DE69224415T2

DE69224415T2 - Subtraktive Kodedivisionsdemodulationsschaltung

Info

Publication number: DE69224415T2
Application number: DE69224415T
Authority: DE
Inventors: Paul Wilkinson Cary North Carolina 27513 Dent
Original assignee: Ericsson Inc; Ericsson GE Mobile Communications Holding Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1991-08-02
Filing date: 1992-07-29
Publication date: 1998-06-04
Anticipated expiration: 2012-07-30
Also published as: FI931480A; DE69224415D1; MX9204490A; EP0526439B1; AU659207B2; CA2093228A1; HK1009365A1; AU2469492A; FI931480A0; US5218619A; SG54162A1; ATE163242T1; JP2994752B2; FI106166B; JPH06504171A; MY108717A; CA2093228C; DK0526439T3; EP0526439A1; WO1993003556A1

Description

GEBIET DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung betrifft die Verwendung von Codemultiplex-Vielfachzugriff- (CDMA) -Kommunikationstechniken in Zellularfunktelefonkommunikationssystemen und insbesondere eine verbesserte CDMA-Demodulationstechnik basierend auf sukzessiven Signalsubtraktionen von Vielfach-CDMA-Signalen, die eine Reststörung kompensiert, die während des Subtraktionsprozesses eingeführt wird.

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Die Zellulartelefonindustrie hat in kommerziellen Bereichen in den Vereinigten Staaten und außerdem im Rest der Welt erstaunliche Fortschritte gemacht. Das Wachstum in wichtigen Stadtgebieten hat die Erwartungen weit überschritten und geht an die Grenzen der Systemkapazität. Wenn dieser Trend anhält, werden die Effekte eines schnellen Wachstums bald sogar die kleinstem Märkte erreichen. Innovative Lösungen werden benötigt, um diese zunehmenden Kapazitätsanforderungen zu erfüllen und außerdem einen Dienst mit hoher Qualität aufrechtzuerhalten und ansteigende Preise zu vermeiden.
Überall in der Welt besteht ein wichtiger Schritt in zellularen Systemen darin, von einer analogen auf eine digitale Übertragung überzugehen. Genauso wichtig ist die Wahl einer effektiven digitalen Übertragungstechnik zum Implementieren der nächsten Generation von Zellulartechnologie. Ferner wird weitestgehend angenommen, daß die erste Generation von Personalkommunikationsnetzen (PCN) (die kabellose Telefone mit niedrigen Kosten und im Taschenformat verwenden, die komfortabel mit sich geführt und verwendet werden können, um Anrufe zuhause, im Büro, auf der Straße im Auto etc. durchzuführen und zu empfangen) durch die zellularen Träger unter Verwendung der Digitalzellularsysteminfrastruktur der nächsten Generation und der Zellularfrequenzen bereitgestellt werden. Das Schlüsselmerkmal, das in diesen neuen Systemen gefordert wird, ist eine erhöhte Verkehrskapazität.
Gegenwärtig wird ein Kanalzugriff unter Verwendung von Frequenzvielfachzugriff- (FDMA) - und Zeitvielfachzugriff- (TDMA) -Verfahren durchgeführt. Wie in Fig. 1(a) gezeigt, ist bei dem FDMA ein Kommunikationskanal ein einzelnes Funkfrequenzband, in das eine Übertragungsleistung eines Signals konzentriert wird. Eine Störung mit benachbarten Kanälen wird durch die Verwendung von Bandpaßfiltern begrenzt, die nur Signalenergie innerhalb des spezifizierten Frequenzbands durchlassen. Da jedem Kanal eine bestimmte Frequenz zugewiesen wird, ist somit die Systemkapazität durch die verfügbaren Frequenzen und außerdem durch Beschränkungen, die durch die Kanalwiederverwendung auferlegt werden, beschränkt.
In TDMA-Systemen, wie in Fig. 1(b) gezeigt, besteht ein Kanal aus einem Zeitschlitz in einer periodischen Folge von Zeitintervallen über der gleichen Frequenz. Jede Periode von Zeitschlitzen wird ein Rahmen genannt. Die Energie eines gegebenen Signals ist auf einen dieser Zeitschlitze beschränkt. Eine benachbarte Kanalstörung wird durch die Verwendung eines Zeitgatters oder eines anderen Synchronisationselements beschränkt, das nur Signalenergie durchläßt, die zu der geeigneten Zeit empfangen wird. Somit wird das Problem einer Störung von verschiedenen relativen Signal stärkepegeln verringert.
Die Kapazität in einem TDMA-System wird durch Kompremieren des Übertragungssignals in einen kürzeren Zeitschlitz erhöht. Infolgedessen muß die Information bei einer entsprechend schnelleren Burstrate übertragen werden, was den Betrag des belegten Spektrums proportional erhöht.
Mit FDMA- oder TDMA-Systemen oder hybriden FDMA/TDMA-Systemen besteht das Ziel darin, sicherzustellen, daß zwei sich potentiell störende Signale nicht die gleiche Frequenz gleichzeitig belegen. Im Gegensatz dazu erlaubt der Codemultiplex-Vielfachzugriff (CDMA) Signalen, sich sowohl in der Zeit als auch in der Frequenz zu überlappen, wie in Fig. 1(c) dargestellt. Somit verwenden alle CDMA-Signale das gleiche Frequenzspektrum gemeinsam. In entweder der Frequenzoder Zeitdomäne erscheinen die Vielfachzugriffs-Signale aufeinanderzuliegen.
Im Prinzip wird der zu übertragende Quelleninformationsdatenstrom, z.B. Sprache, auf einen Datenstrom mit einer sehr viel höheren Bitrate, der von einem Pseudozufallscodegenerator erzeugt wird, aufgebracht. Diese Kombination des codierungssignals höherer Bitrate mit dem Dateninformationsstrom niedrigerer Bitrate wird als Codieren oder Streuen des Informationsdatenstromsignals bezeichnet. Jedem Informationsdatenstrom oder -kanal ist ein einzigarter Streuungscode zugewiesen. Eine Vielzahl von kodierten Informationssignalen werden moduliert und auf einer Funkfrequenzträgerwelle übertragen. Ein zusammengesetztes Signal aus mehreren kodierten Signalen wird an einem Empfänger empfangen. Jedes der codierten Signale überlappt mit allen anderen codierten Signalen und außerdem mit Signalen, die sich auf Rauschen beziehen, sowohl in der Frequenz als auch in der Zeit. Das zusammengesetzte Signal wird demoduliert und mit einem gewählten Streuungscode korreliert. Eine Korrelation mit einem Code isoliert und decodiert das entsprechende fehlercodierte Signal.
Es gibt eine Anzahl von Nachteilen, die im Zusammenhang mit CDMA-Kommunikationstechniken stehen. Die Vorhersagen sind dahingehend, daß die Kapazitätsbeschränkungen von CDMA-gestützten Zellularsystemen bis zu zwanzigmal so hoch wie eine existierende analoge Technologie ist, nämlich als Folge der Eigenschaften eines Breitband-CDMA-Systems, beispielsweise einer verbesserten Codierungsverstärkungs/Modulationsdichte, einer Sprachaktivitäts-Durchschaltung, einer Sektorbildung und einer Wiederverwendung des gleichen Spektrums in jeder Zelle. CDMA ist eigentlich gegenüber einer Mehrweg-Störung unempfindlich und beseitigt einen Schwund und eine Statik, um ein Betriebsverhalten in Stadtgebieten zu verbessern. Die CDMA-übertragung von Sprache durch einen Decoder mit hoher Bitrate stellt eine überlegene, realistische Sprachqualität sicher. CDMA erlaubt ferner variable Datenraten, was ein Anbieten von vielen unterschiedlichen Graden der Sprachqualität erlaubt. Das verscrambelte Signalformat von CDMA beseitig ein übersprechen vollständig und macht es sehr schwierig und kostenaufwendig, Anrufe abzuhören oder zu verfolgen, was eine größere Geheimhaltung für Anruf er und eine größere Unempfindlichkeit gegenüber einem Luftzeitbetrug sicherstellt.
Trotz der zahlreichen Vorteile, die von dem CDMA bereitgestellt werden, ist die Kapazität von herkömmlichen CDMA-Systemen durch den Decodierprozeß begrenzt. Weil so viele verschiedene Benutzerkommunikationen in der Zeit und in der Frequenz überlappen, ist die Aufgabe einer Korrelation des richtigen Informationssignals mit dem geeigneten Benutzer komplex. Bei praktischen Implementierungen der CDMA ist eine Kapazität durch das Signal-zu-Rauschverhältnis (S/N) begrenzt, das im wesentlichen ein Maß der Störung ist, die von anderen überlappenden Signalen und außerdem von Hintergrundrauschen verursacht wird. Das zu lösende Problem besteht deshalb darin, wie die Systemkapazität erhöht werden kann und dennoch ein vernünftiges Signal-zu-Rauschverhältnis aufrechterhalten werden kann, so daß eine Signaldecodierung effizient und genau ausgeführt werden kann.
Die europäische Patentanmeldung Nr. 0 491 668 beschreibt ein Streuspektrum-Kommunikationssystem, wobei ein Empfänger mehr als ein Signal von Interesse decodiert. Stärkere Signale werden subtrahiert, wenn sie decodiert sind, um eine Störung auf schwächere Signale zu verhindern. Das U.S. Patent Nr. 4,134,081 beschreibt ein Streuspektrum-Kommunikationssystem, wobei ein empfangenes Signal korreliert, moduliert und von einem gesamten empfangenen Signal subtrahiert wird. Die Differenz wird dann erneut korreliert. Beide Systeme leiden an dem Problem eines Restfehlers von Subtraktionssignalen, der in dem zusammengesetzten Signal verbleibt. Dieser Restfehler kann die nachfolgende Decodierung von schwächeren Signalen behindern.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung decodiert ein codiertes Informationssignal, das in viele andere überlappende codierte Signale in einem empfangenen zusammengesetzten Signal eingebettet ist, indem ein einzigartiger Code, der dem zu decodierenden Signal entspricht, mit dem zusammengesetzten Signal korreliert wird. Nachdem jedes codierte Informationssignal decodiert ist, wird es von dem zusammengesetzten Signal entfernt. Infolgedessen können nachfolgende Korrelationen von anderen Informationssignalen in dem empfangenen zusammengesetzten Signal mit einer geringeren Störung und deshalb mit einer höheren Genauigkeit ausgeführt werden.
Die subtraktive Demodulationstechnik wird verbessert, indem das zusammengesetzte Signal in einer Reihenfolge der Informationssignale von der stärksten zu der schwächsten Signalstärke decodiert wird. Mit anderen Worten, das stärkste Signal wird zuerst korreliert und entfernt. Eine Störung, die durch die Existenz des stärksten Informationssignals in dem zusammengesetzten Signal während der Decodierung/Korrelation von schwächeren Signalen verursacht wird, wird dadurch entfernt. Somit werden die Chancen, daß selbst das schwächste Signal genau decodiert wird, beträchtlich verbessert.
In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird das zusammengesetzte Signal unter Verwendung von iterativen orthogonalen Transformationen mit einem Satz von Codeworten decodiert, um eine Vielzahl von Transformationskomponenten zu erzeugen, die den Codeworten zugeordnet sind. Das codierte Informationssignal, das der größten Transformationskomponente entspricht, wird aus dem zusammengesetzten Signal extrahiert. Während des iterativen Prozesses werden periodische orthogonale Transformationen auf dem übrigen Abschnitt des zusammengesetzten Signals unter Verwendung wenigstens eines der Codewörter, das an einer früheren Transformation beteiligt ist, ausgeführt. Jede Transformationskomponente, die einem zugehorigen Index des vorherigen Codeworts entspricht, wird eliminiert, um eine Reststörung/Fehler zu verringern, die in dem vorangehenden Transformationsprozeß erzeugt worden sein können. Dieser Reorthogonalisierungsprozeß wird auch verwendet, um Signalechos aus dem zusammengesetzten Signal zu entfernen.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHUUNGEN

Die vorliegenden Erfindung wird nun mit näheren Einzelheiten unter Bezugnahme auf bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung, die nur beispielhaft angeführt und in den beiliegenden Zeichnungen dargestellt sind, beschrieben.
In den Zeichnungen zeigen:
Fig. 1(a) - 1(c) Bilder von Zugriffskanälen, die verschiedene Vielfachzugrifftechniken verwenden;
Fig. (2) eine Reihe von Graphen, die darstellen, wie CDMA-Signale erzeugt werden;
Fig. 3 und 4 eine Reihe von Graphen zum Darstellen, wie CDMA-Signale decodiert werden;
Fig. 5 eine Reihe von Graphen, die eine CDMA subtraktive Demodulation gemäß der vorliegenden Erfindung darstellen;
Fig. 6 ein Funktionsschaltbild eines CDMA-Senders und Empfängers;
Fig. 7 ein Funktionsschaltbild eines CDMA subtraktiven Demodulators gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 8 ein Funktionsschaltbild des Signalstärkenprozessors, der in Fig. 7 dargestellt ist;
Fig. 9 einen Graph, der das Signal-zu-Rauschverhältnis eines herkömmlichen CDMAs mit demjenigen des subtraktiven CDMAs gemäß der vorliegenden Erfindung vergleicht;
Fig. 10 ein Funktionsschaltbild eines CDMA subtraktiven Demodulators, der ein Restrauschen entfernt, gemäß der vorliegenden Erfindung; und
Fig. 11 ein Flußdiagramm, das einen Prozeß darstellt, durch den eine Reststörung entfernt wird, gemäß der vorliegenden Erfindung.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Während die folgende Beschreibung im Rahmen von Zellularkommunikationssystemen, an denen tragbare oder Mobilfunktelefone und/oder Personalkommunikationsnetze beteiligt sind, durchgeführt wird, ist Durchschnittsfachleuten offensichtlich, daß die vorliegenden Erfindung auf andere Kommunikationsanwendungen angewendet werden kann.
Die vorliegende Erfindung wird nun im Zusammenhang mit den in Fig. 2 - 4 gezeigten Signalgraphen beschrieben, die beispielhafte Wellenformen in den Codierungs- und Decodierungsprozessen aufführen, die an traditionellen CDMA-Systemen beteiligt sind. Unter Verwendung dieser gleichen Wellenformbeispiele aus den Fig. 2 - 4 ist das verbesserte Betriebsverhalten der vorliegenden Erfindung gegenüber einem herkömmlichen CDMA in Fig. 5 dargestellt.
Zwei verschiedene Datenströme, die in Fig. 2 als Signalgraphen (a) und (d) gezeigt sind, stellen digitalisierte Information dar, die über zwei getrennte Kommunikationskanäle kommuniziert werden soll. Signal 1 wird unter Verwendung eines digitalen Codes mit hoher Rate, der einzigartig für das Signal 1 ist, wie im Signalgraph (b) gezeigt, moduliert. Bei der vorliegenden Erfindung bezieht sich der Ausdruck "Bit" auf eine Stelle des Informationssignals. Der Ausdruck "Bitperiode" bezieht sich auf die Zeitperiode zwischen dem Start und dem Ende des Bitsignals. Der Ausdruck "Chip" bezieht sich auf eine Stelle des Codierungssignals hoher Rate. Demzufolge bezieht sich die Chipperiode auf die Zeitperiode zwischen dem Start und dem Ende des Chipsignals. Natürlich ist die Bitperiode viel größer als die Chipperiode. Das Ergebnis dieser Modulation, das im wesentlichen nur das Produkt der zwei Signalwellenformen ist, ist in dem Signalgraph (c) gezeigt. In einer Bool'schen Notation ist die Modulation von zwei binären Wellenformen im wesentlichen eine Exclusiv-ODER-Operation. Eine ähnliche Reihe von Operationen wird für das Signal 2 ausgeführt, wie in den Signalgraphen (d) - (f) gezeigt. In der Praxis werden natürlich weitaus mehr als zwei codierte Informationssignale über das Frequenzspektrum verstreut, das für Zellulartelefonkommunikationen verfügbar ist.
Jedes codierte Signal wird verwendet, um einen RF-Träger unter Verwendung irgendeiner oder einer Anzahl von Modulationstechniken, beispielsweise einer Quadraturphasenumtastung (QPSK), zu modulieren. Jeder modulierte Träger wird über eine Luftschnittstelle gesendet. An einem Funkempfänger, beispielsweise einer zellularen Basisstation, werden alle Signale, die in der zugewiesenen Frequenzbandbreite überlappen, zusammen empfangen. Die einzelnen codierten Signale werden addiert, wie in den Signalgraphen (a) - (c) in Fig. 3 dargestellt, um eine zusammengesetzte Signalwellenform zu bilden.
Nach einer Demodulation des empfangenen Signals auf die geeignete Basisbandfrequenz findet die Decodierung des zusammengesetzten Signals statt. Das Signal 1 kann durch Multiplizieren des empfangenen zusammengesetzten Signals in dem Signalgraph (c) mit dem ursprünglich zum Modulieren des Signals 1 verwendeten einzigartigen Codes decodiert oder entstreut (entspreizt) werden, wie in dem Signalgraph (d) gezeigt. Das sich ergebende Signal wird analysiert, um die Polarität (hoch oder niedrig, +1 oder -1, "1" oder "0") jeder Informationsbitperiode des Signals zu entscheiden.
Diese Entscheidungen können getroffen werden, indem ein Durchschnitt oder eine Mehrheitswahl der Chippolaritäten während einer Bitperiode genommen wird. Derartige Prozesse, die eine "harte Entscheidung" treffen, sind akzeptabel solange keine Signalzweideutigkeit vorhanden ist. Beispielsweise ist während der ersten Bitperiode in dem Signalgraph (f) der durchschnittliche Chipwert +0,67, der bereits eine Bitpolarität +1 anzeigt. In ähnlicher Weise ist während der nachfolgenden Bitperiode der durchschnittliche Chipwert -1,33. Infolgedessen ist es am wahrscheinlichsten, daß die Bitpolarität -1 gewesen ist. Schließlich ist in der dritten Bitperiode der Durchschnitt 0,80, was eine Bitpolarität von +1 anzeigt. Wenn jedoch der Durchschnitt Null ist, kann die Mehrheitswahl oder der Test über eine Durchschnittsbildung einen akzeptablen Polaritätswert nicht bereitstellen.
In zweideutigen Situationen muß deshalb ein Prozeß zum Treffen einer "weichen Entscheidung" verwendet werden, um die Bitpolarität zu bestimmen. Beispielsweise kann eine analoge Spannung, die proportional zu dem empfangenen Signal ist, nach einem Entspreizen über der Anzahl von Chipperioden entsprechend einem einzelnen Informationsbit integriert werden. Das Vorzeichen oder die Polarität des Nettointegrationsergebnisses zeigt an, daß der Bitwert +1 oder -1 ist.
Die Decodierung des Signals 2, ähnlich wie diejenige des Signals 1 ist in den Signalgraphen (a) - (d) der Fig. 4 dargestellt. Nach einem Decodieren gibt es keine Situationen mit einer zweideutigen Bitpolarität.
Theoretisch kann diese Decodiertechnik verwendet werden, um jedes Signal zu decodieren, das das zusammengesetzte Signal bildet. Ideal wird der Beitrag von ungewünschten störenden Signalen minimiert, wenn die digitalen Streucodes zu den unerwünschten Signalen orthogonal sind. Zwei Codes sind orthogonal, wenn exakt eine Hälfte von ihren Bits unterschiedlich sind. Unglücklicherweise existiert für eine endliche Wortlänge nur eine gewisse Anzahl von orthogonalen Codes. Ein anderes Problem besteht darin, daß eine Orthogonalität nur aufrechterhalten werden kann, wenn die relative Zeitangleichung zwischen zwei Signalen strikt aufrechterhalten wird. In Kommunikationsumgebungen, bei denen portable Funkeinheiten sich fortwährend bewegen, beispielsweise in zellularen Systemen, ist es schwierig, eine Zeitangleichung zu erreichen.
Wenn eine Codeorthogonalität nicht garantiert werden kann, können Signale, die auf Rauschen basieren, die tatsächlichen Bitfolgen stören, die von verschiedenen Codegeneratoren erzeugt werden, z.B. dem mobilen Telefon. Im Vergleich mit den ursprünglich codierten Signalenergien ist jedoch die Energie der Rauschsignale gewöhnlicherweise klein. Der Ausdruck "Verarbeitungsverstärkung" wird oft verwendet, um relative Signalenergien zu vergleichen. Eine Verarbeitungsverstärkung wird als das Verhältnis der Streuungs- oder Codierungs-Bitrate zu der zugrundeliegenden Informationsbitrate definiert. Somit ist die Verarbeitungsverstärkung im wesentlichen das Streuungsverhältnis. Je höher die Codierungs-Bitrate ist, desto breiter wird die Information gestreut und desto größer ist das Streuungsverhältnis. Beispielsweise weist eine Informationsrate mit einem Kilobit pro Sekunde, die zum Modulieren eines Codierungssignals mit einem Megabit pro Sekunde verwendet wird, eine Verarbeitungsverstärkung von 1000:1 auf.
Große Verarbeitungsverstärkungen verringern die Möglichkeit einer Decodierung von Rauschsignalen, die unter Verwendung von unkorrelierten Codes moduliert sind. Beispielsweise wird eine Verarbeitungsverstärkung im militärischen Bereich verwendet, um die Unterdrückung von feindlichen Störsignalen zu messen. In anderen Umgebungen, beispielsweise Zellularsystemen, bezieht sich die Verarbeitungsverstärkung auf die Unterdrückung von anderen freundlichen Signalen, die auf dem gleichen Kommunikationskanal mit einem unkorrelierten Code vorhanden sind. Im Umfang der vorliegenden Erfindung umfaßt Rauschen sowohl feindliche als auch freundliche Signale. Tatsächlich wird Rauschen als irgendwelche andere Signale außer das Signal von Interesse, d.h. das zu decodierende Signal definiert. Wenn man das voranstehend beschriebene Beispiel fortführt, wenn ein Signal-zu-Störungs-Verhältnis von 10:1 benötigt wird und die Verarbeitungsverstärkung 1000:1 ist, weisen herkömmliche CDMA-Systeme die Kapazität auf, um bis zu 101 Signalen zu ermöglichen, den gleichen Kanal gemeinsam zu verwenden.
Während einer Decodierung werden 100 der 101 Signale auf 1/1000-stel ihrer ursprünglichen Störleistung unterdrückt. Die Gesamtstörungsenergie ist somit 100/1000 oder 1/10 im Vergleich mit der gewünschten Informationsenergie von eins (1). Wenn die Informationssignalenergie zehnmal so groß wie die Störenergie ist, kann das Informationssignal genau korreliert werden.
Zusammen mit dem benötigten Signal-zu-Störungs-Verhältnis bestimmt die Verarbeitungsverstärkung die Anzahl von zugelassenen sich überlappenden Signalen in dem gleichen Kanal. Daß dies noch die herkömmliche Betrachtungsweise der Kapazitätsgrenzen von CDMA-Systemen ist, kann durch Lesen beispielsweise von "On the Capacity of a Cellular CDMA System", von Gilhousen, Jacobs, Viterbi, Weaver and Wheatley, Trans. IEEE on Vehiclular Technology, November 1990 ersehen werden.
Im Gegensatz zu der herkömmlichen Ansicht ist ein wichtiger Aspekt der vorliegenden Erfindung die Erkennung, daß die Unterdrückung von freundlichen CDMA-Signalen nicht durch die Verarbeitungsverstärkung des Streuspektrumdemodulators begrenzt ist, wie dies der Fall mit der Unterdrückung von Storsignalen eines militärischen Typs ist. Ein großer Anteil der anderen Signale, die in einem empfangenen zusammengesetzten Signal enthalten sind, sind unbekannte Storsignale oder Umgebungsrauschen, das nicht korreliert werden kann. Anstelle davon ist das meiste Rauschen, wie oben definiert, bekannt und wird zu Erleichterung einer Decodierung des Signals von Interesse verwendet. Die Tatsache, daß die meisten von diesen Rauschsignalen bekannt sind, genauso wie ihre entsprechenden Codes, wird in der vorliegenden Erfindung verwendet, um die Systemkapazität und die Genauigkeit des Signaldecodierungsprozesses zu verbessern.
Anstelle einfach jedes Informationssignal von dem zusammengesetzten Signal zu decodieren, entfernt die vorliegenden Erfindung auch jedes Informationssignal aus dem zusammengesetzten Signal, nachdem es decodiert worden ist. Diejenige Signale, die zurückbleiben, werden nur von dem Rest des zusammengesetzten Signais decodiert. Demzufolge stört die Existenz von Signalübertragungen in dem Kommunikationskanal von den bereits decodierten Signalen die Decodierung von anderen Signalen nicht. Wenn beispielsweise in Fig. 5 Signal 2 bereits decodiert worden ist, wie in dem Signalgraph (a) gezeigt, kann die codierte Form des Signals 2 rekonstruiert werden, wie in den Signalgraphen (b) und (c) gezeigt, und kann von dem zusammengesetzten Signal in dem Signalgraph (d) subtrahiert werden, um das codierte Signal 1 in dem Signalgraph (e) zurückzulassen. Das Signal 1 wird leicht erneut eingefangen, indem das codierte Signal 1 mit einem Code 1 zum Rekonstruieren des Signals 1 multipliziert wird. Folgende Tatsache ist wichtig: Während das herkömmliche CDMA-Decodierungsverfahren nicht bestimmen konnte, ob die Polarität des Informationsbits in der dritten Bitperiode des Signals 1 eine +1 oder eine -1 in dem Signalgraph (f) aus Fig. 3 war, würde das Decodierverfahren der vorliegenden Erfindung diese Zweideutigkeit einfach dadurch lösen, daß das Signal 2 von dem zusammengesetzte Signal entfernt wird.
Fig. 6 zeigt ein herkömmliches CDMA-System. Eine digitale Information 1, die über einen RF-Kommunikationskanal übertragen werden soll, wird in einem CDMA-Codierer 20 codiert. Das codierte Signal wird verwendet, um einen RF-Träger in einem Mischer 22 zu modulieren. Der modulierte Träger wird über die Luftschnittstelle mittels einer Sendeantenne 24 gesendet. Andere digitale Information von anderen Sendern (2...N) können in einer ähnlichen Weise gesendet werden. Eine Empfangsantenne 26 eines Funkempfängers 25 empfängt ein zusammengesetztes RF-Signal und demoduliert das zusammengesetzte Signal unter Verwendung eines anderen Mischers 28. Das gewünschte Signal wird aus dem zusammengesetzten Signal extrahiert, indem der entsprechende Code, der zum ursprünglichen Codieren des gewünschten Signals in dem CDMA-Codierer 20 verwendet wurde, mit dem zusammengesetzten Signal multipliziert wird. Theoretisch ist nur das richtige Signal korreliert und wird in einem Decodierer 34 rekonstruiert.
Eine ausführliche Ausführungsform des Decoders 34 wird nun im Zusammenhang mit Fig. 7 beschrieben. Eine Vielzahl von codierenden Signalen, die in dem gleichen Kommunikationskanal überlappen, wird auf der Antenne 26 als ein zusammengesetztes RF-Signal empfangen. Der Demodulator 28 wandelt das empfangene RF-Signal in eine geeignete Frequenz zur Verarbeitung um. Eine derartige geeignete Frequenz kann beispielsweise um eine Null-Frequenz (DC) herum liegen, und das zusammengesetzte Signal kann aus Komplexfaktorkomponenten mit realen und imaginären oder I und Q Komponenten bestehen. Ein erster digitaler Verarbeitungsblock 40 umfaßt einen ersten Codegenerator 32, der eingestellt ist, so daß er mit dem Code des ersten zu demodulierenden Signals übereinstimmt. Während der spezifische Code, der durch den Codegenerator 32 in dem ersten Datenverarbeitungsblock 40 eingestellt werden soll, beliebig gewählt werden kann, basiert in der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die Reihenfolge, in der die Codes erzeugt werden, auf der Signalstärke. Ein Signalstärkenprozessor 29 überwacht die relativen Signalstärken von jedem der Signale, die das zusammengesetzte Signal bilden. Wenn in Hinsicht auf zellulare Systeme das Mobilvermittlungszentrum (MSC) oder die Basisstationen (BS) die wahrscheinlichen oder tatsächlichen Signalstärken jeder Mobitelefonkommunikation überwacht, kann entweder das MSC oder die BS die Aufgaben des Signalstärkeprozessors 29 ausführen.
Man wird erkennen, daß eine Signalstärke durch den Signalstärkeprozessor 29 erfaßt werden kann oder sie auf Grundlage von historischen Modellen der Signalstärke vorhergesagt werden kann. Ein Funktionsblockschaltbild, das eine Hardwareimplementierung zum Ausführen der Funktionen des Signalstärkeprozessors 29 angibt, wird nachstehend im Zusammenhang mit Fig. 8 beschrieben. Es läßt sich von Durchschnittsfachleuten ersehen, daß diese Funktionen auch unter Verwendung eines geeignet programmierten Mikroprozessors umgesetzt werden könnten. Das gesamte zusammengesetzte Signal, das von der Antenne 26 empfangen wird, wird in einem Multiplizierer 100 quadriert und in einem Integrierer 106 über die Anzahl von Chipperioden in einer Bitperiode integriert. Ein Bittaktsignal bestimmt das Integrationsintervall. Eine Quadratwurzel-Schaltung 107 bestimmt den durchschnittlichen Quadratwurzel- (RMS) -Wert des zusammengesetzten Signals über die Bitperiode.
Gleichzeitig wird das Restsignal in einem Multiplizierer 102 empfangen. Das Restsignal umfaßt das gesamte zusammengesetzte Signal minus irgendwelche vorher decodierten Signale. Das Restsignal wird mit einem durch einen lokalen Codegenerator 104 erzeugten Streuungscode des zu decodierenden Signals multipliziert. Das korrelierte Ausgangssignal von dem Multiplizierer 102 wird auch über der gleichen Bitperiode in einem Integrierer 108 integriert, und zwar gesteuert durch das Bittaktsignal. Wie beispielsweise bezüglich der Signalgraphen (e) und (f) in Fig. 3 beschrieben, kann der durchschnittliche oder integrierte Spannungswert über der integrierten Zeitperiode eine positive oder eine negative Polarität aufweisen. Somit erfaßt eine Bitpolaritäts-Entscheidungseinrichtung 110 die Signalpolarität und sendet ein Signal an eine Absolutwert-Einrichtung 114, die sicherstellt, daß das Vorzeichen des Ausgangssignals des Integrators 108, verzögert durch eine Verzögerung 112, immer positiv ist. Die Absolutwert-Einrichtung 114 kann beispielsweise ein Inverter sein, der durch die Bitpolaritäts-Entscheidungseinrichtung 110 gesteuert wird.
Der Absolutwert des gemittelten Korrelationssignals (B) wird in einem Teiler 116 durch die Quadratwurzel des quadrierten Mittelwerts des gesamten zusammengesetzten Signals (A²) für die gleiche Bitperiode geteilt, um einen normalisierten Wert zu erzeugen. Mit anderen Worten, die Korrelationsstärke des decodierten Signals B wird normalisiert, indem sie durch die gesamte zusammengesetzte Stärke des Signals für diese Bitperiode geteilt wird. Die normalisierte Korrelation des decodierten Signals wird in einem Signalmittler 118 über eine Anzahl von Bitperioden akkumuliert, um eine relative durchschnittliche Stärke für dieses decodierte Signal zu erzeugen. Aufgrund eines Mehrweg-Schwunds des Signals sollte die tatsächliche Anzahl von Bitperioden wahrscheinlich in einer Größenordnung von ungefähr 10 sein, um eine genaue durchschnittliche Signalstärke des demodulierten Signals zu bestimmen. Jeder lokale Code wird zusammen mit seinem zugehörigen Durchschnittsstärkenwert in einem Speicher 120 gespeichert. Ein Sortierer 122 vergleicht jeden dieser Durchschnittssignalstärkewerte und sortiert diese von dem stärksten zu dem schwächsten. An diesem Punkt sendet der Sortierer 122 den lokalen Streuungscode des stärksten Signals an den lokalen Codegenerator 104, so daß das stärkste Signal immer demoduliert und bei der nächsten Datenbitperiode extrahiert wird. Signale mit einer geringeren Stärke werden in der Reihenfolge der Signalstärke demoduliert, sowie sie von dem Sortierer 122 bestimmt wird. Die Funktionen des Sortierers 122 können einfach durch einen Mikroprozessor unter Verwendung eines Software-Sortierungsprogramms umgesetzt werden.
Weil die Signalstärken der mehreren Mobilstationen in einer Zelle sich konstant verändern, verwendet eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eine lineare Prädiktionsanalyse (LPA), um die Signalstärkenpriorität umzuordnen. In allgemeiner Hinsicht wird ein historisches Modell der relativen Signalstärken in einem Speicher gespeichert und verwendet, um zu extrapolieren, welches Signal bei dem nächsten Zeitaugenblick mit größter Wahrscheinlichkeit die größte Stärke aufweist. Die LPA nimmt an, daß der nächste Wert einer Wellenform eine gewichtete Summe von vorherigen Werten ist, wobei die Gewichtungskoeffizienten bestimmt werden müssen. Das bekannte Kalman-Filteralgorithmus kann zum Implementieren dieser Analyse verwendet werden. In dieser Weise kann das stärkste Signal effektiv vorhergesagt werden, ohne daß tatsächlich eine andere Folge von einer Signaldecodierung und von Messungen ausgeführt werden müssen.
Wenn der Signalstärkeprozessor 29 bestimmt, daß die tatsächlichen Ergebnisse der Decodierung des zusammengesetzten Signals und die Signalstärke-Prioritätsfolge wegen einer ungenauen Vorhersage oder wegen einer Änderung von Systembedingungen fehlerhaft ist, ordnet der Signalstärkeprozessor 29 die Codefolge um, um die tatsächliche Signalstärkenreihenfolge zu reflektieren. Danach kann der Demodulationsprozeß wiederholt werden, um sicherzustellen, daß die individuell codierten Signale des zusammengesetzten Signais in der Reihenfolge von einer größten zu einer geringsten Signalstärke decodiert werden. Der wiederholte Prozeß führt zu keinerlei Datenverlust oder einer Unterbrechung im Verkehr, weil das zusammengesetzte Signal in einem Verzögerer 50 in dem Verarbeitungsblock 40 gespeichert wird. Die Verzögerung 50 kann einfach eine Speichereinrichtung sein. Demzufolge kann das zusammengesetzte Signal rückwirkend erneut verarbeitet werden, sobald die optimale Reihenfolge einer Decodierung bestimmt ist.
Durch Korrelieren des Ausgangssignals des ersten Codegenerators 32 mit dem zusammengesetzten Signal, das an dem Korrelator 30 empfangen wird, wird ein individuelles Signal entsprechend dem ersten Code aus dem zusammengesetzten Signal extrahiert. Das korrelierte Signal wird in einem Tiefpaßfilter 42 gefiltert, um Störungen, die von Rauschen und von Signalen ohne irgendeinen Zusammenhang erzeugt werden, zu verwerfen. Anstelle des Tiefpaßfilters 42 kann eine Mehrheitswahl -Schaltung oder eine Integrations- und Verwerfungs-Schaltung verwendet werden, um die Bandbreite oder Bitrate des korrelierten Signals zu verringern oder zu entspreizen. Das Ausgangssignal, welches von dem Tiefpaßfilter 42 erzeugt wird, wird in einem Fehlerkorrekturdecoder 44 weiterverarbeitet, der schließlich die Signalbandbreite oder Bitrate auf die zugrundeliegende digitale Information verringert. Das decodierte Informationssignal kann eine zusätzliche Signalverarbeitung durchlaufen, bevor es seine abschließende Zielstelle erreicht.
Das fehlerkorrigierte Ausgangssignal wird auch an einen Neucodierer/Neumodulator 46 angelegt, um die Wellenform des eben decodierten Signals zu rekonstruieren. Der Zweck einer Rekonstruktion/Neucodierung des decodierten Signals besteht darin, es aus dem zusammengesetzten Signal in einem Subtrahierer 48 zu entfernen. Ein Verzögerungsspeicher 50 speichert das zusammengesetzte Signal für die Verarbeitungszeit, die benötigt wird, um das erste decodierte Signal zuerst zu decodieren und dann zu rekonstruieren.
Das restliche zusammengesetzte Signal, aus dem das erste Signal decodiert und subtrahiert worden ist, wird von dem Subtrahierer 48 an den Eingang eines zweiten digitalen Verarbeitungsblocks 40' geführt, der ähnlich wie der erste Block 40 ist. Der einzige Unterschied zwischen den zwei digitalen Verarbeitungsblöcken 40 und 40' besteht darin, daß der Codegenerator 32' so programmiert ist, daß er mit dem Code entsprechend einem zweiten zu demodulierenden Signal übereinstimmt. In der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist das zweite zu demodulierende Signal das Signal mit der nächsthöchsten signalstärke. Durchschnittsfachleute erkennen, daß der zweite Signalverarbeitungsblock 40' durch eine rekurvise Verwendung des ersten Signalverarbeitungsblocks 40 implementiert werden kann, um die Duplizierung der Hardware zu vermeiden. Der zweite Signalverarbeitungsblock 40' erzeugt ein zweites decodiertes Signal von dem Fehlerkorrekturdecoder 44' und subtrahiert ein rekonstruiertes zweites Signal aus dem verzögerten zusammengesetzten Signal in einem Subtrahierer 48'. Das restliche zusammengesetzte Signal, von dem nun zwei Signale entfernt sind, wird an eine dritte Stufe einer Signalverarbeitung geführt usw..
Es läßt sich erkennen, daß ein Schlüsselelement der vorliegenden Erfindung darin besteht, daß die Abfolge einer Demodulation und Extraktion von einzelnen Informationssignalen in der Reihenfolge von der höchsten Signalstärke zu der geringsten Signalstärke ist. Zu Anfang, wenn das zusammengesetzte Signal viele Signale enthält, ist das Signal, welches mit größter Wahrscheinlichkeit genau erfaßt werden kann, das Signal mit der größten Signalstärke. Schwächere Signale besitzen eine geringere Wahrscheinlichkeit, stärkere Signale zu stören. Sobald das stärkste Signal von dem zusammengesetzte Signal entfernt ist, kann bereits das nächststärkste Signal erfaßt werden, ohne die Störung des stärksten Signals berücksichtigen zu müssen. In dieser Weise kann selbst das schwächste Signal genau decodiert werden. Wegen dieser erhöhten Decodierungsmöglichkeit ist die Ausführung der vorliegenden Erfindung selbst mit einem beträchtlichen Zuwachs der Anzahl von Benutzern, die typischerweise in herkömmlichen CDMA-Systemen behandelt werden, zufriedenstellend. Somit wird eine erhöht Kapazität erreicht.
Durch Erhöhen der Anzahl von Mobilzugriffen über den gleichen Kommunikationskanal wird ein kontinuierlicher Aktivitätsgrad erreicht, bei dem der Signalstärkeprozessor 29 kontinuierlich die relativen Momentanpegel von allen Informationssignalen, die gerade verarbeitet werden, bestimmt. Die ultimative Kapazitätsgrenze dieses Systems wird erreicht, wenn die Leistung eines Signals durch die Summe der Leistungen von allen anderen Signalen mit geringerer Leistung um mehr als die verfügbare Verarbeitungsverstärkung überschritten wird (weniger irgendeinem gewünschten Signal-zu-Rauschverhältnis). Diese Grenze ist jedoch beträchtlich günstiger als die herkömmliche Grenze, die erreicht wird, wenn die Summe der Leistung von allen stärkeren Signalen die Leistung des schwächsten Signals um mehr als die verfügbare Verarbeitungsverstärkung übersteigt.
Beim Abschätzen der Kapazitätsverstärkung wird die Rayleigh-Verteilung als eine repräsentative Signalpegelverteilung in einer Zellulartelefonumgebung verwendet. Unter der Annahme einer Verwendung einer Rückkopplungs-Leistungssteuerung ist die Langzeit-Durchschnittsstärke von allen Signalen eins. Demzufolge weist die Signalstärkeleistung die folgende Verteilungs funktion auf:
P(A)dA = 2A exp(-A²)dA,
wobei A die Signalamplitude ist. Die Gesamtleistung P einer großen Anzahl N von derartigen Signalen ist einfach N. Wenn die Verarbeitungsverstärkung oder das Streuungsverhältnis R ist, dann würde das Signal-zu-Störungsverhältnis nach einer Entspreizung ungefähr
S/I = A² R/N
für ein herkömmliches CDMA-System sein. Wenn S/I gleich 1 ist, würden Signale mit einer geringeren Amplitude als SQRT(N/R) deshalb Null dB (gleiches Leistungsverhältnis) bezüglich der Störung nach einer Demodulation nicht erreichen. Wenn dies die Schwelle für eine akzeptable Decodierung ist, werden eine gewisse Anzahl von Signalen
1 - e(-N/R)
nicht decodierbar sein, und eine gewisse Anzahl von Signalen
e(-N/R)
wird decodierbar sein. Somit ist die maximale Anzahl von Signalen, die decodiert werden können, folgendermaßen:
N e(-N/R).
Wenn N gleich R gewählt wird, wird die Anzahl von decodierbaren Signalen N/e. Somit ist der Verlust aufgrund der Signalstärkeverteilung ein Faktor e. In der Praxis ist zweifelhaft, daß diese Kapazität erreicht werden könnte, während eine adequate Qualität des Dienstes in einem Zellularsystem bereitgestellt wird, da diejenigen Signale, die decodierbar waren, in einem Augenblick zu einem Satz von mobilen Stationen und zu einem anderen Augenblick zu einem anderen Satz von mobilen Stationen gehören würden. Die Gewährleistung, daß jedes Mobilinformationssignal zu 95 % der Zeit decodierbar ist, würde beispielsweise einen beträchtlichen Verlust von Kapazität mit sich bringen.
Dieser weitere Verlust ist der Spielraum, der in die Systemkapazität eingebaut werden muß, um einen Signalschwund zuzulassen.
Im Fall der vorliegenden Erfindung erfährt jedoch jedes Signal eine Störung nur von denjenigen, die eine geringere oder gleiche Amplitude aufweisen. Diejenigen Signale, die eine höhere Signalstärke oder Amplitude aufweisen, sind zuerst demoduliert und entfernt worden.
Das Integral von sämtlicher Störung I bis zu einer Amplitude A ist folgendermaßen gegeben:
1-(1+A²)exp(-A²)
Das Signal-zu-Störungsverhältnis S/I nach einem Entspreizen eines Signals mit einer Amplitude A ist somit
S/I = R/N A² / (1-(A² +1)exp(-A²))
Fig. 9 ist eine Darstellung der Funktion
A² / (1-(A² + 1)exp(-A²)),
die zeigt, daß sie niemals geringer als 5,8 dB ist (3,8:1 Leistungsverhältnis), wobei das Minimum bei A² = 1,79 auftritt. Das S/I verbessert sich für Signale mit einer Amplitude größer als (1,79)1/2 aufgrund ihrer größeren Leistung. Im Gegensatz zu herkömmlichen CDMA-Systemen verbessert sich in der vorliegenden Erfindung das S/I auch für Signale, die eine Amplitude aufweisen, die kleiner als (1,79)1/2 ist, weil wenigere nicht subtrahierte, störende Signale unter diesem Signalpegel bleiben.
Demzufolge sind alle Signale decodierbar, vorausgesetzt, daß
R/N > 1/3,8
ist, das heißt,
N < 3,8R.
Im Vergleich mit der herkömmlichen CDMA-Demodulatorkapazitätsgrenze von
N < R/e (ohne einen Spundspielraum)
weist die Erfindung einen Kapazitätsvorteil von 3,87e auf, was einen Anstieg um mehr als einen Faktor 10 bedeutet. Zusätzlich weisen herkömmliche Systeme einen wesentlichen Schwundspielraum auf. In der vorliegenden Erfindung können sogar die schwächsten, schwundbehafteten Signale (wenigstens bezüglich einer Störung mit anderen Signalen und unter Vernachlässigung von anderen Rauschquellen) genau decodiert werden. Indern dem Schwundspielraum Rechnung getragen wird, ist der Kapazitätsanstieg der vorliegenden Erfindung ungefähr 100 mal größer als herkömmliche CDMA-Systeme.
Es sei darauf hingewiesen, daß die Systemkapazität nur wegen der Möglichkeit begrenzt ist, daß die ersten Signale, die gerade verarbeitet werden, schwächer als die stärkeren Signale sind. Indern jedoch der Vorteil der Speicherung des zusammengesetzten Signals in dem Verzögerungsspeicher 50 und die Möglichkeit einer Neuverarbeitung des zusammengesetzten Signals im Nachhinein ausgenützt wird, kann eine Mehrfachdurchgangs-Demodulationsprozedur auf das zusammengesetzte Signal angewendet werden. Natürlich würde diese Prozedur nur einen Unterschied machen, wenn die Demodulation des ersten Durchgangs Fehler in den decodierten Signalen erzeugt hat. Demzufolge wird eine Redundantdecodierung vorzugsweise verwendet, um das Vertrauen in ein decodiertes Signalergebnis anzuzeigen. Auf Grundlage des Vertrauenscodes entscheidet der Verarbeitungsblock 40, ob weitere Durchgänge eine Verbesserung ergeben werden. Eine altbekannte Redundantdecodierungsprozedur zum Zuweisen eines Vertrauenswert zu einem bestimmten Decodierergebnis ist die Mehrheitswahl-Technik. Wenn beispielsweise fünf redundante Signale verglichen werden und vier von fünf den gleichen Wert aufweisen, dann wir dem Ergebnis ein höher Vertrauenswert zugewiesen. Je geringer die Anzahl von Signalen ist, die übereinstimmen, desto geringer ist der Vertrauenswert. Wenn der Vertrauenswert hoch ist, sind keine weiteren Demodulations-Durchgänge erforderlich. Im Gegensatz dazu gibt ein geringer Vertrauenswert die Vorgabe, daß die Signale umsortiert werden sollen und irgendwelche Signale mit einer größeren Stärke entfernt werden sollen.
Während die Prinzipien von kontinuierlichen Streuungscodes zu Anfang im Zusammenhang mit den Fig. 3 - 5 beschrieben wurden, können überlegenere Verfahren zum Streuen des Spektrums eines Informationssignals unter Verwendung einer Fehlerkorrekturcodierung erreicht werden. Wenn ein einzelnes binäres Informationsbit zu einer Zeit in der Bandbreite durch ein Streuungsverhältnis R ausgeweitet wird, um eine pseudozufällige Folge von R Bits zu werden, wird die Bandbreite ohne irgendeine Fehlerkorrektur-Codierungsverstärkung (gestreut) gespreizt. An sich kann man diese Technik als eine einfache Streuung bezeichnen. Andererseits stellt die Streuung eines Blocks von M Informationsbit gleichzeitig, wobei M > 1 ist, auf eine pseudozufällige Folge von M x R Bits eine Fehlerkorrektur-Codierungsverstärkung innerhalb des gleichen Streuungsfaktors bereit. Diese letztere Technik wird als intelligentes Streuen bezeichnet.
Eine einfache Streuung läßt sich als eine Umwandlung eines Informationssignals als eine oder zwei mögliche Koordinaten (-1) oder (+1) in einem eindimensionalen Raum, z.B. auf einer Linie, in ein Signal, das R Dimensionen zur Anzeige davon benötigt, ansehen. Eine Koordinate in irgendwelchen R Dimensionen kann nur zwei mögliche Werte -1 oder +1 (in Bool'scher Notation 0 oder 1) aufweisen. Derartige Räume sind als Gabis-Felder bekannt. Eine Korrelieren eines Signals mit einem Code kann der Herausfindung seiner Projektion auf einen Vektor von dem Ursprung durch einen Punkt, dessen Koordinaten durch die Bits des Codes gegeben sind, gleichgesetzt werden. Eine maximale Korrelation oder Projektion des Signals wird erreicht, wenn der Endpunkt des Signalvektors und des Codevektors übereinstimmen. Eine Übereinstimmung tritt auf, wenn kein Winkel zwischen dem Signalvektor und dem Codevektor existiert. Wenn ein Signal aus einer Summe von Signalen besteht und eines davon mit dem Code übereinstimmt, wobei die anderen rechtwinklig zu dem Code sind, ergibt eine Korrelation des Signals mit diesem Code ein komplexes Korrelationsprodukt, das dem gewünschten demodulierten Signal entspricht. Die anderen Signale tragen zu der sich ergebenenden Größe des Korrelationsprodukts nicht bei, weil sie eine Null-Projektion auf der Korrelationslinie I+jQ aufweisen.
Allgemeiner ausgedrückt kann eine Summe von zufällig codierten Signalen ein Signal enthaltn, das mit einem Korrelationscode übereinstimmt, wobei die anderen zufällige Projektionen auf die Codekorrelationslinie oder den Vektor aufweisen. Wenn die Gesamtlänge im Quadrat von jedem von diesen anderen Signalen über Pythagoras
a1² + a2² + a3² ..... ist, wobei a1 a2, a3 ...
die Projektionen auf eine Anzahl von verschiedenen Vektoren oder Achsen ist, dann erscheint im Durchschnitt 1/R der gesamten quadrierten Länge (oder der Leistung) in irgendeiner Dimension. Auf eine Korrelation mit dem Code des ersten Signals und eine Subtraktion eines entsprechenden Betrags des Codevektors hin, weist das Restsignal eine Null-Projektion entlang des Codevektors auf. Im wesentlichen ist das Signal auf eine Ebene oder einen Unterraum von R-1 Dimensionen projiziert worden, wobei 1/R von seiner Leistung, die entlang der Codekorrelationslinie liegt, verschwunden ist.
Der Verlust der Gesamtleistung entlang der Codekorrelationslinie wird als der "korrelative Verlust" der Leistung der übrigen Signale bezeichnet, der auftritt, wenn ein erstes Signal mit seinem eigenen Code korreliert wird und dieses erste Signal von dem gesamten oder zusammengesetzten Signal subtrahiert wird. Wenn alle Signale orthogonal wären, würde kein derartiger Verlust auftreten. Andererseits tritt ein durchschnittlicher Verlust von 1/R, wobei das Streuungsverhältnis R im wesentlichen die Anzahl von Chips in der Korrelation jeder übrigen Signalleistung ist, bei einer Extraktion eines früheren demodulierten Signals auf. Ein Versuch R oder mehr Signale zu demodulieren und zu extrahieren, wobei ihre jeweiligen Codes den gesamten R-dimensionalen Raum aufspannen, würde dazu führen, daß alle Vektorkomponenten in allen Dimensionen nach einer Extraktion des R-ten Signals entfernt werden. Kein Signal würde für eine Demodulation zurückgelassen werden. Die vorliegende Erfindung ermöglicht eine Demodulation von mehr als R überlappenden Signalen durch Verringern des Korrelationsverlusts.
Die Größe eines demodulierten Signals, das aus dem zusammengesetzten Signal subtrahiert werden soll, kann entweder auf die Signalamplitude nach einem korrelativen Entspreizen des gegenwartigen Informationsbits oder auf die Signalamplitude des vorangehenden Informationsbits gestützt werden. Der vorangehende Bitfehler basiert auf den Werten der anderen Signale, die das zusammengesetzte Signal bilden, wenn das vorangehende Bit demoduliert und entfernt wurde. Die vorliegende Erfindung schätzt den optimalen Betrag eines decodierten Signais, das subtrahiert werden soll, durch Verwenden von wenigstens mehreren vergangenen Amplitudenmessungen in einer sequentiellen Abschätzungstechnik, beispielsweise einem Kalman-Filter, das zum Folgen des Schwundmusters eines Signals ausgelegt sein kann, ab.
In einer anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung werden Signale unter Verwendung einer "intelligenten Streuung" auf Grundlage einer orthogonalen oder biorthogonalen Blockcodierung der zu sendenden Information ausgewertet. Bei einer orthogonalen Blockcodierung werden eine Anzahl M von zu übertragenden Bits auf eines von 2M verfügbaren 2M-Bit orthogonalen Codewörtern umgewandelt. Ein Satz von Codewörtern kann wie folgt aufgebaut sein:
Der triviale Fall M1 erzeugt zwei 2-Bitwörter.
was als eine 2x2 Bitmatrix angesehen wird
Der Fall für M=2 kann durch Bilden einer 4x4 Bitmatrix M2 mittels der folgenden Rekursionsbeziehung gebildet werden:
und im allgemeinen
Diese Matrizen sind als Walsh-Hadamard-Matrizen bekannt.
Eine Decodierung dieser orthogonalen Codes beinhaltet eine Korrelation mit allen Elementen des Satzes von Codewörtern. Der binäre Index des Codeworts, das die höchste Korrelation ergibt, führt zu der gewünschten Information. Wenn beispielsweise eine Korrelation von 16, 16-Bit Codewörtern, die von 0 bis 15 numeriert sind, die höchste Korrelation auf dem zehnten 16-Bit Codewort erzeugt, ist die zugrundeliegende Signalinformation das 4-Bit Binärwort 1010 (10 binär). Ein derartiger Code wird auch ein [16,4] orthogonaler Blockcode genannt und weist ein Streuungsverhältnis R auf, das gleich 16/4 = 4 ist.
Wenn die Walsh-Hadamard-Matrizen unter Verwendung der komplementären Codewörter (alle 16 Bits sind invertiert) ergänzt werden, kann ein weiteres Informationsbit pro Codewort weitergeleitet werden. Somit werden 5 Bits von Information durch übertragen von einem von 16 Codeworten oder einem von ihren 16 Komplementen weitergeleitet, wobei eine Gesamtauswahl von 32 bereitgestellt wird. Dieser Typ von Codierung wird als biorthogonales Codieren bezeichnet. Für höhere Streuungsverhältnisse kann ein [128,8] biorthogonaler Blockcode verwendet werden, der ein 16:1 Streuungsverhältnis aufweist. In der Tat können [256,9], [512,10] ..... [32768,16] ... etc. biorthogonale Blockcodes verwendet werden.
Der korrelative Verlust, der bei dem voranstehend beschriebenen Prozeß beteiligt ist, ist wie folgt. An jeder Stufe wird die Walsh-Spektrumkomponente mit der größten Korrelation auf Null gesetzt, wobei das eben decodierte Signal effektiv entfernt wird. Somit wird für den Fall eines [120,7] Codes 1/128 der Leistung im Durchschnitt aus dem zusammengesetzten Signal entfernt. Man sollte sich zurückrufen, daß das Streuungsverhältnis 128/8 16 ist. Deshalb ist der korrelative Verlust nur 1/128 der Gesamtleistung (0,04 dB) pro decodiertern Signal im Vergleich mit 1/16 der Gesamtleistung für ein einfaches Streuen mit dem gleichen Streuungsverhältnis. Durch die Verwendung einer Blockcodierung bei einer ähnlichen Form von intelligenter Streuung kann die subtraktive Demodulation gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet werden, um aus einem zusammengesetzten Signal eine Anzahl von informationsführenden Signalen zu decodieren und zu extrahieren, die das Bandbreiten-Erweiterungsverhältnis des Codes übersteigen, ohne daß ein extensiver korrelativer Verlust angetroffen wird.
Unter Verwendung einer Modulo-2-Addition kann ein Verscramblungscode zu dem Blockcode hinzugefügt werden, um sicherzustellen, daß die Codierung für jedes Signal unterschiedlich ist. Der Verscramblungscode kann sich sogar zufällig von Block zu Block ändern. Eine Modulo-2-Addition eines Verscramblungscodes entspricht in einem Galois-Feld einer Anwendung einer Achsenrotation. Der Verscramblungscode kann durch eine Modulo-2-Addition des richtigen Verscramblungscodes zu einer zweiten Zeit an dem Empfänger entscrambled werden, um die Achsen nochmals mit den Codewörtern der Wash-Hadamard-Matrix auszurichten.
Ein wesentliches Merkmal der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß eine gleichzeitige Korrelation mit allen orthogonalen Blockcodewörtern in einem Satz effizient mittels der schnellen Walsh-Transformation ausgeführt werden kann. Im Fall eines [128,7] Codes werden beispielsweise 128 Eingangssignal-Abtastwerte in ein 128-Punkt Wash-Spektrum transformiert, in dem jeder Punkt dem Wert der Korrelation des zusammengesetzten Signals mit einem Codewort entspricht. Ein derartiger Transformationsprozeß wird nachstehend beschrieben.
Unter Bezugnahme auf Fig. 10 wird ein zusammengesetztes Signal von einer Funkaussendung über eine Antenne 60 empfangen und in eine geeignete Zwischenfrequenz in einer herkömmlichen Wandlereinrichtung 62, beispielsweise einem Superheterodyn-Empfänger, umgewandelt, der eine Filterstufe, eine Verstärkungsstufe und eine Mischstufe umfaßt. Das Zwischenfrequenz-Ausgangssignals des Wandlers 62 wird in einem Zwischenfrequenzverstärker 64 weiter verstärkt und gefiltert, bevor es an einen herkömmlichen Analog-zu-Digital-(A/D)-Wandler 66 angelegt wird. Der A/D-Wandler 66 stellt einen numerischen Ausgang von komplexen Zahlen bereit, die die momentanen Vektorkomponenten des Zwischenfrequenzsignals darstellen. Dieser Umwandlungsprozeß kann durch eine einer Vielzahl von Techniken erreicht werden, die dem Durchschnittsfachmann bekannt sind, einschießlich eines Korrelierens und Mischens des IF-Signals mit Kosinus und Sinus (Quadratur) Referenzsignalen, um die kartesischen Vektorkomponenten für eine getrennte Digitalisierung zu extrahieren.
Abtastwerte der Folge von komplexen Zahlen von dem A/D-Wandler 66 werden in einem Pufferspeicher 68 gesammelt. Jeder Block von Abtastwerten, die in dem Pufferspeicher 68 gesammelt sind, wird gemäß einem Verscramblungscode, der von einer Steuerungs- und Sequenzeinheit 78 bereitgestellt, entscrambled. Der Entscrambler 70 entfernt den Verscramblungscode, indem er gemäß der entsprechenden Bitpolarität des Verscramblungscodes einen Signalabtastwert invertiert oder nicht. Die entscrambelten Signale (1...N) werden an einen Blockdecoder 72 für eine schnelle Walsh-Transformation transferiert, der das Walsh-Spektrum für die realen 72a und imaginären 72b Komponenten der komplexen Abtastwerte erzeugt. Mit anderen Worten, eine Anzahl von Werten werden erzeugt, die dem Grad einer Korrelation zwischen dem empfangenen zusammengesetzten Signal und jedem der orthogonalen Codewörter entsprechen. Die Signale, deren Achsen durch die Entscramblungsoperation in dem Galois-Feld richtig ausgerichtet sind, ergeben eine dominante Komponente in dem Walsh-Spektrum, deren Index oder Adresse und Vorzeichen eine bestimmte Anzahl von Bits weiterleiten. Jede Walsh-Transformationskomponente wird durch diesen Index identifiziert, so daß in unserem Beispiel die 78-te Komponente der 128 Komponenten einen Index von 78 aufweist. Andere Komponenten des Spektrums werden durch Rauschen oder anders verscrambelte Signale verursacht.
Eine Berechnungseinheit 74 empfängt die Korrelationskomponenten der schnellen Walsh-Transformation und summiert die Quadrate der realen und imaginären Komponenten jeder Korrelationskomponente. Ein Vergleichsprozessor 76 bestimmt, welche Korrelationskomponente die maximale quadrierte Größe aufweist, und setzt diese Komponente auf Null. Der Vergleichsprozessor 76 kann arbeiten, indem er Paare von Korrelationskomponentengrößen vergleicht und die größeren der zwei Werte an weitere Vergleichsstufen, z.B. über einen Binärbaum, führt, so daß der größte globale Komponentenwert und sein zugehöriges Codewort in der letzten Stufe erzeugt werden.
Der Vergleichsprozessor 76 erzeugt einen Index, der der Komponente mit der größten Adresse zugeordnet ist, um einen entsprechenden Schalter der mehreren Blockierschalter 80 zu adressieren und zu betatigen. Indem sie durch einen offenen Schalter blockiert wird, wird die größte Korrelationskomponente effektiv auf Null gelegt. In der Zwischenzeit werden die übrigen Korrelationskomponenten an eine Schaltung 82 für eine inverse Walsh-Hadamard-Transformation mit realen und imaginären Abschnitten 82a und 82b transferiert. Nach einer inversen Transformation werden die Abtastwerte in einem Neuverscrambler 84 unter Verwendung des Verscramblungscodes, der vorher von dem Entscrambler verwendet wurde, erneut verscrambled und über eine Rückzirkulationsschleife 86 an den Puffer 68 zurückgeführt. Somit stellt der übrige Abschnitt des zusammengesetzten Signals, das von dem Verscramble 84 erzeugt wird, das ursprüngliche zusammengesetzte Signal minus das eben decodierte Signal dar.
Die Größe der representativen Signalstärke jedes korrelierten Signals wird in der Steuerungs- und Sequenzeinheit 78 zusammen mit ihrem entsprechenden Verscramblungscode und Transformationsindex gespeichert. Die Verscramblungscodes werden deshalb in der bevorzugten Ausführungsform als ein effizientes Verfahren zum überwachen und Ordnen der Signalstärken der verschiedenen Informationssignale in dem zusammengesetzte Signal verwendet. Wie ausführlich oben beschrieben, ordnet die Steuerungs- und Sequenzeinheit 78 die Verscramblungscodes vor (oder während) des Demodulationsprozesses auf Grundlage der relativen Signalstärke ihrer entsprechenden korrelierten Signalgrößen von dem größten zu dem schwächsten. Infolgedessen wird nach jeder Signaldemodulation und -extraktion der Verscramblungscode mit der nächstgrößten Amplitude an den Entscrambler 70 für die nächste Signaldemodulation gesendet.
Das zusammengesetzte Signal, von dem gemäß dem subtraktiven Prinzip der Erfindung ein erstes decodiertes Signal entfernt ist, wird wiederum unter Verwendung eines entscrambelten Codes eines zweiten zu decodierenden Signals entscrambelt und an eine zweite schnelle Walsh-Transformationsoperation für eine Decodierung gesendet, usw.. Wie voranstehend beschrieben, wird die Reihenfolge, in der Signale von der obigen Einrichtung decodiert und subtrahiert werden, durch die Reihenfolge einer Verwendung der Entscramblungscodes geleitet, die in der bevorzugten Ausführungsform in einer abfallenden Reihenfolge der vorhergesagten Stärken ihrer entsprechenden Informationssignale ist. Dieser Prozeß wird mehrmals wiederholt, um eine Anzahl von Signalen zu decodieren.
Mit jedem subtraktiven Signalextraktionsprozeß gibt es eine Grenze für die Genauigkeit, mit der ein decodiertes Signal subtrahiert werden kann und deshalb für eine Grenze bezüglich des Betrags, mit dem das Signal unterdrückt werden kann. Die Restkomponente, d.h. der Decodierfehler, stellt eine Störungsplattform dar, die die nachfolgende Demodulation von schwächeren Signalen behindern kann. Unerwünschte Korrelationen mit anderen überlappenden Signalen, die noch decodiert werden sollen, tragen ebenfalls zu der Größe der Restkomponente bei. Infolgedessen kann das auf Null setzen einer bestimmten Transformationskomponente ein Überschwingen oder Unterschwingen des Betrags der subtrahierten Transforrnationskomponente verursachen. In einem vereinfachten Beispiel sei angenommen, daß die Transformation oder Korrelationskomponentengröße entsprechend einem Codewort C1 für ein codiertes Informationssignal 1 X ist. Weil jedoch unerwünschte Korrelationen Y sich von anderen nicht orthogonal codierten Signalen ergeben, ist die Gesamtkorrelation X + Y. Eine Extraktion der Gesamtkorrelation für ein Codewort C1 durch Einstellen dieser Transformationskomponente auf Null verursacht einen Fehler von -Y (C1) im Vergleich mit einer Entfernung nur der tatsächlichen Signalkomponente X. Dieser Fehler von (-Y) mal das Codewort zeigt sich als eine Reststörungskomponente oder ein Fehlersignal, das die nachfolgende Decodierung von schwächeren Signalen behindert.
Der mathematische Ausdruck zum Entfernen eines Abschnitts oder einer Komponente eines Signals, die mit einem bestimmten Codewort korreliert, wird bezüglich dieses Codeworts als Orthogonalisierung bezeichnet. Die folgende mathematische Analyse trifft auf einen reorthogonalisierten Prozeß der vorliegenden Erfindung zu, wobei eine Reststörung oder Fehlerkomponenten entfernt werden.
Wenn Ci einen verscrambelten orthogonalen Codewortsatz darstellt, ist Ci(k) das k-te Codewort dieses Satzes. Da die Codewörter orthogonal sind, kann man sich Ci als ein Satz von zueinander senkrechten Achsen vorstellen, wobei ein bestimmtes Codewort Ci (k) entlang einer einzelnen Achse k liegt.
Ci(0) wird als das Codewort bezeichnet, das für ein Signal mit der Nummer i gesendet wird. Wenn ein Signal i eine Amplitude ai aufweist, dann ist das zusammengesetzte Signal, das von der Basisstation ausgestrahlt wird, folgendermaßen:
S1 = a1C1(0) + a2C2(0) + a3C3(0) ...
Zu Demodulieren des zusammengesetzten Signais (S1) wird jedes der Codewörter C1(k) mit S1 korreliert, um eine Reihe von Korrelationskomponenten zu erhalten:
r1(k) = a1[Cl(0).C1(k)] + a2[C2(0).C1(k)] + a3(C3(0).C1(k)] ...
wobei ein Punkt "." zwischen zwei Codewörtern, z.B. C1(0).C1(k) das Skalarprodukt anzeigt. Die Codewörter werden als normalisiert angesehen, so daß das Skalarprodukt eines Codeworts mit sich selbst gleich 1 ist, d.h.
C1(0).C1(0)=1; und C1(0).C1(k)=0,
wobei k nicht gleich Null ist, was bedeutet, daß C1(0) und C1(k) orthogonal sind.
Deshalb ist
r1(0) = a1 + a2(C2(0).C1(0)] + a3(C3(0).C1(0)] + ...
und
r1(k) = a2[C2(0).C1(k)] + a3(C3(0).C1(k)] + ...
wobei k nicht Null ist.
Unter der Annahme, daß r1(0) die größte Komponente ist, führt eine Subtraktion von r1(0)C1(0) von dem ursprünglichen zusammengesetzten Signal S1 zu einem verbleibenden zusammengesetzten Signal S2:
S2 = a2[C2(0)-[C2(0).C1(0)]C1(0)] +a3(C3(0)-[C3(0).C1(0)]Cl(0)] + ...
An diesem Punkt ist das Verhältnis der gewünschten-zu-ungewünschten Komponenten der ersten Walsh-Transformation in der Größenordnung von
SNR1 = a1/a2[C2(0).C1(k)]
wobei SNR das Signal-zu-Rauschverhältnis ist. Die Kreuzkorrelation zwischen zwei verschiedenen Codewörtern C2 und C1 ist in dem idealen Fall in der Größenordnung von [1/Wurzel(N)], wobei N die Länge des Codeworts ist. Deshalb verbessert sich SNR1, das in der Größenordnung von [a1.Wurzel(N)/a2] ist, wenn das Verhältnis von a1-zu-a2 zunimmt. Weil die Komponenten, die proportional zu a1 sind, alle aus S2 extrahiert worden sind, wird die Qualität von späteren Demodulationen unabhangig von der Stärke des ersten Signals. Andererseits bleibt eine Komponente entlang der Achse C1(0), wenngleich proportional zu den Größen a2, a3 etc. und nicht a1, da die fehlerhaften Größen von C1(0) subtrahiert worden sind.
Zum Demodulieren des zweiten Signals wird S2 mit C2 (k) korreliert, was ergibt:
r2(0) = a2[1-[C2(0).C1(0)]²] +a3(C3(0).C2(0)-[C3(0)C1(0)][C1(0).C2(0)]] + ...
r2(k) = a2(C2(0).C1(0)][C1(0).C2(k)] +a3[C3(0).C2(k)-[C3(0).C1(0)][C1(0).C2(k)]] + ...
Das Signal-zu-Rauschverhältnis für die zweite Demodulation ist, wenn a2 viel größer als a3 ist, ungefähr gleich zu:
SNR2 = 1/[C2(0).C1(0)][C1(0).C2(k)] = in der Größenordnung von N
Wenn jedoch a3 vergleichbar mit a2 ist, dann würde SNR2 anstelle davon in der Größenordnung von Wurzel(N) sein. Eine Subtraktion von r2(0) mal C2(0) von S2 führt zu einem modifizierten zusammengesetzten Signal:
S3 = a2[(C2(0).C1(0))²C2(0) - (C2(0).C1(0)) C1(0)] +a3(C3(0)-(C3(0).C1(0))C1(0)+(C3(0).C1(0))(C1(0). C2(0))C2(0)]
Wenn S3 mit C3(0) korreliert wird, wird die gewünschte Signalkomponente a3 approximieren, aber die Reststörungskomponenten sind prinzipiell aus dem Ausdruck
a2[C2(0).C1(0)][C1(0).C3(k)] = a2/N ungefähr
Die Störung auf das Signal 3 ist proportional zu einem größeren Signal, a2, und läßt sich im Grunde genommen auf eine Restcodekomponente von C1(0) von zwei Subtraktionen früher zurückführen. Weil dieses Restfehlersignal selbst nach einer Extraktion von weiteren Signalen anhält, wird es zunehmend schwieriger, wenn schwächere Signale decodiert werden.
Die vorliegende Erfindung entfernt diesen Restkomponentenfehler an periodischen Stufen durch eine zweite Orthogonalisierung, die als eine Re- oder Neuorthogonalisierung bezüglich des Codeworts C1(0) definiert ist. Diese Neuorthogonalisierung wird leicht ausgeführt, weil C1(0) bereits aus der ersten Demodulation bekannt ist.
Nach einer Reorthogonalisierung bezüglich C1(0) ist der a2 Ausdruck wie folgt definiert:
a2[(C2(0).C1(0))²C2(0) - (C2(0).C1(0))³C1(0)]
Der Ausdruck entlang der C1(0) Achse ist um ungefähr den Faktor N, z.B. 42dB für N=128 verringert worden. Die Ausdrücke in C1(0) mit einer Amplitude a3 sind ebenfalls verkleinert und die dominante Störung ist nun entlang der Achse C2(0).
Fig. 11 zeigt ein Flußdiagramm, das zum Implementieren der vorliegenden Erfindung unter Verwendung des Funktionsblockschaltbilds der Hardware, das in Fig. 10 dargestellt ist, verwendet werden kann. Eingangssignal-Abtastwerte des zusammengesetzten Signals werden in dem Eingangspuffer 68 gespeichert und von einer ersten Signalextraktionsstufe 101 zum Decodieren und Extrahieren des codierten Informationssignals mit der größten Signalstärke empfangen. Der Verscramblungscode 1 dieses zu decodierenden stärksten Signals wird verwendet, um das zusammengesetzte Signal im Block 102 zu entscrambeln. Die schnelle Walsh-Transformation wird im Block 104 ausgeführt und die größte Transformationskomponente wird im Block 106 bestimmt. Der Index 11 dieser Komponente wird in der Steuerungs- und Sequenzeinheit 78 für eine mögliche Verwendung in einer nachfolgenden Reorthogonalisierungs-Stufe gespeichert.
Wenn das Signal extrahiert ist, durchläuft das übrige Signal eine inverse Walsh-Transformation in Block 108 und wird in einem Block 110 unter Verwendung des gleichen Verscramblungscodes, der im Block 102 verwendet wurde, erneut verscrambelt. Eine zweite Signalextraktionsstufe 112 empfängt das übrige zusammengesetzte Signal und der Index F&sub2; entsprechend dem extrahierten zweitstärksten Signal wird gespeichert. Eine Anzahl von anderen Signalen kann unter Verwendung einer Signalextraktionsstufe J im Block 114 gemäß dieser Prozedur iterativ extrahiert werden, wobei der durch die Signalextraktion in der Signalextraktionsstufe 1 erzeugte Restfehler möglicherweise Probleme bereitet. An diesem Punkt wird eine erste Reorthogonalisierung mit einem Index I&sub1; in einer ersten Reorthogonalisierungsstufe 120 ausgeführt. Das übrige zusammengesetzte Signal wird erneut mit einem Verscramblungscode 1 im Block 121 entscrambelt. Das entsarambelte Signal durchläuft eine schnelle Walsh-Transformation im Block 122 und die Komponente entsprechend I&sub1; wird im Schritt 124 auf Null eingestellt. In Fig. 10 wird dieser Index I&sub1; an den Transformator 72 zusammen mit dem zugehörigen Verscramblungscode 1 gesendet. Somit wird die Restfehlerkomponente bei I&sub1;, die während der Signalextraktion in der Stufe 1 erzeugt wird, leicht identifiziert und durch Einstellen der Komponente bei I&sub1; auf Null entfernt. Die übrigen Komponenten durchlaufen eine inverse schnelle Walsh-Transformation im Block 126 und eine Neuverscrainblung mit dem Verscramblungscode 1 im Block 128.
Nachdem die Reststörung oder der Fehler verringert worden ist, können nun eines oder mehrere weitere Signale J+1 in Signalextraktionsstufen 130 decodiert werden, bis der Restfehler oder eine Störung, die durch die Decodierung des Signals in der zweiten Stufe 112 verursacht wird, Probleme bereitet. Eine zweite Reorthogonalisierungsstufe wird dann mit dem Index I&sub2; im Block 132 ausgeführt. Dieser Prozeß wird fortgeführt, bis alle Signale in zufriedenstellender Weise decodiert worden sind.
Eine Reorthogonalisierung kann periodisch angewendet werden oder immer dann, wenn das Signal-zu-Störungsverhältnis zum Decodieren eines bestimmten Signals marginal wird. Für Zwecke der vorliegenden Erfindung umfaßt der Ausdruck periodisch auch die Situation, bei der nur eine Reorthogonalisierungsstufe erforderlich ist. Eine Vorgehensweise zum Bestimmen eines marginalen Signal-zu-Störungsverhältnisses besteht beispielsweise darin, daß die Größe der größten Korrelation mit derjenigen der zweitgrößten verglichen wird. Wenn die Differenz zwischen den beiden zu klein ist, um einen Decodierfehler auszuschließen, wird eine Reorthogonalisierung bezüglich eines vorher decodierten Signals benötigt.
Ein anderes Verfahren zum Implementieren der Reorthogonalisierungsprinzipien der vorliegenden Erfindung nutzt die Tatsache aus, daß die Codewörter zur Reorthogonalisierung bereits bekannt sind. Wenn das zusammengesetzte Signal decodiert wird, um ein Informationssignal zu extrahieren, korreliert eine schnelle Walsh-Transformation das zusammengesetzte Signal unter Verwendung aller Codewörter, z.B. aller 128 Codewörter. Die Reorthogonalisierungsprozedur erfordert, daß die Abtastwerte mit nur einem einzelnen vorher decodierten Codewort mit einem zugehörigen Index, z.B. I&sub1;, korreliert sind. Unter der Annahme eines [128, 7] Blockcodes, Pufferabtastwerten (S&sub1;, S&sub2;, ... S&sub1;&sub2;&sub8;) und den Bits eines jeweiligen Codeworts CW&sub1; (B&sub1;, b&sub2; ... b&sub1;&sub2;&sub8;) entsprechend dem Index I&sub1;, ist die Korrelation C mit diesem Codewort CW&sub1; folgendermaßen
C= b&sub1;S&sub1; + b&sub2;S&sub2; + . . . + b&sub1;&sub2;&sub8;S&sub1;&sub2;&sub8;/128
Die Größe dieser Korrelation C wird von den Puffer-Abtastwerten subtrahiert, wobei Abtastwerte S&sub1; - b&sub1;C, S&sub2; - b&sub2;C; ... S&sub1;&sub2;&sub8; - b&sub1;&sub2;&sub8;C in dem Puffer gelassen werden. Die Abtastwerte in dem Abtastwert-Puffer 68 können demzufolge korreliert werden unter Verwendung eines Reorthogonalisierungs-Codeworts einfach durch Addieren oder Subtrahieren der Puffer-Abtastwerte mit den entsprechenden Bits des Codeworts, durch Teilen des Ergebnisses durch eine Codelänge (z.B. 128 Bits), was einfach eine Bitverschiebung ist, wenn die Codelänge eine Potenz von zwei ist, und durch erneutes Addieren oder Subtrahieren des Ergebnisses mit den ursprünglichen Puffer-Abtastwerten gemäß der Polarität von entsprechenden Codewortbits. Somit kann eine Reorthogonalisierung ohne Ausführen einer schnellen Walsh-Transformation und einer inversen schnellen Walsh-Transformation ausgeführt werden; nur eine Subtraktion und Addition müssen verwendet werden.
Wenn eine Reorthogonalisierung bezüglich vorangehenden Codewörter (z.B. CW1, CW2, ...) benötigt wird und CW1 und CW2 selbst nicht orthogonal sind, dann führt eine Reorthogonalisierung gemäß diesem Verfahren anfänglich nicht zu einem Ergebnis, das orthogonal zu beiden Codewörtern ist. Trotzdem kann das gewünschte Ergebnis erreicht werden, indem die Reorthogonalisierung mit CW1 und CW2 alternierend wiederholt wird. In der Praxis ist es unwahrscheinlich, daß eine Wiederholung innerhalb eines Reorthogonalisierungsschritts benötigt wird. Anstelle davon würde eine zusätzliche Reorthogonalisierung mit diesen gleichen Codewörtern wahrscheinlich bis nach der Extraktion von weiteren Signalen verschoben werden.
Bezüglich der vorangehend in Fig. 10 beschriebenen Hardware kann der Entscrambler 70, die orthogonalen Transformatoren 72, die Blockierschalter 80, die inversen Transformatoren 82, der Neuverscrambler 84, die Quadratsummeneinheit 74, der Vergleichsprozessor 76 und Steuerungs- und Sequenzeinheit 78 durch eine parallele digitale Verarbeitungslogik implementiert werden, die als eine für einen speziellen Zweck integrierte Schaltung konstruiert werden kann. Jedoch erkennen Durchschnittsfachleute, daß die Erfindung auch unter Verwendung von einem oder mehreren Mikroprozessoren mit Softwareprogrammen, die die vorliegende Erfindung implementieren, die beispielsweise unter Bezugnahme auf die Fig. 10 und 11 beschrieben wurde, umgesetzt werden.
Im Bereich von Mobilfunktelefonen in Zellularsystemen gehen verschiedene Signale von verschiedenen Mobilstationen aus, die sich in unterschiedlichen Abständen von einer Basisstation befinden. Infolgedessen sind Mehrfach-Bursts von Codewörtern, die sich auf ein Signal beziehen, an dem Empfänger nicht notwendigerweise in der Zeit ausgerichtet. Diese Abweichung in der Zeit-Ausrichtung kann beseitigt werden, wenn nach jeder Decodierungsstufe die Restsignale in dem zusammengesetzten Signal auf einen seriellen Strom von Abtastwerten zurückgewandelt werden. Vor der Verarbeitung eines neuen nächsten Signais wird dieser serielle Strom von Abtastwerten mit dem neuen Signalabtastwert kombiniert und unter Verwendung der Block-Zeitgabe, die für das nächste Signal geeignet ist, in ein paralleles Format umgewandelt. Diese Aufgaben können vollständig durch geeignete Adressenund Datenmanipulationen innerhalb eines Pufferspeichers, der in dem Digitalsignalverarbeitungsblock enthalten ist, ausgeführt werden.
Ein typischer Ausbreitungspfad zwischen Mobilfunkttelefonen und einem Basisstationempfänger besteht nicht nur aus einem kürzesten Sichtlinien-Pfad, sondern auch aus einer Anzahl von verzögerten Pfaden oder Echos aufgrund einer Reflektion von Gebirgen, hohen Gebäuden etc.. In vielen dichten Stadtgebieten kann der Ausbreitungspfad nur aus derartigen Echos bestehen. Es kann zu schwierig sein, irgendeinen direkten Pfad, wenn er vorhanden ist, zu identifiezeren. Wenn die Gesamtverzögerung zwischen Ausbreitungspfaden im Vergleich mit der reziproken Bandbreite des Signals klein ist, ergibt sich ein Schwund, weil sich die Mehrweg-Pfade manchmal konstruktiv und manchmal destruktiv addieren. Jedoch kann das Signal erfolgreich demoduliert werden, indem angenommen wird, das nur eine einzelne Welle existiert. Andererseits muß ein Signal, das Pfadverzögerungen aufweist, die im Vergleich mit der reziproken Bandbreite (1/Bandbreite in Hertz) groß sind, als primäre und sekundäre Wellen aufweisend behandelt werden. Es ist jedoch gewöhnlicherweise möglich, das Gesamtsignal als die Summe einer finiten Anzahl von Pfaden verzögert durch Vielfache der Bitperiode auszudrücken. Jeder Pfad kann durch einen unabhängigen Amplitudenschwund und eine unabhängige Phasendrehung aufgrund von bruchteilartigen Bitperiodenverzögerungen beeinflußt werden.
Um diese Situation auszugleichen, verwendet die vorliegende Erfindung einen Typ eines herkömmlichen Decoders, der als RAKE-Empfänger bekannt ist, um eine Information aus Mehrfachbitperioden-verzögerten Pfaden zu integrieren. Der RAKE-Empfänger korreliert den Entspreizungscode mit den gegenwärtigen Signalabtastwerten und außerdem mit den Signalabtastwerten, die um eine Bitperiode verzögert sind, den Signalabtastwerten, die um zwei Bitperioden verzögert sind, etc. und kombiniert die Korrelationsergebnisse vor einer Bestimmung des Informationsinhalts des Signals.
In Situationen, bei denen Echos die direkte Funkwelle begleiten, können überlappende Kopien des zusammengesetzten signals emptangen und um eine oder mehrere Bitperioden verzögert sein Der Reorthogonalisierungsprozeß der vorliegenden Erfindung entfernt nicht nur die Energie dieser Echos, sondern verwendet diese Echo-Energie auch beim Decodieren des zusammengesetzten Signals. Eine überschuß-Anzahl von Abtastwerten größer als N, z.B. dN, wird in dem Puffer 68 gesammelt. Beispielsweise kann N 128 sein und dN kann 5 sein. Die Extraanzahl von Abtastwerten dN ist so gewählt, daß dN Bitperioden den angenommenen Bereich von verzögerten Echos überspannen. Die schnelle Walsh-Transformation wird für dN-Verschiebungen der (N+dN)-Abtastwerte in dem Puffer 68 ausgeführt,und die sich ergebenden Transformations-Komponenten werden in N-einzelnen Quadratsummen-Registers 74 gespeichert, um den Index der Komponente mit der größten Quadratsumme zu bestimmen. Der geeignete Blockierschalter 80 blockiert die größte Komponente; die inverse Transformation 82 und der Neuverscrambler 84 werden aktiviert; und der neu verscrambelte Ausgang wird an den Puffer 68 zurückgeführt. Die Inhalte des Puffers 68 werden nach hinten verschoben und der subtraktive Demodulationsprozeß wird für jede der dN-Verschiebungen wiederholt. Die Steuerungs- und Sequenzeinheit 78 bestimmt für jede Verschiebung, ob der Echo-Entfernungsprozeß ausgeführt werden soll. Beispielsweise kann der Echo-Beseitigungsprozeß nur bei Verschiebungen 1, 3, und 5 ausgeführt werden, weil die Sequenzeinheit 78 bestimmt, daß keine wesentliche Echoenergie bei diesen Verschiebungen existiert. Für diesen Zweck kann ein nicht-kohärenter RAKE-Decoder verwendet werden, wobei die signifikanten Echoverschiebungen durch die nicht-Null-RAKE-Anzapfungen identifiziert werden.
Wenn Echos entsprechend der verschiedenen Verschiebungen der (N + dN) Pufferabtastwerte aus dem zusammengesetzten Signal unter Verwendung einer Reorthogonalisierung entfernt werden, werden die Echosignale vorzugsweise in der Reihenfolge der Signalstärke entfernt. Dasjenige Echo, das die stärkste Signalstärke aufweist, wird zuerst entfernt, wobei Echos einer abnehmenden Stärke danach entfernt werden. In dieser Weise wird der Einfluß von stärkeren Echosignalen entfernt und schwächere Informationssignale, die eine Störung von stärkeren Echos erfahren, können einfacher decodiert werden.
Verzögerte Versionen des Eingangssignals werden in dem Decoder 72 für die schnelle Walsh-Transformation verarbeitet, und die Walsh-Spektren werden vor Bestimmung der größten Walsh-Komponente addiert. Die Walsh-Spektren können entweder nicht-kohärent mit oder ohne einer Gewichtung oder kohärent mit einer geeigneten relativen Phasendrehung und einer Gewichtung addiert werden. In jedem Fall werden schnelle Walsh-Transformationen sowohl für die realen als auch imaginären Vektorkomponenten des Signals ausgeführt, wie voranstehend beschrieben, was reale und imaginäre Komponenten der Walsh-Spektren ergibt. Bei einer nicht-kohärenten Addition werden nur die Größen von entsprechenden komplexen Walsh-Spektralkomponenten addiert und gewichtet, bevor die größten Komponenten bestimmt werden. Bei einer kohärenten Addition wird eine vorherige Kenntnis der relativen Phasenverschiebung zwischen den Signaipfaden verwendet, um entsprechende Walsh-Komponenten vor einer Addition in der Phase anzugleichen.
Eine Phasen-Angleichung wird mittels einer komplexen Multiplikation erreicht, die gleichzeitig eine Amplitudengewichtung umfassen kann. Wenn die Pfad-Phasenverschiebung beispielsweise durch anfängliches Übertragen eines bekannten Signals bekannt ist, kann diese Phasenverschiebung zum Drehen von entsprechenden Walsh-Komponenten verwendet werden, bis sie auf einer einzelnen Achse ausgerichtet sind, und die Walsh-Komponente mit dem größten Wert auf dieser Achse wird bestimmt. Diese Technik verringert den Effekt von nicht-kohärenten Störungssignalen um 3dB im Durchschnitt, was eine zusätzliche 2:1-Kapazitätserhöhung ergibt. Weil nur diejenige Komponente (reale oder imaginäre) des komplexen Walshspektrums, die dem decodierten Signal zugeordnet ist, nach einem Decodieren entfernt wird, wird auch der korrelative Verlust, der von anderen Signalen erfahren wird, verringert. Beispielsweise kann die absolute Phasenverschiebung der Signalphase durch Verarbeiten der tatsächlichen Phasenverschiebungen der Walsh-Komponenten, die dem gewünschten Signal zugeschrieben sind, in einer digitalen Phasenverfolgungsschleife verfolgt werden.
In der gleichen Weise, in der eine Energie, die sich von unterschiedlichen Signaipfaden ergibt, durch Kombinieren der Ergebnisse von mehreren Entspreizungs-Korrelationen verwendet werden kann, können die Signale, die auf verschiedenen Antennen ankommen, kombiniert werden, um ein Diversity-Empfangssystem zu bilden. Wenn ein Feld von Antennen mit einem Feld von Korrelationsempfängern über ein Strahlformungs-Netz verbunden ist, können in einem bestimmten Empfänger Signale bevorzugt werden, die sich aus einem bestimmten Richtungsbereich ergeben. Beispielsweise kann ein Signal S1 aus einer nördlichen Richtung in einem einer Bank von Empfängern die größte Signalstärke aufweisen, weil der Antennenstab, der zu diesem Empfänger gebildet ist, nach Norden weist. In einem Empfänger, der einem nach Süden weisenden Stab zugeordnet ist, wird die Stärke des Signals S1 verringert, und ein zweites Signal S2 erscheint am größten. Demzufolge kann die Reihenfolge einer Demodulation und Extraktion von Signalen sich in zwei oder mehreren Empfängern unterscheiden, und das gleiche Signal kann an einem unterschiedlichen Punkt in der über die Signalstärke mit einer Priorität versehenen Folge und mit verschiedenen verbleibenden Störungssignalen existent demoduliert werden. Es ist klar, daß die Ergebnisse von derartigen Mehrfach-Diversity-Demodulationen in einer Vielzahl von Vorgehensweisen, die einem Durchschnittsfachmann geläufig sind, kombiniert werden können, um weitere Vorteile zu erhalten.

Claims

1. Verfahren zum Decodieren eines zusammengesetzten Signals, das überlappende codierte Signale aufweist, umfassend die folgenden Schritte:

(a) iteratives Korrelieren des zusammengesetzten Signals mit einer Reihe von Codewörtern und Erzeugen einer Vielzahl von Korrelationssignalen für jede Korrelation; und

(b) Extrahieren eines codierten Signals entsprechend einem größten Korrelationssignal aus dem zusammengesetzten Signal, wobei die größte Korrelation eine Adresse aufweist, die einem der korrelierten Codewörter zugeordnet ist; wobei das Verfahren durch folgende Schritte gekennzeichnet ist:

(c) periodisches erneutes Korrelieren eines verbleibenden Abschnitts des zusammengesetzten Signals mit den Codewörtern; und

(d) Entfernen jedes Korrelationssignals entsprechend der zugeordneten Adresse von wenigstens einem Codewort, das vorher im Schritt (a) korreliert wurde, aus dem verbleibenden zusammengesetzten Signal.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Korrelationsschritt eine Walsh-Hadamard-Transformation umfaßt.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kommunikationsschritt eine Fourier-Transformation umfaßt.

4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kommunikationsschritt eine orthogonale Transformation umfaßt.

5. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die codierten Signale komplexe Vektoren mit realen und imaginären Komponenten sind, wobei die realen und imaginären Komponenten beide in dem Korrelationsschritt (a) korreliert werden.

6. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die codierten Signale auf Grundlage ihrer relativen Signalstärken extrahiert werden.

7. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens ein Codewort dem zu Anfang im Schritt (b) extrahierten codierten Signal entspricht.

8. System zum Decodieren eines zusammengesetzten Signals, das überlappende codierte Signale aufweist, umfassend:

eine Einrichtung zum iterativen Ausführen von orthogonalen Transformationen (72a, 72b) für das zusammengesetzte Signal mit einer Reihe von Codewörtern und Erzeugen einer Vielzahl von Transformationskomponenten für jede Transformation, wobei jeder Transformationskomponente ein Codewort und ein Index zugeordnet ist; und

eine Einrichtung zum iterativen Extrahieren (76) eines codierten Signals entsprechend einer größten Komponente aus dem zusammengesetzten Signal, wobei das System ferner gekennzeichnet ist durch:

eine Einrichtung zum periodischen Ausführen wenigstens einer orthogonalen Transformation für einen verbleibenden Abschnitt des zusammengesetzten Signals mit den Codewörtern; und

eine Einrichtung zum Beseitigen jeder Transformationskomponente entsprechend dem zugeordneten Index von wenigstens einem vorherigen Codewort.

9. System nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die orthogonalen Transformationen Walsh-Hadamard-Transformationen sind.

10. System nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die orthogonalen Transformationen Fourier-Transformationen sind.

11. System nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Extraktionseinrichtung die codierten Signale in einer Reihenfolge auf Grundlage ihrer relativen Stärken extrahiert.

12. System nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens ein vorheriges Codewort dem codierten Signal entspricht, das von der Extraktionseinrichtung zuerst extrahiert wir.

13. Verfahren zum Decodieren eines zusammengesetzten Signais, das überlappende codierte Signale aufweist, umfassend:

(a) iteratives Ausführen von orthogonalen Transformationen für das zusammengesetzte Signal mit einer Vielzahl von Codeworten und Erzeugen einer Vielzahl von Transformationskomponenten für jede Transformation, wobei jede Transformationskomponente ein zugehöriges Codewort und einen Index aufweist; und

(b) iteratives Extrahieren eines codierten Signals entsprechend einer größten Transformationskomponente aus dem zusammengesetzten Signal, wobei das Verfahren durch die folgenden Schritte gekennzeichnet ist:

(c) periodisches Ausführen von wenigstens einer orthogonalen Transformation für einen verbleibenden Abschnitt des zusammengesetzten Signals unter Verwendung der Codeworte; und

(d) Entfernen jeder Transformationskomponente entsprechend dem zugehörigen Index von wenigstens einem vorher extrahierten codierten Signal.

14. Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausführungsschritt (a) umfaßt:

(e) Entscrambeln des zusammengesetzten Signals unter Verwendung eines Verscramblungscodes, der dem codierten Signal zugeordnet ist, das decodiert werden soll;

(f) Transformieren des im Schritt (e) entscrambelten Signais auf Grundlage der Vielzahl von Codeworten und Erzeugen der Vielzahl von Trans formationskomppnenten.

15. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Extraktionsschritt (b) umfaßt:

(g) Bestimmen einer Transformationskomponente mit der größten Größe als das decodierte Signal;

(h) Entfernen des decodierten Signals aus dem zusammengesetzten Signal;

(i) inverses Transformieren der verbleibenden Komponenten;

(j) erneutes Verscrambeln des invers transformierten zusammengesetzten Signals mit dem Verscramblungscode, der im Schritt (e) verwendet wird; und

(k) Wählen eines nächsten Verscramblungscodes.

16. Verfahren nach Anspruch 15, ferner umfassend:

(1) Ordnen der Verscramblungscodes gemäß einer Signalstärke jedes zugehörigen codierten Signals;

wobei der Wählschritt (k) ein Wählen des nächsten Verscramblungscodes auf Grundlage seiner relativen Ordnung umfaßt.

17. Verfahren nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß der Ordnungsschritt (1) umfaßt:

(n) Vorhersagen der Reihenfolge auf Grundlage einer vergangenen Geschichte von Signalstärken der codierten Signale.

18. Verfahren nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausführungsschritt (c) umfaßt:

(o) Entscrambeln des verbleibenden zusammengesetzten Signals unter Verwendung eines Verscramblungscodes, der einem vorher extrahierten codierten Signal zugeordnet ist; und

(p) Transformieren des entscrambelten Signals im Schritt (o) unter Verwendung der Codeworte und Erzeugen einer Vielzahl von Transformationskomponenten.

19. Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß der Entfernungsschritt (d) umfaßt:

(q) Einstellen jeder Transformationskomponente entsprechend dem zugehörigen Index auf Null;

(r) inverses Transformieren der verbleibenden Transformationskomponenten; und

(5) Erneutes Verscrambeln des im Schritt (r) erzeugten invers transformierten zusammengesetzten Signals mit dem im Schritt (o) verwendeten Verscramblungscode.

20. Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß der im Schritt (o) verwendete Verscramblungscode auf Grundlage von relativen Signalstärken der codierten Signale gewählt wird.

21. Verfahren nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß der Verscramblungscode im Schritt (o) der Verscramblungscode ist, der zu dem codierten Signal mit der größten Signalstärke gehört.

22. Verfahren nach Anspruch 15, ferner umfassend:

(t) Sammeln einer Anzahl von Abtastwerten des zusammengesetzten Signals;

(u) algebraisches Kombinieren der Abtastwerte;

(v) Teilen der Kombination, die sich aus dem Schritt (u) ergibt, durch die Anzahl von kombinierten Abtastwerten, um einen Quotienten zu erzeugen; und

(w) algebraisches Kombinieren des Quotienten mit den Abtastwerten unter Verwendung des Kombinierprozesses, dem im Schritt (u) gefolgt wird.

23. System zum Decodieren eines zusammengesetzten Signals, das überlappende, codierte Signale aufweist, umfassend:

mehrere Extraktionsstufen (40, 40'), wobei jede Stufe eine Einrichtung zum Empfangen des zusammengesetzten Signals und einer Reihe von Codewörtern und eine Einrichtung zum Extrahieren eines codierten Signals, das einem der Codewörter zugeordnet ist, aus dem zusammengesetzten Signal, aufweist; und

wenigstens eine Signal-Entfernungsstufe (29) mit einer Einrichtung zum Entfernen eines Restsignals, das einem der codierten Signale zugeordnet ist, die vorher von der Extraktionseinrichtung extrahiert werden, aus einem verbleibenden Abschnitt des zusammengesetzten Signals.

24. System nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß die Entfernungsstufe mehrere Entfernungsstufen umfaßt, wobei jede Entfernungsstufe Restsignale entfernt, die anderen der vorher extrahierten codierten Signale zugeordnet sind.

25. System nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß jede Signalextraktionsstufe ferner umfaßt:

eine erste Einrichtung zum Entscrambeln (70) des zusammengesetzten Signals unter Verwendung eines Verscramblungscodes, der dem codierten Signal zugeordnet ist, welches decodiert werden soll;

eine erste Einrichtung zum Transformieren (72a, 72b) des entscrambelten Signals und zum Erzeugen einer Vielzahl von Transformationskomponenten, wobei jede Komponente ein zugehöriges Codewort aufweist; und

eine erste Einrichtung zum Senden eines übrigen Abschnitts des zusammengesetzten Signals an eine nächste Extraktionsstufe.

26. System nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß die Extraktionseinrichtung umfaßt:

eine Einrichtung zum Bestimmen (76) einer Transformationskomponente, die eine größte Größe aufweist, als ein decodiertes Signal;

eine Einrichtung zum Entfernen (80) des decodierten Signals;

eine erste Einrichtung zum inversen Transformieren (82a, 82b) von verbleibenden Transformationskomponenten; und

eine erste Einrichtung zum erneuten Verscrambeln (84) der invers transformierten Signale zum Erzeugen des verbleibenden zusammengesetzten Signals unter Verwendung des zugehörigen Verscramblungscodes.

27. System nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß die Entfernungsstufe umfaßt:

eine zweite Einrichtung zum Entscrambeln des verbleibenden zusammengesetzten Signals unter Verwendung eines vorherigen Verscramblungscodes, der einem codierten Signal zugeordnet ist, das vorher in einer früheren Extraktionsstufe extrahiert wird;

eine zweite Einrichtung zum Transformieren des entscrambelten Signals, das von der zweiten Entscramblungseinrichtung empfangen wird, auf Grundlage der Codeworte und zum Erzeugen einer Vielzahl von zweiten Transformationskomponenten;

eine Einrichtung, um jedes zweite Transformationskomponentensignal entsprechend einem Codewort, das dem vorher extrahierten Signal zugeordnet ist, auf Null zu setzen;

eine zweite Einrichtung zum inversen Transformieren von verbleibenden Transformationskomponenten;

eine zweite Einrichtung zum erneuten Verscrambeln von Signalen, die von der zweiten inversen Transformationseinrichtung empfangen werden, um das verbleibende zusammengesetzte Signal zu erzeugen; und

eine Einrichtung zum Senden des neu verscrambelten zusammengesetzten Signals an eine nächste Signalextraktionsstufe.

28. System nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, daß die Verscramblungscodes auf Grundlage einer Signalstärke des zugehörigen codierten Signals relativ zu Signalstärken von allen codierten Signalen in dem zusammengesetzten Signal gewählt werden.

29. System nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, daß der Verscramblungscode, der einem vorher decodierten Signal mit einer größten Signalstärke zugeordnet ist, durch die zweite Entscramblungseinrichtung gewählt wird.

30. System nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß jedes Signalextraktionsstufe codierte Signale in einer Reihenfolge auf Grundlage einer relativen Signalstärke sequentiell extrahiert, so daß eine erste Extraktionsstufe ein stärkstes codiertes Signal extrahiert.

31. Verfahren zum Decodieren eines zusammengesetzten Signals, welches überlappende codierte Signale und zeitverzögerte Echos von wenigstens einigen der codierten Signale aufweist; umfassend die folgenden Schritte:

(a) Korrelieren einer Reihe von Codewörtern mit einer Vielzahl von zeit-verschobenen Versionen des zusammengesetzten Signals und Erzeugen eines Satzes von Korrelationen für jedes zeit-verschobene zusammengesetzte Signal;

(b) Kombinieren aller Sätze von Korrelationen für die zeit-verschobenen zusammengesetzten Signale zum Erzeugen eines kombinierten Satzes von Korrelationen;

(c) Bestimmen eines Codeworts entsprechend einer größten Korrelation in dem kombinierten Satz; und

(d) Subtrahieren des bestimmten Codeworts aus wenigstens einem der zeit-verschobenen zusammengesetzten Signale.

32. Verfahren nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichnet, daß der Kombinierschritt (b) ein Addieren von quadrierten Größen von entsprechenden Werten aus jedem Korrelationssatz umfaßt.

33. Verfahren nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichnet, daß der Kombinierschritt (b) ein Gewichten und Addieren von entsprechenden Werten aus einem Korrelationssatz unter Verwendung eines komplexen Gewichtungsfaktors, der jedem zeit-verschobenen zusammengesetzten Signal zugeordnet ist, umfaßt.

34. Verfahren nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichnet, daß der Korrelationsschritt (a) unter Verwendung von Walsh-Hadamard-Transformatinen ausgeführt wird.

35. Verfahren nach Anspruch 34, dadurch gekennzeichnet, daß der Subtraktionsschritt (d) ein Einstellen einer Komponente der Walsh-Hadamard-Transformation auf Null umfaßt und ferner ein Ausführen einer inversen Walsh-Hadamard-Transformation umfaßt.

36. Verfahren nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichnet, daß der Subtraktionsschritt (d) für jedes zeit-verschobene zusammengesetzte Signal in einer Reihenfolge in Abhängigkeit von deren jeweiligen Signalstärken ausgeführt wird.

37. Verfahren nach Anspruch 36, dadurch gekennzeichnet, daß die Reihenfolge eine abfallende Reihenfolge der Größe der Korrelation in jedem der Sätze von Korrelationen entsprechend dem im Schritt (c) bestimmten Codewort ist.

38. Verfahren nach Anspruch 37, dadurch gekennzeichnet, daß ein Satz von Korrelationen entsprechend einem zeit-verschobenen zusammengesetzten Signal, das eine niedrigere Korrelationsgröße aufzeigt, erneut berechnet wird, nachdem der Subtraktionsschritt (d) für ein zeit-verschobenes zusammengesetztes Signal, das eine höhere Korrelationsgröße aufweist, abgeschlossen ist

39. Verfahren nach Anspruch 35, dadurch gekennzeichnet&sub1; daß vor dem Korrelationsschritt (a) das zusammengesetzte Signal mit einem Verscramblungscode entsprechend einem zu decodierenden Signal entscrambelt wird.

40. Verfahren nach Anspruch 39, dadurch gekennzeichnet, daß das invers transformierte Signal unter Verwendung des Verscramblungscodes erneut verscrambelt wird.

Eine subtraktive CDMA-Demodulation decodiert optimal ein codiertes Informationssignal, das in viele andere überlappende Signale eingebettet ist, die ein empfangenes zusammengesetztes Signal bilden. Ein Funkempfänger (25) korreliert einen einzigartigen Code entsprechend dem gewünschten zu decodierenden Signal mit dem zusammengesetzten Signal. Nachdem jedes Informationssignal erfolgreich decodiert ist (Prozessor 40), wird es ferner erneut codiert und aus dem zusammengesetzten Signal entfernt. Eine subtraktive CDMA-Demodulation wird verbessert, indem das zusammengesetzte Signal in der Reihenfolge von der stärksten zu der schwächsten Signalstärke decodiert wird (Signalstärkeprozessor 29). Die einzelnen Informationssignale werden unter Verwendung von Blockfehlerkorrekturcodes gestreut, die mit dem zusammengesetzten Signal unter Verwendung von schnellen Walsh-Transformationen korreliert sind (Korrelator 30). Korrelierte Signale, die als die größte Transformationskomponente identifiziert werden, werden aus dem zusammengesetzten Signal entfernt, und das verbleibende zusammengesetzte Signal wird unter Verwendung einer inversen schnellen Walsh-Transformation erneut formuliert. Jeglicher Restfehler oder eine Störung, die während der Extraktion einer Transformationskomponente verursacht wird, wird durch erneutes Korretieren des zusammengesetzten Signals unter Verwendung des Indexes dieser Transformationskomponente entfernt.