegenden Erfindung reduziert. Die Anmelder teilen hiermit mit, dass auf solche Merkmale und/oder Kombinationen solcher Merkmale gerichtete, neue Ansprüche während der Weiterverfolgung der vorliegenden Anmeldung bzw. einer von dieser abgeleiteten, weiteren Anmeldung abgefasst werden können.

Claims (10)

  1. Spannungsreglerschaltung mit einem Differenzverstärker, welcher von einer Stromversorgungsleitung auf einem Nennspannungspegel gespeist wird, wobei dieser zwischen der Stromversorgungsleitung und einer Rückleitung geschaltet ist, einem Referenzelement, welches an einen ersten Eingang des Differenzverstärkers gekoppelt ist, um ein gewünschtes Ausgangsspannungssignal auf einer Ausgangsleitung, die mit einem Ausgang des Differenzverstärkers verbunden ist, zu definieren, sowie einer Rückkopplung von der Ausgangsleitung zu einem zweiten Eingang des Differenzverstärkers vorgesehen, dadurch gekennzeichnet, dass der Differenzverstärker durch eine variable Stromquelle, über die dem Differenzverstärker ein variabler Vorspannungsstrom zugeführt wird, an die Rückleitung gekoppelt ist, und die variable Stromquelle Steuermittel aufweist, welche mit der Stromversorgungsleitung verbunden sind, um die Stärke des variablen Vorspannungsstroms gemäß Änderungen des Nennspannungspegels auf der Stromversorgungsleitung zu regeln und für diese Änderungen des Nennspannungspegels auf diese Weise eine Kompensation erster Ordnung der Ausgangsspannung vorzusehen, wobei eine Kompensation zweiter Ordnung durch die Rückkopplung von der Ausgangsleitung zu dem zweiten Eingang des Differenzverstärkers vorgesehen wird.
  2. Schaltung nach Anspruch 1, weiterhin dadurch gekennzeichnet, dass die variable Stromquelle einen Feldeffekttransistor mit isoliertem Gate aufweist, dessen Hauptstrombahn zwischen der Stromversorgungsleitung und der Rückleitung geschaltet ist und dessen Gate die Steuermittel der variablen Stromquelle bilden.
  3. Schaltung nach Anspruch 2, weiterhin dadurch gekennzeichnet, dass der Feldeffekttransistor mit isoliertem Gate in einer Stromspiegelkonfiguration mit einem als Diode geschalteten Feldeffekttransistor mit isoliertem Gate verbunden ist, wobei die Hauptstrombahn dieses als Diode geschalteten Feldeffekttransistors mit isoliertem Gate in einer Impedanzbahn zwischen der Stromversorgungsleitung und der Rückleitung geschaltet ist, um einen variablen Referenzstrom gemäß Änderungen des Nennspannungspegels auf der Stromversorgungsleitung abzuleiten, wobei die Änderung der Stärke des Vorspannungs stroms des Differenzverstärkers durch die Änderung der Stärke des Referenzstroms der Impedanzbahn bestimmt wird.
  4. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, weiterhin dadurch gekennzeichnet, dass das Referenzelement von der Ausgangsleitung dadurch gespeist wird, dass es zwischen der Ausgangsleitung und der Rückleitung geschaltet ist.
  5. Referenzspannungskreis nach Anspruch 4, weiterhin dadurch gekennzeichnet, dass das Referenzelement einen als Diode geschalteten Feldeffekttransistor mit isoliertem Gate aufweist, dessen Hauptstrombahn in Reihe mit einem Widerstand zwischen der Ausgangsleitung und der Rückleitung geschaltet ist, um in einem Bereich seiner Zone mit Quadratgesetzcharakteristik zu arbeiten und eine, im Wesentlichen temperaturunabhängige Ausgangsspannung abzugeben.
  6. Referenzspannungskreis nach einem der Ansprüche 1 bis 5, weiterhin dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangsleitung über einen Source-Folger-Feldeffekttransistor mit isoliertem Gate, dessen Gate an den Ausgang des Differenzverstärkers gekoppelt und dessen Hauptstrombahn zwischen der Stromversorgungsleitung und der Ausgangsleitung geschaltet ist, von dem Ausgang des Differenzverstärkers abgeleitet wird.
  7. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, weiterhin dadurch gekennzeichnet, dass der Differenzverstärker ein Differenzverstärkerpaar aus Feldeffekttransistoren mit isoliertem Gate vorsieht, deren Hauptstrombahn jeweils über die variable Stromquelle zwischen der Stromversorgungsleitung und der Rückleitung geschaltet ist und deren Gate jeweils an einen entsprechenden ersten oder zweiten Eingang des Differenzverstärkers gekoppelt ist.
  8. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, weiterhin dadurch gekennzeichnet, dass der Differenzverstärker eine erste und zweite, in Kaskade geschaltete Verstärkerstufe aufweist, wobei lediglich die zweite Stufe von der Stromversorgungsleitung gespeist wird, indem diese über die variable Stromquelle zwischen der Stromversorgungsleitung und der Rückleitung geschaltet ist, während die erste Stufe von der Ausgangsleitung gespeist wird, indem diese zwischen der Ausgangsleitung und der Rückleitung geschaltet ist, dass die erste Stufe den ersten und zweiten Eingang des Differenzverstärkers aufweist, und dass der Ausgang des Differenzverstärkers von einem Ausgang der zweiten Stufe abgeleitet wird.
  9. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, weiterhin dadurch gekennzeichnet, dass die Rückkopplung von der Ausgangsleitung zu dem zweiten Eingang des Differenzverstärkers von einem Potentialteiler, welcher zwischen der Ausgangsleitung und der Rückleitung geschaltet ist, abgeleitet wird.
  10. Halbleiterschaltung mit mindestens einem Halbleiterschaltelement, welches mit einer Spannungsreglerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9 integriert ist, wobei das Halbleiterschaltelement von der Ausgangsleitung der Spannungsreglerschaltung gespeist wird.
DE69815289T 1997-10-17 1998-09-11 Spannungsreglerschaltungen und halbleiterschaltung Expired - Lifetime DE69815289T2 (de)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
GBGB9721908.3A GB9721908D0 (en) 1997-10-17 1997-10-17 Voltage regulator circuits and semiconductor circuit devices
GB9721908 1997-10-17
PCT/IB1998/001402 WO1999021069A1 (en) 1997-10-17 1998-09-11 Voltage regulator circuits and semiconductor circuit devices

Publications (2)

Publication Number Publication Date
DE69815289D1 DE69815289D1 (de) 2003-07-10
DE69815289T2 true DE69815289T2 (de) 2004-05-06

Family

ID=10820636

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE69815289T Expired - Lifetime DE69815289T2 (de) 1997-10-17 1998-09-11 Spannungsreglerschaltungen und halbleiterschaltung

Country Status (6)

Country Link
US (1) US6060871A (de)
EP (1) EP0948762B1 (de)
JP (1) JP2001506040A (de)
DE (1) DE69815289T2 (de)
GB (1) GB9721908D0 (de)
WO (1) WO1999021069A1 (de)

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6356485B1 (en) 1999-02-13 2002-03-12 Integrated Device Technology, Inc. Merging write cycles by comparing at least a portion of the respective write cycle addresses
US6462584B1 (en) * 1999-02-13 2002-10-08 Integrated Device Technology, Inc. Generating a tail current for a differential transistor pair using a capacitive device to project a current flowing through a current source device onto a node having a different voltage than the current source device
US6944556B1 (en) * 2001-11-01 2005-09-13 Linear Technology Corporation Circuits and methods for current measurements referred to a precision impedance
SG130934A1 (en) * 2002-06-20 2007-04-26 Bluechips Technology Pte Ltd A voltage regulator
JP2008117176A (ja) * 2006-11-06 2008-05-22 Seiko Instruments Inc 電圧制御回路
US7825642B1 (en) 2007-05-09 2010-11-02 Zilker Labs, Inc. Control system optimization via independent parameter adjustment
JP5008472B2 (ja) * 2007-06-21 2012-08-22 セイコーインスツル株式会社 ボルテージレギュレータ
AU2009291496A1 (en) * 2008-09-11 2010-03-18 Savage, Paul High voltage regulated power supply
US7994764B2 (en) * 2008-11-11 2011-08-09 Semiconductor Components Industries, Llc Low dropout voltage regulator with high power supply rejection ratio
US7928709B2 (en) * 2009-02-04 2011-04-19 Vanguard International Semiconductor Corporation Voltage regulator and AC-DC converter
JP6370126B2 (ja) * 2014-06-23 2018-08-08 新日本無線株式会社 電圧レギュレータ
US10958227B2 (en) * 2019-05-07 2021-03-23 Analog Devices, Inc. Amplifier nonlinear offset drift correction

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US35261A (en) * 1862-05-13 Improvement in power spading-machin es
US4260946A (en) * 1979-03-22 1981-04-07 Rca Corporation Reference voltage circuit using nested diode means
GB2207315B (en) * 1987-06-08 1991-08-07 Philips Electronic Associated High voltage semiconductor with integrated low voltage circuitry
GB2248151A (en) * 1990-09-24 1992-03-25 Philips Electronic Associated Temperature sensing and protection circuit.
US5336943A (en) * 1991-07-19 1994-08-09 U.S. Philips Corporation Temperature sensing circuit
JP2901434B2 (ja) * 1992-09-30 1999-06-07 シャープ株式会社 直流安定化電源装置
US5625278A (en) * 1993-06-02 1997-04-29 Texas Instruments Incorporated Ultra-low drop-out monolithic voltage regulator
DE69420327T2 (de) * 1993-06-22 2000-03-30 Koninklijke Philips Electronics N.V., Eindhoven Halbleiter-Leistungsschaltung
US5548205A (en) * 1993-11-24 1996-08-20 National Semiconductor Corporation Method and circuit for control of saturation current in voltage regulators
US5559424A (en) * 1994-10-20 1996-09-24 Siliconix Incorporated Voltage regulator having improved stability
US5637992A (en) * 1995-05-31 1997-06-10 Sgs-Thomson Microelectronics, Inc. Voltage regulator with load pole stabilization
US5686820A (en) * 1995-06-15 1997-11-11 International Business Machines Corporation Voltage regulator with a minimal input voltage requirement
US5686821A (en) * 1996-05-09 1997-11-11 Analog Devices, Inc. Stable low dropout voltage regulator controller
US5774021A (en) * 1996-10-03 1998-06-30 Analog Devices, Inc. Merged transconductance amplifier

Also Published As

Publication number Publication date
WO1999021069A1 (en) 1999-04-29
GB9721908D0 (en) 1997-12-17
US6060871A (en) 2000-05-09
EP0948762A1 (de) 1999-10-13
DE69815289D1 (de) 2003-07-10
EP0948762B1 (de) 2003-06-04
JP2001506040A (ja) 2001-05-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE19530472B4 (de) Konstantstromschaltung
DE69323818T2 (de) Vorrichtung zur Erzeugung einer MOS temperaturkompensierten Referenzspannung für niedrige Spannungen und grosse Betriebsspannungsbereiche
DE4305850C2 (de) Bezugsspannungsgeneratorschaltung mit Temperaturkompensation der Ausgangsspannung
DE2113630A1 (de) Elektrische Regelschaltung
DE2951835C2 (de)
DE69511138T2 (de) Schaltung zur Steuerung von Spannungen zwischen Wanne und Source von Transistoren einer logischen MOS-Schaltung und Servosystem zu seiner Leistungsversorgung
DE2855303C2 (de)
DE2424812A1 (de) Verstaerker mit ueberstromschutz
DE2415803C3 (de) Konstantstromquelle
DE2641860A1 (de) Integrierte stromversorgungsschaltung
DE3703201A1 (de) Cmos-eingangspegelwandlerschaltung mit temperaturkompensierender n-kanal-feldeffekttransistorstruktur
DE69815289T2 (de) Spannungsreglerschaltungen und halbleiterschaltung
DE2254618B2 (de) Integrierte spannungsregelschaltung
DE2550636C2 (de)
DE2639790A1 (de) Schaltungsanordnung zur lieferung konstanten stroms
DE10066032A1 (de) Schaltungsanordnung zur Steuerung der Verstärkung einer Verstärkerschaltung
DE2750998A1 (de) Bezugsspannungsschaltung
DE3243674C2 (de) Bezugsspannungsschaltung
DE3331626A1 (de) Differentialverstaerker
DE2845761A1 (de) Schaltungsanordnung
DE2522527C2 (de) Stabilisierter Transistorverstärker
DE2462423A1 (de) Operationsverstaerker
DE2631916C3 (de) Auf einem Halbleiterchip aufgebauer Differenzverstärker aus MOS-Feldeffekttransistoren
DE2250625B2 (de) Schaltungsanordnung zur Konstanthaltung eines an eine Last gelieferten Stromes
DE2354340A1 (de) Vorspannungsschaltung fuer einen transistor

Legal Events

Date Code Title Description
8364 No opposition during term of opposition
8328 Change in the person/name/address of the agent

Representative=s name: EISENFUEHR, SPEISER & PARTNER, 10178 BERLIN

8327 Change in the person/name/address of the patent owner

Owner name: NXP B.V., EINDHOVEN, NL