DE69109832T2

DE69109832T2 - Vektorsteuerung.

Info

Publication number: DE69109832T2
Application number: DE69109832T
Authority: DE
Inventors: Tetuo Yamada; Yasuhiro Yamamoto
Original assignee: Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1990-12-11
Filing date: 1991-06-12
Publication date: 1995-10-05
Anticipated expiration: 2011-06-13
Also published as: DE69109832D1; EP0490024A1; EP0490024B1; US5136228A

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Diese Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Steuerung eines Elektromotors einstellbarer Geschwindigkeit und insbesondere eine Vorrichtung zur Vektorsteuerung eines Induktionsmotors.
Elektrische Leistungskonverter oder -inverter sind zur Anwendung bei Antriebseinrichtungen einstellbarer Geschwindigkeit unter Verwendung von Wechselstrommotoren eingesetzt worden. Ein typischer Konverter umfaßt einen Gleichstrom-(DC-)Gleichrichter zum Gleichrichten der Dreiphasen-AC-Eingangsspannung und zum Zuführen des resultierenden Gleichstrom-(DC-)Buspotentials zu einem Inverter. Der Inverter umfaßt eine Mehrzahl von Paaren in Reihe geschalteter Schaltelemente, um einen einstellbaren Frequenzausgang zu erzeugen. In vielen Anwendungen wird eine derartige Frequenzeinstellung durch einen Steuerschaltkreis bewirkt, der eine Pulsbreitenmodulations-(PWM-)Steuertechnik beim Erzeugen von variablen Frequenztorsteuerpulsen einsetzt, um periodisch die jeweiligen Schaltelemente zu schalten und somit den Motor mit einer variablen Geschwindigkeit zu betreiben. Der Motor kann je nach bedarf angetrieben (Motormodus) oder verzögert (Bremsmodus) werden, indem in geeigneter Weise die Frequenz und die Amplitude der Erregung, die der Inverter an den Motor anlegt, variiert wird (siehe beispielsweise die 3. Europäische Konferenz zu Leistungselektronik und Anwendungen, Vol. 3, 12. Oktober 1989, Seiten 1079-1085).
Die tatsächliche Motorgeschwindigkeit wird wahrgenommen und mit einer befohlenen Motorgeschwindigkeit verglichen. Ein Geschwindigkeitsfehlersignal, das von der Differenz zwischen den tatsächlichen und gewünschten Werten der Motorgeschwindigkeit abhängt, wird abgeleitet und an einen Proportional-Integral-Steuerschaltkreis angelegt, der es in ein Drehmomentbefehlssignal konvertiert. Der Steuerschaltkreis spricht auf das Drehmomentbefehlssignal an, indem er den Betrieb des Inverters steuert, um als eine Funktion des Drehmomentbefehlssignals die Amplitude der Spannungen zu variieren, die vom Inverter zum Motor geliefert werden.
Um eine genauere Motorsteuerung und lineare Motordrehmomentsteuerung für Variationen im befohlenen Drehmoment zu schaffen, ist eine Vektorsteuerung vorgeschlagen und eingesetzt worden. Eine derartige Vektorsteuerung benutzt eine Sekundärfluß-Rotationsgeschwindigkeit zusammen mit dem Drehmomentbefehlssignal, um die momentanen Werte der Frequenz und der Amplitude des Statorstromes des Motors zu steuern. Es ist vorgeschlagen worden, den Einfluß von Änderungen in den primären und sekundären Widerständen des Induktionsmotors auf die Vektorsteuerung zu kompensieren. Die Kompensation ist unter der Annahme durchgeführt worden, daß der Erregungsstrom konstant ist. Jedoch ist diese Annahme nicht zufriedenstellend, wenn sich der Sekundärfluß ändert. Eine Sekundärwiderstandskompensation ist in der JP-A-61147788 offenbart.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Daher ist ein Hauptziel der Erfindung, eine verbesserte Vektorsteuerungsvorrichtung zu schaffen, die eine genauere Motorsteuerung schaffen kann.
Gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung wird eine Vorrichtung geschaffen, die ein rotierendes kartesisches Koordinatenssystem (d, q) mit einer d-Achse und einer q-Achse einsetzt, wobei die d-Achse in Koinzidenz mit einem Sekundärfluß des Induktionsmotors gehalten wird, zur Vektorsteuerung eines Induktionsmotors einstellbarer Geschwindigkeit. Die Vorrichtung umfaßt Mittel zum Anlegen eines Primärstromes und einer Primärspannung, um den Induktionsmotor anzutreiben, Mintel, die auf eine Induktionsmotorwinkelgeschwindigkeit empfindlich sind, um einen Induktionsmotorwinkelgeschwindigkeitswert ωr zu erzeugen, Mittel zum Erzeugen eines d-Achse-Sekundärflußbefehlswertes λ2d*, Mittel zum Berechnen eines d-Achse-Primärstrombefehlswertes i1d* als eine Funktion des d-Achse-Sekundärflußbefehlswertes λ2d* und eines Sekundärzeitkonstantenbefehlswertes L2*/R2*, Mittel zum Erzeugen eines q-Achse-Primärstrombefehlswertes i1q*, Mittel, die ein rotierendes kartesisches Koordinatensystem (γ, δ) mit einer γ-Achse und einer δ-Achse einsetzen, wobei die γ-Achse in Koinzidenz mit dem Primärstrom I1 gehalten wird, um einen γ-Achse-Primärstrombefehlswert i1γ* und einen Phasenwinkel ψ der γ-Achse bezüglich der d-Achse als eine Funktion der Primärstrombefehlswerte i1d* und i1q* zu berechnen, Mittel zum Berechnen der γ- und δ-Achse-Primärspannungsbefehlswerte v1γ* und v1δ* als eine Funktion des γ-Achse-Primärstrombefehlswertes i1γ*, des Phasenwinkels ψ, des d-Achse-Sekundärflußbefehlswertes λ2d* und einer Primärspannungswinkelfrequenz ω0, Mittel zum Wahrnehmen des Primärstromes und zum Konvertieren des wahrgenommenen Primärstromes in γ- und δ-Achse-Primärstromwerte i1γ und i1γ, Mittel zum Berechnen einer γ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1γ als eine Funktion des γ-Achse-Primärstromwertes i1γ und des γ-Achse- Primärstrombefehlswertes i1γ*, Mittel zum Berechnen einer δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ als eine Funktion des δ-Achse-Primärstromwertes i1δ und eines δ-Achse-Primärstrombefehlswertes i1δ*, Mittel, um die γ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1γ zu dem γ-Achse-Primärspannungsbefehlswert v1γ* zu addieren und somit ein γ-Achse-Primärspannungsbefehlssignal v1γ zu erzeugen, Mittel, um die δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ zu dem δ-Achse-Primärspannungsbefehlswert v1δ* zu addieren und somit ein δ-Achse-Primärspannungsbefehlssignal v1δ zu erzeugen, Mittel zum Berechnen einer Sekundärwiderstandsänderung als eine Funktion des d-Achse-Primärstrombefehlswertes i1d*, des q-Achse-Primärstrombefehlswertes i1q*, des γ-Achse-Primärstrombefehlswertes i1γ*, des d-Achse-Sekundärflußbefehlswertes λ2d*, der Primärspannungswinkelfrequenz ω0 und der δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ, Mittel zum Korrigieren des Sekundärzeitkonstantenbefehlswertes L2*/R2* gestützt auf die Sekundärwiderstandsänderung, Mittel zum Berechnen einer Schlupffrequenz ωs als eine Funktion des q-Achse-Primärstrombefehlswertes i1q*, des d-Achse-Sekundärflußbefehlswertes λ2d* und des korrigierten Sekundärzeitkonstantenbefehlswertes, Mittel, um die Schlupffrequenz ωs zu dem Induktionsmotorwinkelgeschwindigkeitswert ωr zu addieren und somit die Primärspannungswinkelfrequenz ω0 zu erzeugen, und Mittel zum Steuern der Motorantriebsmittel, um die Primärspannung gestützt auf die Primärspannungsbefehlssignale v1γ und v1δ und die Primärspannungswinkelfrequenz ω0 einzustellen.
In einer zweiten Ausführungsform der Erfindung umfaßt die Induktionsmotorvektorsteuerungsvorrichtung der ersten Ausführungsform weiter Mittel zum Subtrahieren des δ-Achse-Primärstromes i1δ von dem δ-Achse-Primärstrombefehlswert i1δ*, um eine Differenz (i1δ* - i1δ) zu erzeugen, Mittel zum Multiplizieren der Differenz (i1δ* - i1δ) mit einer Streuinduktivität L , um einen multiplizierten Wert (i1δ* - i1δ) L zu erzeugen, Mittel zum Integrieren der Differenz (i1δ* - i1δ), um einen integrierten Wert Δv1δI zu erzeugen, Mittel, um den multiplizierten Wert zu dem integrierten Wert zu addieren und somit eine δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ zu erzeugen, wobei die δ-Achse-Primärspannungsänderung, die von den Mitteln zum Berechnen einer Sekundärwiderstandsänderung verwendet wird, der Integralwert Δv1δI ist.
In einer dritten Ausführungsform der Erfindung umfaßt die Induktionsmotorvektorsteuerungsvorrichtung Mittel zum Anlegen eines Primärstromes und einer Primärspannung, um den Induktionsmotor anzutreiben, Mittel, die auf eine Induktionsmotorwinkelgeschwindigkeit empfindlich sind, um einen Induktionsmotorwinkelgeschwindigkeitswert ωr zu erzeugen, Mittel zum Erzeugen eines d-Achse-Sekundärflußbefehlswertes λ2d*, Mittel zum Berechnen eines d-Achse-Primärstrombefehlswertes i1d* als eine Funktion des d-Achse-Sekundärflußbefehlswertes λ2d* und eines Sekundärzeitkonstantenbefehlswertes L2*/R2*, Mittel zum Erzeugen eines q-Achse-Primärstrombefehlswertes i1q*, Mittel, die ein rotierendes kartesisches Koordinatensystem (γ, δ) mit einer γ-Achse und einer δ-Achse einsetzen, wobei die γ-Achse in Koinzidenz mit dem Primärstrom I1 gehalten wird, um einen γ-Achse-Primärstrombefehlswert i1γ* und einen Phasenwinkel ψ der γ-Achse bezüglich der d-Achse als eine Funktion der Primärstrombefehlswerte i1d* und i1q* zu berechnen, Mittel zum Berechnen der γ- und δ-Achse-Primärspannungsbefehlswerte v1γ* und v1δ* als eine Funktion des γ-Achse-Primärstrombefehlswertes i1γ*, des Phasenwinkels ψ, des d-Achse-Sekundärflußbefehlswertes λ2d* und einer Primärspannungswinkelfrequenz ω0, Mittel zum Wahrnehmen des Primärstromes und zum Konvertieren des wahrgenommenen Primärstromes in γ- und δ-Achse-Primärstromwerte i1γ und i1δ, Mittel zum Berechnen einer γ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1γ als eine Funktion des γ-Achse-Primärstromwertes i1γ und des γ-Achse-Primärstrombefehlswertes i1γ*, Mittel zum Berechnen einer δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1γ als eine Funktion des δ-Achse-Primärstromwertes i1δ und eines δ-Achse-Primärstrombefehlswertes i1δ*, Mittel, um die γ-Achse-Primärspannungsänderung Δvlγ zu dem γ-Achse-Primärspannungsbefehlswert v1γ* zu addieren und somit ein γ-Achse-Primärspannungsbefehlssignal v1γ zu erzeugen, Mittel, um die δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ zu dem δ-Achse-Primärspannungsbefehlswert v1δ* zu addieren und somit ein δ-Achse-Primärspannungsbefehlssignal v1δ zu erzeugen, Mittel zum Berechnen eines Schlupffrequenzbefehlswertes ωs* als eine Funktion des q-Achse-Primärstrombefehlswertes i1q* und des d-Achse-Sekundärflußbefehlswertes λ2d*, Mittel zum Berechnen einer Differenz der γ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ von einem δ-Achse-Primärspannungsänderungsbefehlswert, Mittel zum Berechnen einer Schlupffrequenzänderung Δωs als eine Funktion der berechneten Differenz, Mittel, um die Schlupffrequenzänderung Δωs zu dem Schlupffrequenzbefehlswert ωs* zu addieren und somit eine Schlupffrequenz ωs zu erzeugen, Mittel, um die Schlupffrequenz ωs zu dem Induktionsmotorwinkelgeschwindigkeitswert ωr zu addieren und somit die Primärspannungswinkelfrequenz ω0 zu erzeugen, und Mittel zum Steuern der Motorantriebsmittel, um die Primärspannung gestützt auf die Primärspannungsbefehlssignale v1γ und v1δ und die Primärspannungswinkelfrequenz ω0 einzustellen.
In einer vierten Ausführungsform der Erfindung umfaßt die Induktionsmotorvektorsteuerungsvorrichtung der dritten Ausführungsform weiter Mittel, um den δ-Achse-Primärstrom i1δ von dem δ-Achse-Primärstrombefehlswert i1δ* zu subtrahieren und somit eine Differenz (i1δ* - i1γ) zu erzeugen, Mittel zum Multiplizieren der Differenz (i1δ* - i1δ) mit einer Streuinduktivität L , um einen multiplizierten Wert (i1δ* - i1δ) L zu erzeugen, Mittel zum Integrieren der Differenz (i1δ* - i1δ), um einen integrierten Wert Δv1δI zu erzeugen, Mittel, um den multiplizierten Wert zu dem integrierten Wert zu addieren und somit eine δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ zu erzeugen, Mittel zum Berechnen einer Sekundärwiderstandsänderung K als eine Funktion der berechneten Differenz, und Mittel zum Multiplizieren der berechneten Differenz mit dem Schlupffrequenzbefehlswert ωs*, um eine Schlupffrequenzänderung Δωs zu erzeugen.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Die Erfindung wird ausführlicher anhand der nachfolgenden Beschreibung beschrieben, die in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen vorgenommen wird, in denen gleiche Bezugsziffern gleiche Elemente in den einzelnen Figuren identifizieren, und in denen:
Figur 1 ein schematisches Diagramm ist, das eine Induktionsmotorvektorsteuerungsvorrichtung des Stands der Technik zeigt,
Figur 2 ein Diagramm ist, das die Beziehung zwischen den primären und sekundären Strömen und Spannungen zeigt, die in Koordinatensystemen (d, q) und (γ, δ) ausgedrückt sind,
Figur 3 ein Diagramm ist, daß die Beziehungen zwischen den Primärspannungsänderungen ausgedrückt in den Koordinatensystemen (d, q) und (γ, δ) zeigt,
Figur 4 ein Schaltkreisdiagramm ist, das einen äquivalenten Schaltkreis für einen Induktionsmotor zeigt,
Figur 5 ein Diagramm ist, daß die Vektoren der Ströme zeigt, die in dem äquivalenten Schaltkreis von Figur 4 erzeugt werden,
Figur 6 ein Diagramm ist, daß die Vektoren der Spannungen zeigt, die in einem äquivalenten Schaltkreis für einen Induktionsmotor im Leerlauf erzeugt werden,
Figur 7 ein schematisches Diagramm ist, das eine erste Ausführungsform einer Induktionsmotorvektorsteuerungsvorrichtung zeigt, die gemäß der Erfindung ausgebildet ist,
Figur 8 ein schematisches Diagramm ist, das eine zweite Ausführungsform der Induktionsmotorvektorsteuerungsvorrichtung der Erfindung zeigt,
Figur 9 ein schematisches Diagramm ist, das eine modifizierte Form der zweiten Ausführungsform der Erfindung zeigt,
Figur 10 ein schematisches Diagramm ist, das eine dritte Ausführungsform der Induktionsmotorvektorsteuerungsvorrichtung der Erfindung zeigt,
Figur 11 ein schematisches Diagramm ist, das eine modifizierte Form der dritten Ausführungsform der Erfindung zeigt,
Figur 12 ein schematisches Diagramm ist, das eine vierte Ausführungsform der Induktionsmotorvektorsteuerungsvorrichtung der Erfindung zeigt,
Figur 13 ein schematisches Diagramm ist, das eine modifizierte Form der vierten Ausführungsform der Erfindung zeigt,
Figur 14 ein schematisches Diagramm ist, das eine weitere modifizierte Form der vierten Ausführungsform der Erfindung zeigt,
Figur 15 ein Flußdiagramm ist, das die Programmierung des digitalen Computers zeigt, der in der Induktionsmotorvektorsteuerungsvorrichtung der Erfindung verwendet wird, und
Figur 16 ein Flußdiagramm ist, das die Programmierung des digitalen Computers zeigt, der in der Induktionsmotorvektorsteuerungsvorrichtung der Erfindung verwendet wird.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG

Vor der Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung wird kurz die Vektorsteuerungsvorrichtung des Stands der Technik von Figur 1 beschrieben.
Die Prinzipien, auf denen die herkömmliche Vektorsteuerungsvorrichtung basiert, lauten wie folgt: eine Induktionsmotorspannungsgleichung, die in einem zweidimensionalen kartesischen Koordinantensystem (d, q) ausgedrückt ist, das mit einer Winkelgeschwindigkeit gleich der Winkelgeschwindigkeit der Primärspannung zum Induktionsmotor rotiert, ist gegeben durch
wobei ωs = ω&sub0; - ωr, L = (L1 L2 - M²)/L2, v1d die Primärspannung in der d-Achse, v1q die Primärspannung in der q-Achse, i1d der Primärstrom in der d-Achse, i1q der Primärstrom in der q-Achse, λ2d der Sekundärfluß in der d-Achse, λ2q der Sekundärfluß in der q-Achse, P der Differentialoperator, R1 der Primärwiderstand, R2 der Sekundärwiderstand, L1 die Primärinduktivität, L2 die Sekundärinduktivität, M die Erregungsinduktivität, L die äquivalente Streuinduktivität, ω&sub0; die Primärspannungswinkelfrequenz, ωr die Rotorwinkelfrequenz und ωs die Schlupffrequenz ist.
Unter der Annahme, daß die d-Achse in Koinzidenz mit der Richtung des Sekundärflusses gehalten wird, ist der q-Achse-Sekundärfluß λ2q null, der d-Achse-Sekundärfluß λ2d ein konstanter Wert 2, der d-Achse-Sekundärstrom i2d null und der q-Achse-Sekundärstrom i2q gleich dem Sekundärstrom i2. Es ist daher möglich, den Induktionsmotor wie Gleichstrom-Motoren zu steuern.
Die d- und q-Achse-Sekundärflüsse λ2d und λ2q lauten
λ2d = M i1d + L2 i2d... (2)
λ2q = M i1q + L2 i2q... (3)
Da i2d = 0 und i2q = 0 unter der Vektorsteuerung, ist der d-Achse-Sekundärfluß gleich M i1d und der q-Achse-Primärstrom i1q ist gleich -L2/M i2q. Somit ist der q-Achse-Primärstrom i1q proportional zum Drehmomentstrom.
Aus der vierten Zeile von Gleichung (1) wird die folgende Gleichung abgeleitet:
Diese Gleichung wird gelöst, wenn für die Schlupffrequenz gilt
Somit wird die Vektorsteuerung durchgeführt, indem der d-Achse-Primärstrom i1d auf λ2d/M und die Schlupffrequenz ωs auf einen aus Gleichung (5) berechneten Wert gesetzt werden.
Wie aus Gleichung (5) zu erkennen ist, ändert sich der Sekundärwiderstand R2, der beim Berechnen der Schlupffrequenz ωs verwendet wird, mit Änderungen in den Umgebungs- und Rotortemperaturen. Es ist daher erforderlich, die Sekundärwiderstandsänderung gestützt auf die Inverterausgangsspannung abzuschätzen und den Schlupffrequenzbefehlswert ωs* gestützt auf die aus der Inverterspannung abgeschätzte Sekundärwiderstandsänderung zu korrigieren. Wenn die Sekundärwiderstandsänderungen ignoriert werden, wird die Vektorsteuerung hinsichtlich Drehmomentsteuerungsgenauigkeit und Drehmomentansprechzeit verschlechtert. Wenn die Inverterausgangsspannung so wie sie ist zur Abschätzung der Sekundärwiderstandsänderung verwendet wird, wird jedoch eine Komponente, die zur Primärwiderstandsänderung in Beziehung steht, in die abgeschätzte Sekundärwiderstandsänderung eingeführt. Aus diesem Grund ist es wünschenswert, die Sekundärwiderstandsänderung gestützt auf ein Signal abzuschätzen, das von der Primärwiderstandsänderung unabhängig ist.
Die Vektorsteuerungsvorrichtung ist ausgelegt, Erregungsströme iu, iv und iw zu steuern, die ein Inverter 10 an einen Induktionsmotor IM anlegt, indem Motorfluß- und Motordrehmomentbefehlssignale i1d* und i1q* benutzt werden. Der Induktionsmotor IM weist Dreiphasen-Statorwicklungen, die durch den Ausgang des Inverters 10 erregt werden, und einen Rotor auf, der gekoppelt ist, um eine mechanische Last anzutreiben. Der Inverter 10 umfaßt eine Mehrzahl von parallelen Paaren in Reihe geschalteter Schaltelemente, die ausgelegt sind und gesteuert werden, um Gleichstrom-Eingangsleistung in Wechselstrom-Ausgangsleistung mit einstellbarer Frequenz und Spannungshöhe zu konvertieren. Der Inverter 10 wird durch einen Pulsbreitenmodulations- (PWM-)Schaltkreis 11 gesteuert, der einen PWM-Wellenformgenerator, einen Dreieckswellenformgenerator und einen Torsteuerschaltkreis umfaßt. Der PWM-Wellenformgenerator empfängt ein Dreieckswellensignal vom Dreieckswellenformgenerator und steuert den Torsteuerschaltkreis, um Torsteuerpulse zu erzeugen und somit periodisch die jeweiligen Schaltelemente des Inverters in einer vorbestimmten Reihenfolge und mit einer gewünschten Frequenz zu steuern.
Die Vektorsteuerungsvorrichtung umfaßt einen Rotorwinkelgeschwindigkeitssensor 12, der mit einem Pulsaufnahmetransducer PP verbunden ist. Dieser Transducer ist dem Rotor des Induktionsmotors IM zur Erzeugung eine Serie elektrischer Pulse mit einer Wiederholungsrate, die direkt proportional zur Rotationsgeschwindigkeit des Rotors ist, zugeordnet. Der Rotorwinkelgeschwindigkeitssensor 12 empfängt die elektrischen Pulse und erzeugt ein tatsächliches Rotorwinkelgeschwindigkeitssignal ωr, das die wahrgenommene Winkelgeschwindigkeit ωr des Rotors anzeigt. Das tatsächliche Rotorwinkelgeschwindigkeitssignal ωr wird einem Sekundärflußbefehlsgenerator 13 zugeführt, der ein Befehlssignal λ2d*/M* empfängt. Der Sekundärflußbefehlsgenerator 13 erzeugt ein Befehlssignal i1d*, das auf einem Wert λ2d*/M* bleibt, wenn die tatsächliche Rotorwinkelgeschwindigkeit ωr kleiner als ein vorbestimmter Wert ist, und mit zunehmender Rotorwinkelgeschwindigkeit ωr abnimmt, wenn die tatsächliche Rotorwinkelgeschwindigkeit ωr den vorbestimmten Wert überschreitet. Das Sekundärflußbefehlssignal i1d* wird vom Sekundärflußbefehlsgenerator 13 einem Berechnungsschaltkreis 16 zugeführt. Das tatsächliche Rotorwinkelgeschwindigkeitssignal ωr wird außerdem einem Summierschaltkreis 14 zugeführt, der es von einem Rotorwinkelgeschwindigkeitsbefehlssignal ωr* subtrahiert, um ein Fehlerausgangssignal zu liefern. Um die Induktionsmotorsteuerung hinsichtlich Stabilität und Ansprechzeit zu steigern, ist eine Proportional-Integral-Operation auf diesem Fehlersignal an einem Proportional-Integral-Schaltkreis 15 vorgesehen, um ein Drehmomentbefehlssignal i1q* zu erzeugen. Das Drehmomentbefehlssignal i1q* wird an den Berechnungsschaltkreis 16 angelegt. Der Berechnungsschaltkreis 16 benutzt die Befehlssignale i1d* und i1q*, um Befehlswerte v1d* und v1q* für die d- und q-Achse-Komponenten der an den Induktionsmotor IM angelegten Primärspannung zu berechnen.
Die herkömmliche Vektorsteuerungsvorrichtung umfaßt außerdem einen Koordinatenkonverter 17, der zwei Erregungsströme iu und iv zum Induktionsmotor IM wahrnimmt und sie in d- und q-Achse-Primärstromsignale i1d und i1q konvertiert. Das d-Achse-Primärstromsignal i1d wird an einen Summierschaltkreis 18 angelegt, der es vom Sekundärflußbefehlssignal i1d* subtrahiert, das diesem vom Sekundärflußbefehlsgenerator 13 zugeführt wird, um ein Fehlersignal zu schaffen. Eine Proportional-Integral-Operation ist auf diesem Fehlersignal an einem Proportional-Integral-Schaltkreis 19 vorgesehen, um ein Signal Δv1d zu erzeugen. Das Signal Δv1d wird dann an einen Summierschaltkreis 22 angelegt, der es zu dem Befehlssignal v1d* addiert, um das Befehlssignal v1d* zu korrigieren. Das korrigierte Signal vid wird an einen Koordinatentransformator 24 angelegt.
Auf ähnliche Weise wird das q-Achse-Primärstromsignal i1q an einen Summierschaltkreis 20 angelegt, der es vom Drehmomentbefehlssignal i1q* subtrahiert, das diesem vom Proportional- Integral-Schaltkreis 15 zugeführt wird, um ein Fehlersignal zu schaffen. Eine Proportional-Integral-Operation ist auf diesem Fehlersignal in einem Proportional-Integral-Schaltkreis 20 vorgesehen, um ein Signal Δv1q zu erzeugen. Das Signal Δv1q wird an einen Summierschaltkreis 23 angelegt, der es zu dem Signal v1q* addiert, um das Befehlssignal v1q* zu korrigieren. Das korrigierte Signal v1q wird an den Koordinatentransformator 24 angelegt.
Die Signale Δv1d und Δv1q enthalten Komponenten, die zu Änderungen in den primären und sekundären Widerständen R1 und R2 in Beziehung stehen.
Figur 2 ist ein Diagramm, das die Beziehung zwischen den primären und sekundären Strömen und Spannungen zeigt, die in Koordinatensystemen (d, q) und (γ, δ) ausgedrückt sind, und Figur 3 ist ein Diagramm, das die Beziehung zwischen den Primärspannungsänderungen zeigt, die in den Koordinatensystemen (d, q) und (γ, δ) ausgedrückt sind. In diesen Figuren bezeichnet der Buchstabe V die Primärspannung, der Buchstabe E die Sekundärspannung, das Zeichen Δv1 die Primärspannungsänderung, das Zeichen Δv1γ die γ-Achse-Primärspannungsänderung, das Zeichen Δv1δ die δ-Achse-Primärspannungsänderung, das Zeichen ψ den Phasenwinkel der γ-Achse bezüglich der d-Achse, das Zeichen I0 den Erregungsstrom, und das Zeichen I2 den Drehmomentstrom.
Die δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ ist gegeben durch
Δv1δ = -Δv1d sinψ + Δv1q cosψ... (6)
wobei sinψ = I2/I1 = i1q/i1γ und cosψ = I0/I1 = i1d/i1γ.
Die d- und q-Achse-Primärspannungsänderungen enthalten Komponenten, die zu ersten und zweiten Widerstandsänderungen in Beziehung stehen.
In der herkömmlichen Vorrichtung wird die Vektorsteuerung jedoch unter der Annahme durchgeführt, daß i1d = λ2d/M, das heißt, der d-Achse-Erregungsstrom i1d ist konstant ohne Rücksicht auf eine Sekundärflußsteuerung. Aus diesem Grund kann die Schlupffrequenz nicht mit hoher Genauigkeit berechnet werden.
Die Beziehung zwischen dem d-Achse-Sekundärfluß λ2d und dem d-Achse-Primärstrom i1d kann aus der dritten Zeile von Gleichung (l) abgeleitet werden als
Wie aus Gleichung (8) zu erkennen ist, sollte der d-Achse-Primärstrom i1d in der Art und Weise einer Zeitvoreilung erster Ordnung bezüglich Änderungen im d-Achse-Sekundärfluß λ2d gesteuert werden. Mit anderen Worten, der Zustand λ2d = M i1d kann nicht errichtet werden, wenn sich der Sekundärflußbefehl λ2d* ändert.
Die Prinzipien der Erfindung werden anhand der Figuren 4 und 5 beschrieben. Figur 4 zeigt einen asymmetrischen, äquivalenten Schaltkreis vom T-I-Typ für einen Induktionsmotor. Figur 5 ist ein Diagramm, das die Vektoren der Ströme zeigt, die im äquivalenten Schaltkreis von Figur 4 erzeugt werden. Unter der Annahme, daß die γ-Achse in Koinzidenz mit der Richtung des Primärstromes I1 gehalten wird, ist der γ-Achse- Primärstrom i1γ gleich dem Primärstrom I1 und der δ-Achse- Primärstrom i1δ null. Die Induktionsmotorspannungsgleichung, die im zweidimensionalen kartesischen Koordinatensystem (γ, δ) ausgedrückt ist, das mit einer Winkelgeschwindigkeit gleich der Winkelgeschwindigkeit der Primärspannung zum Induktionsmotor IM rotiert, ist gegeben durch
Aus den dritten und vierten Zeilen von Gleichung (9) werden die folgenden Gleichungen abgeleitet:
Aus Gleichung (11) wird die folgende Gleichung abgeleitet:
Einsetzen von Gleichung (12) in Gleichung (10) ergibt die folgende Gleichung:
Somit gilt
Die d- und q-Achse-Sekundärflüsse λ2γ und λ2δ lauten
λ2 = λ2d cosψ
λ2δ = - λ2dsinψ... (15)
λ2 ² + λ2d²... (16)
Einsetzen der Gleichungen (14), (15) und (16) in Gleichung (13) ergibt die folgende Gleichung:
Aus Gleichung (17) ist zu erkennen, daß die Schlupffrequenz ωs aus derselben Gleichung wie Gleichung (5) berechnet werden kann, die verwendet wird, um die Schlupffrequenz in der herkömmlichen Vektorsteuerungsvorrichtung zu berechnen, wenn die γ- und δ-Achse-Primärströme i1γ und i1δ gesteuert werden, um Zustände von i1γ = I1 und i1δ = 0 zu errichten, wobei die γ-Achse in Koinzidenz mit der Richtung des Primärstromes I1 gehalten wird. Wenn die Vektorsteuerung hinsichtlich einer Sekundärflußsteuerung durchgeführt wird, das heißt, der d-Achse-Sekundärfluß λ2d nicht gleich M i1d ist, gilt für die Schlupffrequenz ωs
Es werden Überlegungen zu den Spannungsbefehlen v1γ* und v1δ* angestellt. Da die Vektorsteuerung auf dem Koordinatensystem (γ, δ) mit i1γ* = I1 und i1δ* = 0 vorgenommen wird, kann die folgende Gleichung aus Gleichung (9) abgeleitet werden:
Gleichung (19) kann modifiziert werden, um die Terme zu entfernen, die dem Differentialoperator P beigefügt sind.
Wenn die Vektorsteuerungsbedingungen erfüllt sind, ergeben sich die folgenden Gleichungen Ausmultiplizieren von (20) ergibt somit
Der Term P i1γ, der L in Gleichung (19) beigefügt ist, kann nicht ignoriert werden, wenn eine rasche Änderung im Drehmomentbefehl i1q* stattfindet und/oder wenn sich der Erregungsstrombefehl i1d* ändert. Hinsichtlich des Terms P i1γ lauten die Spannungsbefehle v1γ* und v1δ*
Überlegungen werden zu einer Sekundärflußänderung mit einer Sekundärwiderstandsänderung angestellt. Die folgenden Gleichungen werden aus den dritten und vierten Zeilen von Gleichung (9) abgeleitet:
Multiplizieren der Gleichungen (27) und (28) mit L2/R2 ergibt
Multiplizieren von Gleichung (29) mit (1 + L2 P/R2) ergibt
Multiplizieren von Gleichung (30) mit L2 ωs/R2 ergibt
Addieren von Gleichung (31) zu Gleichung (32) ergibt
Multiplizieren von Gleichung (29) mit L2 ωs/R2 ergibt
Multiplizieren von Gleichung (30) mit (1 + L2 P/R2) ergibt
Subtrahieren der Gleichung (34) von Gleichung (35) ergibt
Es wird nun angenommen, daß die Ströme auf jeweilige Befehlswerte gesteuert werden und somit i1γ* = i1γ, i1δ* = i1δ = 0, i1d* = i1d und i1q* = i1q. Da R2 = (1 + K) R2*, wobei K die Sekundärwiderstandsänderung ist, kann der Term L2 ωs/R2, der in den Gleichungen (33) und (36) verwendet wird, mit der Verwendung von (18) wie folgt ausgedrückt werden
Da der Erregungsstrom gesteuert wird, wie in Gleichung (8) gezeigt ist, wird die folgende Gleichung erhalten:
Unter der Annahme, daß die Sekundärzeitkonstante L2/R2 des Terms (1 + L2 P/R2) gleich L2*/R2* ist, das heißt, der Sekundärwiderstand R2 sich in einer kurzen Zeit nicht ändert,
ist die folgende Gleichung gegeben:
Einsetzen der Gleichungen (39) und (37) in die Gleichungen (33) und (36) ergibt
Somit sind die Sekundärflußbefehlswerte gegeben durch
Unter Verwendung der Gleichungen (40) und (42) ist die folgende Gleichung gegeben:
Unter Verwendung der Gleichungen (41) und (43) ist die folgende Gleichung gegeben
Wenn sich der Sekundärfluß ändert, gilt für den Primärstrom aus Gleichung (20)
Da der Primärspannungsbefehlswert durch die Gleichungen (23)
und (24) ausgedrückt wird, werden die Spannungsänderungen aus den Gleichungen (23), (24), (47) und (48) zusammen mit den Gleichungen (45) und (46) abgeleitet.
Zunächst ergibt sich aus (47) und (23)
Einsetzen von (46) ergibt
Zunächst ergibt sich aus (48) und (24)
Einsetzen von (45) ergibt
wobei angenommen wurde, daß M/L2 gleich M*/L2* ist, das heißt, die Erregungsinduktivität sich in einer kurzen Zeit nicht ändert.
Da die γ-Achse-Primärspannung v1γ eine Komponente enthält, die zum Term R1 i1γ* in Beziehung steht, enthält sie eine Komponente, die zu einer Spannungsänderung in Beziehung steht, welche durch eine Änderung im Primärwiderstand R1 bewirkt wird. Hinsichtlich einer Änderung im Primärwiderstand R1 wird aus Gleichung (47), unter Verwendung von R1 = (1 + A1) R1*,
Somit gilt
wobei A1 eine Primärwiderstandsänderung ist.
Obwohl der Term Δv1, der eine Komponente enthält, die zu einer Änderung im Primärwiderstand R1 in Beziehung steht, nicht zur Verwendung beim Korrigieren einer Änderung im Sekundärwiderstand R2 geeignet ist, enthält die δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ keine Komponente, die zum Primärwiderstand R1 in Beziehung steht, und kann als eine Spannungsänderungskomponente betrachtet werden, die durch eine Sekundärwiderstandsänderung verursacht wird. Es ist daher möglich, den Einfluß des Primärwiderstandes R1 zu eliminieren, indem die Änderung Δv1δ der δ-Achse-Primärspannung v1δ nachgewiesen und die nachgewiesene Änderung Δv1δ verwendet wird, um die Sekundärwiderstandsänderung zu korrigieren. Infolgedessen kann die Sekundärwiderstandskorrektur frei sein vom Einfluß des Primärwiderstandes R1, der sich mit Änderungen in der Temperatur ändert. Normalerweise nimmt der Einfluß von Spannungsabfällen, die durch den Primärwiderstand R1 bewirkt werden, bei geringen Induktionsmotorgeschwindigkeiten zu. Da die δ-Achse-Primärspannung v1δ keine Komponente enthält, die zu einem Spannungsabfall in Beziehung steht, der durch den Primärwiderstand R1 bewirkt wird, ist es jedoch möglich, eine genaue Sekundärwiderstandskorrektur bei niedrigen Induktionsmotorgeschwindigkeiten zu schaffen. Außerdem ist es möglich, den Primärwiderstand R1 durch Nachweisen der γ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ nachzuweisen, die eine Spannungskomponente darstellt, welche lediglich durch eine Änderung im Primärwiderstand R1 bewirkt wird, wenn die Sekundärwiderstandskorrektur gestützt auf die δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ vorgenommen wird.
Die Sekundärwiderstandsänderung K ist durch Modifizieren von Gleichung (50) gegeben als
Wenn die δ-Primärspannungsänderung Δv1δ nachgewiesen wird, kann somit die Sekundärwiderstandsänderung K aus Gleichung (53) berechnet werden.
Überlegungen zu einer Identifizierung des Primärwiderstandes R1 und der Erregungsinduktivität M während eines Induktionsmotorleerlaufbetriebs werden angestellt. Das Verhältnis des Erregungsstromes zum Drehmomentstrom ändert sich zur Änderung der Primärspannung mit Änderungen in der Erregungsinduktivität M. Da sich die Primärspannung mit Änderungen im Sekundärwiderstand R2 ändert, ist es unmöglich, eine Primärspannungsänderung, die durch eine Erregungsinduktivitätsänderung bewirkt wird, von einer Primärspannungsänderung zu unterscheiden, die durch eine Sekundärwiderstandsänderung bewirkt wird. Da der Drehmomentstrom i1q während eines Induktionsmotorleerlaufbetriebs null ist, ist jedoch die Primärspannungsänderung frei vom Einfluß der Sekundärwiderstandsänderung. Es ist daher möglich, eine Erregungsinduktivitätskorrektur unter Verwendung der Primärspannungsänderung vorzunehmen, die während eines Induktionsmotorleerlaufbetriebs nachgewiesen wird.
Figur 6 ist ein Diagramm, das die Vektoren der Spannung zeigt, die in einem äquivalenten Schaltkreis vom T-I-Typ für einen Induktionsmotor im Leerlauf hervorgerufen wird. Da der Drehmomentstrom i1q während eines Induktionsmotorleerlaufbetriebs null ist, sind die d-Achse und die q-Achse des Koordinatensystems (d, q) jeweils in Koinzidenz mit der -Achse und der δ-Achse des Koordinatensystems (γ, δ). Somit werden Überlegungen zu dem Koordinatensystem (d, q) angestellt. Während eines Induktionsmotorleerlaufbetriebs, wo der q-Achse-Primärstrom i1q null ist, wird der Primärstrom aus Gleichung (19) abgeleitet, wobei der Term P ignoriert wird, als
v1d = R1 i1d ... (54)
Es wird nun angenommen, daß i1d* = i1d, da der d-Achse-Primärstrom i1d auf den Befehlswert id1* gesteuert wird, AM die Erregungsinduktivitätsänderung ist, und die Änderung in der äquivalenten Streuinduktivität L klein ist und ignoriert werden kann.
Der Befehlsspannungswert während eines Induktionsmotorleerlaufbetriebs wird ausgedrückt als
v1d* = R1* 1d* ... (56)
Unter Verwendung der Primärwiderstandsänderung A1 und der Erregungsinduktivitätsänderung AM kann die Primärspannung ausgedrückt werden als
v1d = (1 + A1) R1*i1d* ... (58)
Die d- und q-Achse-Primärspannungsänderungen Δv1d und Δv1q werden in den Gleichungen (60) und (61) ausgedrückt, die aus den Gleichungen (56), (57) und (58) und (59) abgeleitet werden, und die Primärwiderstandsänderung A1 und die Erregungsinduktivitätsänderung AM werden in den Gleichungen (62) und (63) ausgedrückt, die aus den Gleichungen (60) und (61) abgeleitet werden.
Δv1d = v1d - v1d* = A1 R1* i1d*... (60)
Da λ2d* = M* i1d*, wenn der Erregungsbefehl unverändert bleibt, lautet die Erregungsinduktivitätsänderung AM
Wie aus dem Obigen zu erkennen ist, ist es möglich, den Primärwiderstand R1 und die Erregungsinduktivität M unter Verwendung der Primärspannungsänderung während eines Induktionsmotorleerlaufbetriebs zu indentifizieren. Das heißt, die Primärwiderstandsänderung A1 kann aus der d-Achse-Primärspannungsänderung Δv1d und die Erregungsinduktivitätsänderung AM aus der q-Achse-Primärspannungsänderung Δv1q abgeleitet werden.
Wenn der Sekundärwiderstandsbefehl R2* in Koinzidenz mit dem tatsächlichen Sekundärwiderstand R2 ist, kann der Schlupffrequenzbefehl ωs* aus Gleichung (18) berechnet werden. Jedoch ändert sich der tatsächliche Sekundärwiderstand R2 mit Änderungen in der Temperatur. Gemäß der Erfindung wird die δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ benutzt, um die Sekundärwiderstandsänderung K zu berechnen, und die berechnete Sekundärwiderstandsänderung K wird benutzt, um den Sekundärwiderstandsbefehl R2* zu korrigieren. Der korrigierte Sekundärwiderstandsbefehl wird beim Berechnen des Schlupffrequenzbefehls ωs* verwendet. Das heißt, der Schlupffrequenzbefehl
ωs* wird aus der folgenden Gleichung berechnet:
Der Primärwiderstand R1 ändert sich mit Änderungen in der Temperatur. Jedoch ist die Sekundärwiderstandkorrektur frei vom Einfluß der primärwiderstandsänderung, da die u-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ keine Komponente enthält, die zum Primärwiderstand in Beziehung steht, wie aus Gleichung (50) zu erkennen ist. In dieser Hinsicht ähnelt die Erfindung dem Vektorsteuerungsschaltkreis von Figur 1. Jedoch unterscheidet sich die herkömmliche Vektorsteuerungsvorrichtung völlig von der Erfindung dadurch, daß die Vektorsteuerung lediglich auf einem einzelnen Koordinatensystem (d, q) durchgeführt wird.
In Figur 7 ist ein schematisches Blockdiagramm einer die Erfindung verkörpernden Vektorsteuerungsvorrichtung gezeigt. Die Vektorsteuerungsvorrichtung ist ausgelegt, Erregungsströme iu, iv und iw zu steuern, die ein Inverter 40 an einen Induktionsmotor IM anlegt, indem Motorfluß- und Motordrehmomentbefehlsstromsignale i1d* und i1q* benutzt werden. Der Induktionsmotor IM weist Dreiphasen-Statorwicklungen, die durch den Ausgang des Inverters 40 erregt werden, und einen Rotor auf, der gekoppelt ist, um eine mechanische Last anzutreiben. Der Inverter 40 umfaßt eine Mehrzahl paralleler Paare in Reihe geschalteter Schaltelemente, die ausgelegt sind und gesteuert werden, um Gleichstrom-Eingangsleistung in Wechselstrom-Ausgangsleistung mit einstellbarer Frequenz und Spannungshöhe zu konvertieren. Der Inverter 40 wird durch einen pulsbreitenmodulations-(PWM-)Schaltkreis 41 gesteuert, der einen PWM-Wellenformgenerator, einen Dreieckswellenformgenerator und einen Torsteuerschaltkreis umfaßt. Der PWM-Wellenformgenerator empfängt ein Dreieckswellensignal vom Dreieckswellenformgenerator und steuert den Torsteuerschaltkreis, um Torsteuerpulse zu erzeugen und somit periodisch die jeweiligen Schaltelemente des Inverters in einer vorbestimmten Reihenfolge und mit einer gewünschten Frequenz zu schalten.
Die Vektorsteuerungsvorrichtung umfaßt einen Rotorgeschwindigkeitssensor 42, der mit einem Pulsaufnahmetransducer PP verbunden ist. Dieser Transducer ist dem Rotor des Induktionsmotors IM zugeordnet, um eine Serie von elektrischen Pulsen mit einer Wiederholungsrate zu erzeugen, die direkt proportional zur Rotationsgeschwindigkeit des Rotors ist. Der Rotorgeschwindigkeitssensor 42 empfängt die elektrischen Pulse und erzeugt ein tatsächliches Rotorwinkelgeschwindigkeitssignal ωr, das die wahrgenommene Rotorwinkelgeschwindigkeit anzeigt. Das tatsächliche Rotorwinkelgeschwindigkeitssignal ωr wird einem Berechnungsschaltkreis 43 zugeführt, der ein Befehlssignal λ2d*/M* empfängt. Der Berechnungsschaltkreis 43 erzeugt ein Befehlssignal, das auf einem Wert λ2d*/M* bleibt, wenn das tatsächliche Geschwindigkeitssignal ωr geringer als ein vorbestimmter Wert ist, und mit zunehmendem tatsächlichen Geschwindigkeitssignal ωr abnimmt, wenn das tatsächliche Geschwindigkeitssignal ωr den vorbestimmten Wert überschreitet. Das Befehlssignal wird vom Berechnungsschaltkreis 43 an einen Berechnungsschaltkreis 44 angelegt, wo ein Sekundärflußbefehlssignal ausgedrückt durch den Primärstrombefehlswert i1d* aus Gleichung (8) berechnet wird als
Das tatsächliche Geschwindigkeitssignal ωr wird auch an einen Summierschaltkreis 45 angelegt, der es von einem Geschwindigkeitsbefehlssignal ωr* subtrahiert, um ein Fehlerausgangssignal zu liefern. Um die Induktionsmotorsteuerung hinsichtlich Stabilität und Ansprechzeit zu steigern, ist eine Proportional-Integral-Operation auf diesem Fehlersignal in einem Proportional-Integral-Schaltkreis 46 vorgesehen, um ein Drehmomentbefehlssignal i1q* zu erzeugen. Diese Befehlssignale i1d* und i1q* werden an einen ersten Koordinatenkonverter 47 angelegt.
Der erste Koordinatenkonverter 47 benutzt die Befehlssignale i1d* und i1q*, um einen γ-Achse-Primärstrombefehlswert i1γ* und einen Phasenwinkel ψ der γ-Achse des Koordinatensystems (γ, δ) zu berechnen, die in Koinzidenz mit der Richtung des Primärstromes I1 bezüglich der d-Achse des Koordinatensystems (d, q) gehalten wird, welche in Koinzidenz mit der Richtung des Sekundärflusses gehalten wird, als
Der berechnete Phasenwinkel ψ wird einem Berechnungsschaltkreis 48 zugeführt, der den berechneten Phasenwinkel in Form von sinψ und cosψ benutzt, zusammen mit dem berechneten Wert λ2d*/M*, der vom Berechnungsschaltkreis 44 zugeführt wird, und der Primärspannungswinkelfrequenz 0, um γ- und δ-Achse- Primärspannungsbefehlswerte v1γ* und v1δ* aus den Gleichungen (23) und (24) zu berechnen.
Die Vektorsteuerungsvorrichtung umfaßt auch einen zweiten Koordinatenkonverter 50, der zwei Erregungsströme iu und iv wahrnimmt, die vom Inverter 40 zum Induktionsmotor IM geliefert werden, und sie in γ- und δ-Achse-Primärstromsignale i1γ und i1δ konvertiert. Der γ-Achse-Primärstrom i1γ wird einem Summierschaltkreis 51 zugeführt, der ihn vom γ-Achse- Primärstrombefehlssignal i1γ* subtrahiert, um ein Fehlersignal zu liefern. Eine Proportional-Integral-Operation ist auf diesem Fehlersignal in einem Proportional-Integral- Schaltkreis 52 vorgesehen, um ein γ-Achse-Primärspannungsänderungssignal Δv1γ zu erzeugen. Das Signal Δv1γ wird an einen Summierschaltkreis 56 angelegt, der es zum Befehlssignal v1γ* addiert, um das Befehlssignal v1γ* zu korrigieren. Das korrigierte Signal v1γ wird an einen Koordinatentransformator 58 angelegt.
Auf ähnliche Weise wird das δ-Achse-Primärstromsignal i1δ einem Summierschaltkreis 53 zugeführt, der es von einem δ-Achse-Pimärstrombefehlssignal i1δ* subtrahiert, um ein Fehlersignal zu liefern. Eine Proportional-Integral-Operation ist auf diesem Fehlersignal in einem Proportional-Integral-Schaltkreis 54 vorgesehen, um ein δ-Achse-Primärspannungsänderungssignal Δv1δ zu erzeugen. Das Signal Δv1δ wird dann an einen Summierschaltkreis 57 angelegt, der es zum δ-Achse-Primärspannungsbefehlssignal v1δ* addiert, um das Befehlssignal v1δ** zu korrigieren. Das korrigierte Signal v1δ wird an den Koordinatentransformator 58 angelegt.
Der Koordinatentransformator 58 empfängt die korrigierten Signale v1γ und v1δ* und erzeugt ein Signal V1 , das den Betrag des Primärspannungsvektors V1 anzeigt, und einen Wert , der den Phasenwinkel des Primärspannungsvektors V1 bezüglich der γ-Achse anzeigt. Der Wert V1 wird direkt dem PWM- Schaltkreis 41 zugeführt, wohingegen der Wert dem PWM- Schaltkreis 41 durch einen Summierschaltkreis 59 zugeführt wird, wo er zu einem Wert θ (= ω0 t) addiert wird, der später beschrieben wird. Der PWM-Schaltkreis 51 konvertiert die Werte V1 und + θ in Primärspannungsbefehlssignale, die den Inverter 40 veranlassen, Dreiphasen-Erregungsströme iu, iv und iw zum Induktionsmotor IM hervorzurufen.
Die Ziffer 60 bezeichnet einen Sekundärwiderstandsänderungsberechnungsschaltkreis, der verwendet das Refehlssignal λ2d*/M*, das ihm vom Berechnungsschaltkreis 43 zugeführt wird, das Befehlssignal i1d*, das ihm vom Berechnungsschaltkreis 44 zugeführt wird, das Befehlssignal i1q*, das ihm vom Proportional-Integral-Schaltkreis 46 zugeführt wird, die Primärspannungswinkelgeschwindigkeit ω0, die ihm von einem später zu beschreibenden Summierschaltkreis zugeführt wird, das Befehlssignal i1γ*, das ihm vom ersten Koordinatenkonverter 47 zugeführt wird, und das Befehlssignal Δi1δ, das ihm vom Proportional-Integral-Schaltkreis 54 zugeführt wird, um eine Sekundärwiderstandsänderung K aus Gleichung (53) zu berechnen. Die berechnete Sekundärwiderstandsänderung K wird einem Schlupfwinkelfrequenzberechnungsschaltkreis 61 zugeführt, der sie, zusammen mit den Befehlssignalen λ2d*/M* und i1q*, verwendet, um eine Schlupffrequenz ωs aus Gleichung (65) zu berechnen. Wenn ein Digitalcomputer verwendet wird, um Berechnungen an den Schaltkreisen der Figur 7 durchzuführen, wird die Schlupffreguenz ws wie folgt berechnet:
Die Sekundärwiderstandsänderung K und die Schlupffrequenz ωs werden synchron mit einer Serie von Taktgeberpulsen berechnet. Der Schlupffaktorberechnungsschaltkreis 61 verwendet den Sekundärwiderstandswert R2n-1, der im letzten oder (n-1)ten Ausführungszyklus des Programms berechnet wird, um den Sekundärwiderstandswert S2n im gegenwärtigen oder n-ten Ausführungszyklus des Programms zu berechnen. Unter der Annahme, daß Kn der Sekundärwiderstandsänderungswert ist, der im n-ten Ausführungszyklus des Programms berechnet wird, R2n der Sekundärwiderstandswert ist, der im n-ten Ausführungszyklus des Programms berechnet wird, und ein vorbestimmter Wert R2* einem Anfangswert R20 für den Sekundärwiderstandswert R2n zugewiesen wird, werden sukzessive Berechnungen wie folgt durchgeführt:
Erste Berechnung:
R21 = (1 + K1) R20 = (1 + K1) R2*
Zweite Berechnung:
R22 = (1 + K2) R21 = (1 + K2) (1 + K1) R2*
N-te Berechnung:
R2n = (1+Kn) (R2(n-1) = (1+Kn) (1+Kn-1) (1+K1) R2*
Unter der Annahme, daß ωsn der Schlupffrequenzwert ist, der im n-ten Ausführungszyklus des Programms berechnet wird, ist der Wert ωsn gegeben durch
ωsn = (1 + Kn) ωs(n-1) ... (66)
Der Wert ωs(n-1) wird berechnet und im (n-1)-ten Ausführungszyklus des Programms gespeichert, und er wird, zusammen mit dem Wert Kn, dazu verwendet, den Wert ωsn aus Gleichung (66) zu berechnen. Der Anfangswert ωs1 für die Schlupffrequenz, ωs ist gegeben durch
ωs1 = (1 + K1) R2* (1/L2*) i1q*/(λ2d*/M*)
Die berechnete Schlupffrequenz ωs* wird dem Summmierschaltkreis 62 zugeführt, der sie zur wahrgenommenen Rotorwinkelgeschwindigkeit ωr addiert, um ein Primärspannungwinkelfrequenzbefehlssignal ω0 zu liefern, das dann einem Integratorschaltkreis 63 zugeführt wird. Der Integratorschaltkreis konvertiert es in ein Winkelpositionssignal θ, das die Winkelposition des Sekundärflusses anzeigt. Das Winkelpositionssignal θ wird dann dem Summierschaltkreis 64 zugeführt.
Die Ziffer 65 bezeichnet einen Identifizierungsschaltkreis, der in Abhängigkeit von einem Ausgang von einem Komparator 66 betreibbar ist. Der Komparator 66 vergleicht das Drehmomentbefehlssignal i1q* mit einem vorbestimmten Wert, beispielsweise 5% des Nenn-Drehmomentstromes. Wenn das Drehmomentbefehlssignal i1q* geringer als der vorbestimmte Wert ist, ist der Induktionsmotor IM im Leerlauf, und der Komparator 66 erzeugt ein Befehlssignal, das einen Betrieb des Identifizierungsschaltkreises 65 veranlaßt. Das Befehlssignal wird auch angelegt, um den Sekundärwiderstandsänderungsberechnungsschaltkreis 60 unwirksam zu machen, da die Vektorsteuerung keinem Einfluß der Sekundärwiderstandsänderung ausgesetzt ist, während der Induktionsmotor IM im Leerlauf ist. Der Identifizierungsschaltkreis 65 mißt das γ-Achse-Primärspannungsänderungssignal Δv1γ und das d-Achse- Primärstrombefehlssignal i1d* während eines Induktionsmotorleerlaufbetriebs und benutzt sie, um eine Primärwiderstandsänderung A1 aus Gleichung (62) zu berechnen. Die berechnete Primärwiderstandsänderung A1 wird benutzt, um den Primärwiderstand R1 zu identifizieren. Der Identifizierungsschaltkreis 65 mißt auch das δ-Achse-Primärspannungssignal Δv1δ, die Primärspannungswinkelfrequenz ω0 und das Signal λ2d*/M* und benutzt sie, um eine Erregungsinduktivitätsänderung AM aus Gleichung (63) zu berechnen. Die berechnete Erregungsinduktivitätsänderung AM wird verwendet, um die Erregungsinduktivität M²/L2 zu identifizieren.
Um den γ-Achse-Primärspannungsbefehl v1γ* zu berechnen, aus Gleichung (25), kann hinsichtlich des Differentialoperators P der Berechnungsschaltkreis 48 ausgelegt sein, den Term R1* (1+L /R1 P) anstelle des Terms R1* zu verwenden. Dies bewirkt eine Steigerung der Vektorsteuerung hinsichtlich Steuerungsgenauigkeit und Ansprechzeit.
In Figur 8 ist eine zweite Ausführungsform der Vektorsteuerungsvorrichtung der Erfindung gezeigt. Die zweite Ausführungsform ähnelt der ersten Ausführungsform, abgesehen von der Anordnung der Proportional-Integral-Schaltkreise 70 und 74. Gleiche Bezugsziffern sind in Figur 8 bezüglich der äquivalenten, in Figur 7 gezeigten Komponenten verwendet worden.
Wenn die Sekundärflußänderung ignoriert wird, können die folgenden Gleichungen aus Gleichung (19) abgeleitet werden:
Wie aus den Gleichungen (67) und (68) zu erkennen ist, ändern sich v1γ und v1δ jeweils um einen Wert entsprechend der Zeitänderungsrate des entsprechenden Terms der Terme v1γ und v1δ mit einer raschen Änderung im Primärstrom Das heißt, die δ-Achse-Primärspannungsänderung enthält eine Komponente, die zur Sekundärwiderstandsänderung in Beziehung steht, und auch eine Komponente, die zur Zeitänderungsrate des Primärstromes in Beziehung steht, wohingegen die γ-Achse-Primärspannungsänderung eine Komponente, die zu den Primärwiderstands- und Erregungsinduktivitätsänderungen in Beziehung steht, und auch eine Komponente, die zur Zeitänderungsrate des Primärstromes in Beziehung steht, enthält.
In dieser Ausführungsform werden sowohl (1) die Primärspannungsänderungen (Δv1γ und Δv1δ) die die Terme L P i1γ und L P i1δ enthalten, als auch (2) die Primärspannungsände-
rungen (Δv1 I und Δv1δI) berechnet, die die Terme L P i1 und L P i1δ nicht enthalten. Die Primärspannungsänderungen Δv1γ und Δv1δ werden verwendet, um die Primärspannung zu steuern. Die Primärspannungsänderungen Δv1γI und Δv1δI werden verwendet, um die Sekundärwiderstandsänderung zu korrigieren und den Primärwiderstand zu identifizieren.
Der Proportional-Integral-Schaltkreis 70 umfaßt ein Proportionalelement 71, ein Integralelement 72 und einen Summierschaltkreis 73. Das Proportionalelement 71 berechnet einen Wert (i1γ* - i1γ) x L /Ts entsprechend L P ilγ, wobei Ts die Berechnungszeitperiode ist. Das Integralelement 72 integriert den Wert (i1γ* - i1γ). Der integrierte Wert wird zum berechneten Wert (i1γ* - i1γ) x L /Ts im Summierschaltkreis 73 addiert. Der addierte Wert Δv1γ wird dem Summierschaltkreis 56 zugeführt. Auf ähnliche Weise umfaßt der proportional-Integral-Schaltkreis 74 ein Proportionalelement 75, ein Integralelement 76 und einen Summierschaltkreis 77. Das Proportionalelement 75 berechnet einen Wert (i1δ* - i1δ) x L /Ts entsprechend L P i1δ. Das Integralelement 76 integriert den Wert (i1δ* - i1δ). Der integrierte Wert wird zum berechneten Wert (i1δ* - ilδ) x L /Ts im Summierschaltkreis 77 addiert, Der addierte Wert Δv1δ wird dem Summierschaltkreis 57 zugeführt. Die Werte (i1γ* - i1γ)/Ts und (i1δ* - i1δ)/Ts werden durch Differenzier-Elemente berechnet.
Mit dieser Anordnung sind die Werte Δv1γI und Δv1δ1 frei vom Einfluß einer plötzlichen Primärstromänderung. Es ist daher möglich, die Genauigkeit, mit der der Sekundärwiderstand korrigiert und der Primärstrom identifiziert wird, zu verbessern.
In Figur 9 ist eine modifizierte Form der zweiten Ausführungsform gezeigt, wo das δ-Achse-Primärspannungsänderungssignal Δv1δI dem Sekundärwiderstandsänderungsberechnungsschaltkreis 60 durch einen Filter 78 zugeführt wird, der für eine Zeitverzögerung erster Ordnung des δ-Achse-Primärspannungsänderungssignals Δv1δI sorgt. Da das δ-Achse-Spannungsänderungssignal Δv1δI Welligkeiten insbesondere bei niedrigen Frequenzen enthält, ist es wünschenswert, die Welligkeiten zu entfernen, um eine stabile Sekundärwiderstandsänderungskorrektur zu schaffen. Die Zeitkonstante des Filters 78A wird umgekehrt Proportional zur Primärspannungswinkelfrequenz ω0 variiert. Die Filtertransferfunktion G(S) wird dargestellt als G(S) = 1/1+ST1, wobei T1 = 1/f0 = 2πω0, T1 die Zeitkonstante des Filters, f0 die Ausgangsfrequenz des Inverters 40 und ω0 die Primärwinkelfrequenz ist. Zu diesem Zweck empfängt ein Zeitkonstante-Einstellschaltkreis 79 ein Primärspannungswinkelfrequenzsignal ω0 vom Summierschaltkreis 62, um die Zeitkonstante des Filters 78 umgekehrt proportional zur Primärspannungswinkelfrequenz ω0 zu variieren. Es ist wünschenswert, einen Begrenzer 79a zwischen dem Filter 78 und dem Zeitkonstante-Einstellschaltkreis 79 vorzusehen, um den Filtereffekt gemäß der Induktionsmotorgeschwindigkeit zu variieren.
In Figur 10 ist eine dritte Ausführungsform der Vektorsteuerungsvorrichtung der Erfindung gezeigt. Die dritte Ausführungsform ähnelt der ersten Ausführungsform, abgesehen davon, daß der Sekundärwiderstandsänderungsberechnungsschaltkreis 60 entfernt und durch einen Proportional-Integral- Schaltkreis 80 ersetzt ist. Gleiche Bezugszeichen sind in Figur 10 bezüglich der äquivalenten, in Figur 7 gezeigten Komponenten verwendet worden.
Der Proportional-Integral-Schaltkreis 80 empfängt einen Eingang von einem Summierschaltkreis 81, der die δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ, die vom Proportional-Integral- Schaltkreis 54 zugeführt wird, von einem δ-Achse-Primärspannungsänderungsbefehlswert Δv1δ*(=0) subtrahiert. Der Proportional-Integral-Schaltkreis 80 berechnet eine Schlupffrequenzänderung Δωs aus dem gegenwärtigen Schlupffrequenzbefehlswert ωs* Die berechnete Schlupffrequenzänderung Δωs wird vom Proportional-Integral-Schaltkreis 80 durch einen Schalter R2 einem Summierschaltkreis 83 zugeführt, wo sie zum Schlupffrequenzbefehlswert ωs* addiert wird, der vom Schlupffrequenzberechnungsschaltkreis 61 zugeführt wird. Der Schalter 82 öffnet, um das Signal vom Proportional-Integral-Schaltkreis 80 zum Summierschaltkreis 83 in Abhängigkeit von dem Befehlssignal vom Komparator 66 zu unterbrechen, das heißt, wenn der Induktionsmotor IM im Leerlauf ist. Der Schlupffrequenzberechnungsschaltkreis 61 berechnet den Schlupffrequenzbefehlswert ωs* aus der folgenden Gleichung, wobei angenommen wird, daß der zweite Widerstand R2 gegenüber seinem Befehlswert unverändert ist:
Der Schlupffrequenzbefehlswert ωs* wird vom Summierschaltkreis 83 dem Summierschaltkreis 62 zugeführt. Mit dieser Anordnung wird der Schlupffrequenzbefehlswert automatisch gemäß dem Sekundärwiderstand korrigiert. Die Proportional-Integral-Schaltkreise 52 und 54 können durch die Proportional-Integral-Schaltkreise 70 und 74 von Figur 8 ersetzt werden, um die Genauigkeit, mit der der Sekundärwiderstand korrigiert und der Primärstrom identifiziert wird, zu verbessern.
In Figur 11 ist eine modifizierte Form der dritten Ausführungsform gezeigt. Die δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ, die durch eine Sekundärwiderstandsänderung bewirkt wird, ist durch Gleichung (50) gegeben. Wie aus Gleichung (50) zu erkennen ist, ändert sich die δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ direkt Proportional zur Primärwinkelfrequenz ω0. Aus diesem Grund sind die Primärwinkelfrequenz ω0 und somit die δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ sehr klein in einer Region niedriger Frequenz oder in einem Zustand mit blockiertem Motor. Daher ist das Sekundärwiderstandskorrekturansprechen langsam, da die Werte Δv1δ und Δv1δI sehr klein sind. Diese Modifizierung verbessert die Ansprechzeit, indem ein Verstärkungssteuerungsschaltkreis 84 vorgesehen ist, der die Verstärkung Kp des Proportional-Integral-Schaltkreises 80 umgekehrt Proportional zur Primärwinkelfrequenz ω0 variiert gemäß Kp=Kp* x ωOTRQ/ω0, wobei Kp* die Verstärkung des Proportional-Integral-Schaltkreises 80 bei ω0TRQ und OTRQ die Grundwinkelfrequenz ist. Vorzugsweise wird die Betriebsstabilität des Proportional-Integral-Schaltkreises 80 gesteigert, indem ein Begrenzer 85 vorgesehen ist, der die Verstärkung Kp zwischen unteren und oberen Grenzen Kp1 und Kp2 begrenzt. Die Primärwinkelfrequenz ω0 ist auf ω0OTRQ und die Verstärkung Kp auf Kp* eingestellt, wenn die Primärwinkelfrequenz ω0 in einer Region mit stationärem oder Dauerausgang liegt.
In Figur 12 ist eine vierte Ausführungsform der Vektorsteuerungsvorrichtung der Erfindung gezeigt. Die vierte Ausführungsform ähnelt der dritten Ausführungsform, abgesehen davon, daß ein Multiplikationsschaltkreis 90 vorgesehen ist. Gleiche Bezugsziffern sind in Figur 12 bezüglich der äquivalenten, in Figur 10 gezeigten Komponenten verwendet worden.
Wenn eine plötzliche Änderung im Drehmomentstrombefehlssignal i1q* oder im Erregungsstrombefehlssignal λ2d*/M* auftritt, ändert sich die Schlupffrequenz ωs. Mit der Verwendung eines Proportional-Integral-Schaltkreises, der ausgelegt ist, ein Schlupffrequenzänderungssignal Δωs zu erzeugen, sollte sich das Schlupffrequenzänderungssignal mit einer Änderung im Befehlssignal i1q* oder λ2d*/M* ändern. Aus diesem Grund weist die Korrektur für Sekundärwiderstandsänderungen ein langsames Ansprechen auf eine Änderung im Drehmomentstrombefehlssignal i1q* oder im Erregungsstrombefehlssignal λ2d*/M* auf. Dieses Problem kann eliminiert werden, indem der Sekundärwiderstandskorrekturschaltkreis so ausgelegt wird, daß er direkt die Sekundärwiderstandsänderung K ausgibt. Unter Verwendung der Sekundärwiderstandsänderung K wird die Schlupffrequenz ausgedrückt als
Unter der Annahme, daß die Sekundärwiderstandsänderung K eine Konstante ist, ändert sich die Schlupffrequenzänderung Δωs mit einer Änderung im Befehlssignal i1q* oder λ2d*/M*, wie aus Gleichung (70) zu erkennen ist.
Der Proportional-Integral-Schaltkreis 80 empfängt einen Eingang vom Summierschaltkreis 81, der die δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ, die vom Proportional-Integral-Schaltkreis 54 zugeführt wird, von einem δ-Achse-Primärspannungsänderungsbefehlswert Δv1δ*(=0) subtrahiert. Der Proportional-Integral-Schaltkreis 80 berechnet eine Sekundärwiderstandsänderung K. Die berechnete Sekundärwiderstandsänderung K wird vom Proportional-Integral-Schaltkreis 80 durch den Schalter R2 dem Multiplikationsschaltkreis 90 zugeführt, wo sie mit dem Schlupffrequenzbefehlssignal ωs* multipliziert wird, das dem Schlupffrequenzberechnungsschaltkreis 61 zugeführt wird. Das Produkt Δωs=K x ωs* wird zum Schlupffrequenzbefehlssignal xs* addiert, das vom Schlupffrequenzberechnungsschaltkreis 61 im Summierschaltkreis 83 zugeführt wird. Der Ausgang des Summierschaltkreises 83 ist an den Summierschaltkreis 62 gekoppelt. Der Schalter 82 öffnet, um das Signal vom Proportional-Integral-Schaltkreis 80 zum Multiplikationsschaltkreis 90 in Abhängigkeit von dem Befehlssignal vom Komparator 66 zu unterbrechen, das heißt, wenn der Induktionsmotor IM im Leerlauf ist.
In Figur 13 ist eine Modifizierung der vierten Ausführungsform gezeigt. In dieser Modifizierung sind die Proportional- Integral-Schaltkreise 52 und 54 durch die Proportional- Integral-Schaltkreise 70 und 74 von Figur 8 ersetzt, um die Genauigkeit, mit der der Sekundärwiderstand korrigiert und der Primärstrom identifiziert wird, zu verbessern.
In Figur 14 ist eine weitere modifizierte Form der vierten Ausführungsform gezeigt. Die δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ, die durch eine Sekundärwiderstandsänderung bewirkt wird, ist durch Gleichung (50) gegeben. Wie aus Gleichung (50) zu erkennen ist, ändert sich die δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ direkt Proportional zur Primärwinkelfrequenz ω0. Aus diesem Grund sind die Primärwinkelfrequenz ω0 und somit die δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ sehr klein in einer Region niedriger Frequenz oder in einem Zustand mit blockiertem Motor. Daher ist das Sekundärwiderstandskorrekturansprechen langsam, da die Werte Δv1δ und Δv1δI sehr klein sind. Diese Modifzierung verbessert die Ansprechzeit, indem ein Verstärkungssteuerungsschaltkreis 91 vorgesehen ist, der die Verstärkung Kp des Proportional-Integral-Schaltkreises 80 umgekehrt proportional zur Primärwinkelfrequenz ω0 variiert gemäß Kp=Kp* x ωOTRQ/ω0, wobei Kp* die Verstärkung des Proportional-Integral-Schaltkreises 80 bei ω0TRQ und ωOTRQ die Grundwinkelfrequenz ist. Vorzugsweise wird die Betriebsstabilität des Proportional-Integral- Schaltkreises 80 gesteigert, indem ein Begrenzer 92 vorgesehen ist, der die Verstärkung Kp zwischen unteren und oberen Grenzen Kp1 und Kp2 begrenzt. Die Primärwinkelfrequenz ω0 ist auf ω0TRQ und die Verstärkung Kp auf Kp* eingestellt, wenn die Primärwinkelfrequenz ω0 in einer Region mit stationärem oder Dauerausgang liegt.
Wie in Verbindung mit den Figuren 11 und 14 beschrieben ist, ist die δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ, die durch eine Sekundärwiderstandsänderung bewirkt wird, durch Gleichung (50) gegeben. Wie aus Gleichung (50) zu erkennen ist, ändert sich die δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ direkt proportional zur Primärwinkelfrequenz ω0. Aus diesem Grund sind die Primärwinkelfrequenz ω0 und somit die δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ sehr klein in einer Region niedriger Frequenz oder in einem Zustand mit blockiertem Motor. Somit ist das Sekundärwiderstandskorrekturansprechen langsam, da die Werte Av1δ und Δv1δI sehr klein sind. Es ist daher erwünscht, die Genauigkeit, mit der die Sekundärwiderstandsänderungskorektur vorgenommen wird, zu erhöhen und die Identifizierungszeit zu verkürzen. Wie aus Gleichung (50) zu erkennen ist, ist die δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ direkt proportional zur Primärspannungswinkelfrequenz ω0. Da die Primärspannungswinkelfrequenz ω0 gleich der Schlupffrequenz in einem Zustand mit blockiertem Motor (ωr=0) ist, ist die δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ direkt proportional zur Schlupffrequenz ωs. Der Schlupffrequenzbefehlswert ωs* ist gegeben durch
Wenn der Drehmomentstrombefehlswert i1q* klein ist (bei Bedingungen geringer Last), sind der Schlupffrequenzbefehlswert ωs* und somit die δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ klein. Eine mechanische Bremse, die normalerweise mit dem Induktionsmotor IM verwendet wird, gestattet, daß der Induktionsmotor IM in einem Zustand mit blockiertem Motor antreibt. Wenn der Drehmomentstrombefehlswert i1q* auf einen großen Wert (beispielsweise 50% bis 100% seines maximalen Wertes) bei wirksamer Bremse eingestellt ist, um den Induktionsmotor in einem Zustand mit blockiertem Motor anzutreiben, sind der Schlupffrequenzbefehlswert ωs* und somit die δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ groß. Die große δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ wird verwendet, um die Sekundärwiderstandsänderung aus Gleichung (53) zu berechnen oder den Proportional-Integral-Schaltkreis 80 zu betreiben und somit die Genauigkeit der Sekundärwiderstandsänderungskorrektur zu erhöhen und die Identifizierungszeit zu verkürzen.
Figur 15 ist ein Flußdiagramm der Programmierung des Digitalcomputers, der in der Induktionsmotorvektorsteuerungsvorrichtung verwendet wird, um die Sekundärwiderstandsänderung zu berechnen. Das Computerprogramm beginnt am Punkt 102. Am Punkt 104 im Programm wird der Induktionsmotor IM gebremst. Am Punkt 106 im Programm wird der Drehmomentstrombefehlswert i1q* auf einen großen Wert (beispielsweise 50% bis 100% seines maximalen Wertes) gesetzt. Am Punkt 108 im Programm wird der Wert (1 + K) als eine Funktion der δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ aus Gleichung (53) berechnet. Am Punkt 110 im Programm wird der berechnete Wert (1 + K) gehalten. Der gehaltene Wert wird als ein Anfangswert der Sekundärwiderstandsänderung verwendet, wenn der Induktionsmotor IM in einen normalen Betriebszustand zurückkehrt. Das Programm geht dann zum Endpunkt 112 weiter.
Figur 16 ist ein Flußdiagramm der Programmierung des Digitalcomputers, der in der Induktionsmotorvektorsteuerungsvorrich tung verwendet wird, um den Proportional-Integral-Schaltkreis 80 zu betreiben. Das Computerprogramm beginnt am Punkt 202. Am Punkt 204 im Programm wird der Induktionsmotor IM gebremst. Am Punkt 206 im Programm wird der Drehmomentstrombefehlswert i1q* auf einen großen Wert (beispielsweise 50% bis 100% seines maximalen Wertes) gesetzt. Am Punkt 208 im Programm wird der Proportional-Integral-Schaltkreis 80 betrieben, wobei die δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ an den Eingang des Proportional-Integral-Schaltkreises 80 angelegt ist. Am Punkt 210 im Programm wird ein Zähler eingestellt. Am Punkt 212 im Programm wird festgestellt, ob der Zähler eine Zählung entsprechend einer Zeit, die für die Identifizierung erforderlich ist, akkumuliert oder nicht. Wenn die Antwort auf diese Frage "ja" ist, geht das Programm zum Punkt 214 weiter. Andernfalls kehrt das Programm zum Punkt 212 zurück. Am Punkt 214 im Programm wird der Ausgang des Proportional-Integral-Schaltkreises 80 gehalten. Die gehaltene Sekundärwiderstandsänderung wird als ein Anfangswert der Sekundärwiderstandsänderung verwendete wenn der Induktionsmotor IM in einen normalen Betriebszustand zurückkehrt. Im Anschluß daran geht das Programm zum Endpunkt 216 weiter.

Claims

1. Eine Vorrichtung, die ein rotierendes kartesisches Koordinatensystem (d, q) mit einer d-Achse und einer q-Achse einsetzt, wobei die d-Achse in Koinzidenz mit einem Sekundärfluß des Induktionsmotors (IM) gehalten wird, zur Vektorsteuerung eines Induktionsmotors einstellbarer Geschwindigkeit, welche umfaßt:

Mittel (40) zum Anlegen eines Primärstromes und einer Primärspannung, um den Induktionsmotor anzutreiben;

Mittel (PP, 42), die auf eine Induktionsinotorwinkelgeschwindigkeit empfindlich sind, um einen Induktionsmotorwinkelgeschwindigkeitswert ωr zu erzeugen;

Mittel (43) zum Erzeugen eines d-Achse-Sekundärflußbefehlswertes λ2d*;

Mittel (44) zum Berechnen eines d-Achse-Primärstrombefehlswertes i1d* als eine Funktion des d-Achse-Sekundärflußbefehlswertes λ2d* und eines Sekundärzeitkonstantenbefehlswertes L2*/R2*;

Mittel (46) zum Erzeugen eines q-Achse-Primärstrombefehlswertes i1q*;

Mittel (47), die ein rotierendes kartesisches Koordinatensystem (γ, δ) mit einer u-Achse und einer δ-Achse einsetzen, wobei die γ-Achse in Koinzidenz mit dem Primärstrom I1 gehalten wird, um einen γ-Achse-Primärstrombefehlswert i1γ* und einen Phasenwinkel, ψ der γ-Achse bezüglich der d-Achse als eine Funktion der Primärstrombefehlswerte i1d* und i1q* zu berechnen;

Mittel (48) zum Berechnen der γ- und δ-Achse-Primärspannungsbefehlswerte v1γ* und v1δ* als eine Funktion des γ-Achse-Primärstrombefehlswertes i1γ *, des Phasenwinkels λ, des d-Achse-Sekundärflußbefehlswertes λ2d* und einer Primärspannungswinkelfreguenz ω0;

Mittel 50 zum Wahrnehmen des Primärstromes und zum Konvertieren des wahrgenommenen Primärstromes in γ- und δ-Achse-Primärstromwerte i1γ und i1δ;

Mittel (51, 52) zum Berechnen einer γ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1γ als eine Funktion des γ-Achse-Primärstromwertes i1γ und des γ-Achse-Primärstrombefehlswertes i1γ*;

Mittel (53, 54) zum Berchnen einer δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ als eine Funktion des δ-Achse-Primärstromwertes i1δ und eines δ-Achse-Primärstrombefehlswertes i1δ*;

Mittel (56), um die γ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1γ zu dem γ-Achse-Primärspannungsbefehlswert v1γ* zu addieren und somit ein γ-Achse-Primärspannungsbefehlssignal v1γ zu erzeugen;

Mittel (57), um die δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ zu dem δ-Achse-Primärspannungsbefehlswert v1δ* zu addieren und somit ein δ-Achse-Primärspannungsbefehlssignal v1δ zu erzeugen;

Mittel (60) zum Berechnen einer Sekundärwiderstandsänderung (K) als eine Funktion des d-Achse-Primärstrombefehlswertes i1d*, des q-Achse-Primärstrombefehlswertes i1q*, des γ-Achse-Primärstrombefehlswertes i1γ*, des d-Achse-Sekundärflußbefehlswertes λ2d*, der Primärspannungswinkelfrequenz ω0, des Erregungsinduktivitätsbefehlswertes M*, des Sekundärinduktivitätsbefehlswertes L2* und der δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ gemäß der Gleichung

Mittel (61) zum Korrigieren des Sekundärzeitkonstantenbefehlswertes L2*/R2* gestützt auf die Sekundärwiderstandsänderung;

Mittel (61) zum Berechnen einer Schlupffrequenz ωs als eine Funktion des q-Achse-Primärstrombefehlswertes i1q*, des d-Achse-Sekundärflußbefehlswertes λ2d* und des korrigierten Sekundärzeitkonstantenbefehlswertes;

Mittel (62), um die Schlupffrequenz ωs zu dem Induktionsmotorwinkelgeschwindigkeitswert ωr zu addieren und somit die Primärspannungswinkelfrequenz ω0 zu erzeugen, und

Mittel (58, 41) zum Steuern der Motorantriebsmittel, um die Primärspannung gestützt auf die Primärspannungsbefehlssignale v1γ und v1δ und die Primärspannungswinkelfrequenz ω0 einzustellen.

2. Die Induktionsmotor-Vektorsteuerungsvorrichtung wie in Anspruch 1 beansprucht, worin der δ -Achse-Primärspannungsänderungsbefehlswert Δv1δ null ist.

3. Die Induktionsmotor-Vektorsteuerungsvorrichtung wie in Anspruch 1 beansprucht, worin das γ- und δ-Achse-Primärspannungsbefehlswert-Berechnungsmittel die γ- und δ-Achse-Primärspannungsbefehlswerte v1γ* und v1δ* berechnet, und zwar gemäß

wobei R1 der Primärwiderstand des Induktionsmotors, M die Erregungsinduktivität des Induktionsmotors und L2 die Sekundärinduktivität des Induktionsmotors ist, und worin die lnduktionsmotar-Vektorsteuerungsvorrichtung vorzugsweise weiter umfaßt Mittel zum Berechnen einer Änderung A1 im Primärwiderstand R1 als eine Funktion des Primärwiderstands R1, der γ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1γ und des d-Achse-Primärstrombefehlswertes i1d*, wenn der Induktionsmotor im Leerlauf ist, Mittel zum Korrigieren des Primärwiderstands R1 gestützt auf die berechnete Primärwiderstandsänderung A1, Mittel zum Berechnen einer Änderung AM in der Erregungsinduktivtät M als eine Funktion der Erregungsinduktivität M, der δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ, der Primärspannungswinkelfrequenz ω0 und des d-Achse-Sekundärflußbefehlswertes λ2d*, wenn der lnduktionsinotor im Leerlauf ist, und Mittel zum Korrigieren der Erregungsinduktivität M gestützt auf die berechnete Erregungsinduktivitätsänderung AM.

4. Die Induktionsmotor-Vektorsteuerungsvorrichtung wie in Anspruch 1 beansprucht, worin das γ- und δ-Achse-Primärspannungsbefehlswert- Berechnungsmittel die γ- und δ-Achse-Primärspannungsbefehlswerte v1γ* und v1δ* berechnet, und zwar gemäß

wobei R1 der Primärwiderstand des Induktionsmotors, M die Erregungsinduktivität des Induktionsmotors, L2 die Sekundärinduktivität des Induktionsmotors und P ein differenzierender Operator ist, und worin die lnduktionsmotor-Vektorsteuerungsvorrichtung vorzugsweise weiter umfaßt Mittel zum Berechnen einer Änderung A1 im Primärwiderstand R1 als eine Funktion des Primärwiderstands R1, der γ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1γ und des d-Achse-Primärstrombefehlswertes i1d*, wenn der Induktionsmotor im Leerlauf ist, Mittel zum Korrigieren des Primärwiderstands R1 gestützt auf die berechnete Primärwiderstandsänderung A1, Mittel zum Berechnen einer Änderung AM in der Erregungsinduktivität M als eine Funktion der Erregungsinduktivität M, der δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ, der Primärspannungswinkelfrequenz ω0 und des d-Achse-Sekundärflußbefehlswertes γ2d*, wenn der Induktionsmotor im Leerlauf ist, und Mittel zum Korrigieren der Erregungsinduktivität M gestützt auf die berechnete Erregungsinduktivitätsänderung AM.

5. Die Induktionsmotor-Vektorsteuerungsvorrichtung wie in Anspruch 1 beansprucht mit:

Mitteln (53) zum Subtrahieren des δ-Achse-Primärstromes i1δ von dem δ-Achse-Primärstrombefehlswert i1δ*, um eine Differenz (i1δ* - i1δ) zu erzeugen;

Mitteln (75) zum Multiplizieren der Differenz (i1δ* - i1δ) mit einer Streuinduktivität L , um einen multiplizierten Wert (i1δ* - i1δ) L zu erzeugen;

Mitteln (76) zum Integrieren der Differenz (i1δ* - i1δ), um einen integrierten Wert Δv1δI zu erzeugen;

Mitteln (77), um den multiplizierten Wert zu dem integrierten Wert zu addieren und somit eine δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ zu erzeugen;

und worin die δ-Achse-Primärspannungsänderung, die von den Mitteln (60) zum Berechnen einer Sekundärwiderstandsänderung verwendet wird, der integrierte Wert Δv1δI ist.

6. Die Induktionsmotor-Vektorsteuerungsvorrichtung wie in Anspruch 5 beansprucht, worin der δ-Achse-Primärspannungsänderungsbefehlswert Δv1δ null ist.

7. Die Induktionsmotor-Vektorsteuerungsvorrichtung wie in Anspruch 5 beansprucht, ferner mit Filtermitteln (78) mit einer Zeitkonstante, um den integrierten Wert Δv1δI, der den Sekundärwiderstandsänderung-Berechnungsmitteln zugeführt wird, mit einer Zeitverzögerung erster Ordnung zu versehen, und mit Mitteln (79) zum Steuern der Zeitkonstante der Filtermittel umgekehrt proportional zur Primärspannungswinkelfrequenz ω0.

8. Die Induktionsmotor-Vektorsteuerungsvorrichtung wie in Anspruch 5 beansprucht, worin das γ-Achse-Primärspannungsänderung-Berechnungsmittel (70) umfaßt:

Mittel (51), um den γ-Achse-Primärstrom i1γ von dem γ-Achse-Primärstrombefehlswert i1γ* zu subtrahieren und somit eine Differenz (i1γ* - i1γ) zu erzeugen;

Mittel (71) zum Multiplizieren der Differenz (i1γ* - i1γ) mit einer Streuinduktivität L , um einen multiplizierten Wert (i1γ* - i1γ) La zu erzeugen;

Mittel (72) zum Integrieren der Differenz (i1γ* - i1γ), um einen integrierten Wert Δv1yI zu erzeugen; und

Mittel (73), um den multiplizierten Wert zu dem integrierten Wert zu addieren und somit die γ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1y zu erzeugen; und worin das γ- und δ-Achse-Primärspannungsbefehlswert-Berechnungsmittel (70, 74) vorzugsweise die γ- und δ-Achse-Primärspannungsbefehlswerte v1γ* und v1δ* berechnet, und zwar gemäß

wobei R1 der Primärwiderstand des Induktionsmotors, M die Erregungsinduktivität des Induktionsmotors und L2 die Sekundärinduktivität des Induktionsmotors ist.

9. Die Induktionsmotor-Vektorsteuerungsvorrichtung wie in Anspruch 8 beansprucht, ferner mit Mitteln zum Berechnen einer Änderung A1 im Primärwiderstand R1 als eine Funktion des Primärwiderstands R1, des integrierten Wertes Δv1γI und des d-Achse-Primärstrombefehlswertes i1d*, wenn der Induktionsmotor im Leerlauf ist, Mitteln zum Korrigieren des Primärwiderstands R1 gestützt auf die berechnete Primärwiderstandsänderung A1, Mitteln zum Berechnen einer Änderung AM in der Erregungsinduktivität M als eine Funktion der Erregungsinduktivität M, des integrierten Wertes Δv1δI, der Primärspannungswinkelfrequenz ω0 und des d-Achse-Sekundärflußbefehlswertes λ2d*, wenn der Induktionsmotor im Leerlauf ist, und Mitteln zum Korrigieren der Erregungsinduktivität M gestützt auf die berechnete Erregungsinduktivitätsänderung AM, worin die Induktionsmotor-Vektorsteuerungsvorrichtung vorzugsweise weiter umfaßt Filtermittel mit einer Zeitkonstante, um den integrierten Wert Δv1δI, der den Sekundärwiderstandsänderung-Berechnungsmitteln zugeführt wird, mit einer Zeitverzögerung erster Ordnung zu versehen, und Mittel zum Steuern der Zeitkonstante der Filtermittel umgekehrt proportional zur Primärspannungswinkelfrequenz ω0.

10. Die Induktionsmotor-Vektorsteuerungsvorrichtung wie in Anspruch 8 beansprucht, worin das γ- und δ-Achse-Primärspannungsbefehlswert-Berechnungsmittel die γ- und δ-Achse-Primärspannungsbefehlswerte v1γ* und v1δ* berechnet, und zwar gemäß

wobei R1 der Primärwiderstand des Induktionsmotors, M die Erregungsinduktivität des Induktionsmotors, L2 die Sekundärinduktivität des Induktionsmotors und P ein differenzierender Operator ist, worin die Induktionsmotor-Vektorsteuerungsvorrichtung vorzugsweise weiter umfaßt Mittel zum Berechnen einer Änderung A1 im Primärwiderstand R1 als eine Funktion des Primärwiderstands R1, des integrierten Wertes Av1γI und des d-Achse-Primärstrombefehlswertes i1d*, wenn der Induktionsmotor im Leerlauf ist, Mittel zum Korrigieren des Primärwiderstands R1 gestützt auf die berechnete Primärwiderstandsänderung A1, Mittel zum Berechnen einer Änderung AM in der Erregungsinduktivität M als eine Funktion der Erregungsinduktivität M, des integrierten Wertes Δv1δI, der Primärspannungswinkelfrequenz ω0 und des d-Achse-Sekundärflußbefehlswertes λ2d*, wenn der Induktionsmotor im Leerlauf ist, und Mittel zum Korrigieren der Erregungsinduktivität M gestützt auf die berechnete Erregungsinduktivitätsänderung AM, und worin die Induktionsmotor-Vektorsteuerungsvorrichtung vorzugsweise weiter umfaßt Filtermittel mit einer Zeitkonstante, um den integrierten Wert Δv1δI, der den Sekundärwiderstandsänderung-Berechnungsmitteln zugeführt wird, mit einer Zeitverzögerung erster Ordnung zu versehen, und Mittel zum Steuern der Zeitkonstante der Filtermittel umgekehrt proportional zur Primärspannungswinkelfrequenz ω0.

11. Eine Vorrichtung, die ein rotierendes kartesisches Koordinatensystem (d, q) mit einer d-Achse und einer g-Achse einsetzt, wobei die d-Achse in Koinzidenz mit einem Sekundärfluß des Induktionsmotors (IM) gehalten wird, zur Vektorsteuerung eines Induktionsmotors einstellbarer Geschwindigkeit, welche umfaßt:

Mittel (PP, 42), die auf eine Induktionsmotorwinkelgeschwindigkeit empfindlich sind, um einen Induktionsmotorwinkelgeschwindigkeitswert ωr zu erzeugen;

Mittel (43) zum Erzeugen eines d-Achse-Sekundärflußbefehlswertes λ2d*;

Mittel (44) zum Berechnen eines d-Achse-Primärstrombefehlswertes i1d* als eine Funktion des d-Achse-Sekundärflußbefehlswertes λ2d* und eines Sekundärzeitkonstantenbefehlswertes L2*/P2*;

Mittel (46) zum Erzeugen eines q-Achse-Primärstrombefehlswertes i1q*;

Mittel (47), die ein rotierendes kartesisches Koordinatensystem (γ, δ) mit einer γ-Achse und einer δ-Achse einsetzen, wobei die γ-Achse in Koinzidenz mit dem Primärstrom I1 gehalten wird, um einen γ-Achse-Primärstrombefehlswert i1γ* und einen Phasenwinkel ψ der γ-Achse bezüglich der d-Achse als eine Funktion der Primärstrombefehlswerte i1d* und i1q* zu berechnen;

Mittel (48) zum Berechnen der γ- und δ-Achse-Primärspannungsbefehlswerte v1γ* und v1δ* als eine Funktion des γ-Achse-Primärstrombefehlswertes i1γ*, des Phasenwinkels ψ, des d-Achse-Sekundärflußbefehlswertes λ2d* und einer Primärspannungswinkelfrequenz ω0;

Mittel (51, 52) zum Berchnen einer γ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1y als eine Funktion des γ-Achse-Primärstromwertes i1γ und des γ-Achse-Primärstrombefehlswertes i1γ*;

Mittel (53, 54) zum Berechnen einer δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ als eine Funktion des δ-Achse-Primärstromwertes i1δ und eines δ-Achse-Primärstrombefehlswertes i1δ*;

Mittel (56), um die γ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1y zu dem γ-Achse-Primärspannungsbefehlswert v1γ* zu addieren und somit ein γ-Achse-Primärspannungsbefehlssignal v1γ zu erzeugen;

Mittel (57), um die δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1γ zu dem δ-Achse-Primärspannungsbefehlswert v1δ* zu addieren und somit ein δ-Achse-Primärspannungsbefehlssignal v1δ zu erzeugen;

Mittel (61) zum Berechnen eines Schlupffrequenzbefehlswertes ωs* als eine Funktion des q-Achse-Primärstrombefehlswertes i1q* und des d-Achse-Sekundärflußbefehlswertes λ2d*;

Mittel (R1) zum Berechnen einer Differenz der δ-Achse- Primärspannungsänderung Δv1δ von einem δ-Achse-Primärspannungsänderungsbefehlswert;

Mittel (80) zum Berechnen einer Schlupffrequenzänderung Δωs als eine Funktion der berechneten Differenz;

Mittel (83), um die Schlupffrequenzänderung Δωs zu dem Schlupffrequenzbefehlswert ωs* zu addieren und somit eine schlupffrequenz ωS zu erzeugen;

Mittel (62), um die Schlupffreguenz ωs zu dem Induktionsmotorwinkelgeschwindigkeitswert ωr zu addieren und somit die Primärspannungswinkelfrequenz ω0 zu erzeugen, und

12. Die Induktionsmotor-Vektorsteuerungsvorrichtung wie in Anspruch 11 beansprucht, worin der δ-Achse-Primärspannungsänderungsbefehlswert Δv1δ null ist, und/oder worin das Schlupffrequenzänderung-Berechnungsmittel ein Proportional-Integral-Verstärker mit einer variablen Verstärkung ist, und/oder worin die Induktionsmotor-Vektorsteuerungsvorrichtung ferner Mittel zum Steuern der Verstärkung des Proportional-Integral-Verstarkers umgekehrt proportional zur Primärspannungswinkelfrequenz ω0 umfaßt, und/oder worin das γ- und δ-Achse-Primärspannungsbefehlswert-Be rechnungsmittel die γ- und δ-Achse-Primärspannungsbefehlswerte v1γ* und v1δ* berechnet, und zwar gemäß

wobei R1 der Primärwiderstand des Induktionsmotors, M die Erregungsinduktivität des Induktionsmotors und L2 die Sekundärinduktivität des Induktionsmotors ist, worin die Induktionsmotor-Vektorsteuerungsvorrichtung optional ferner umfaßt Mittel zum Berechnen einer Änderung A1 im Primärwiderstand R1 als eine Funktion des Primärwiderstands R1, der γ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1γ und des d-Achse-Primärstrombefehlswertes i1d*, wenn der Induktionsmotor im Leerlauf ist, Mittel zum Korrigieren des Primärwiderstands R1 gestützt auf die berechnete Primärwiderstandsänderung A1, Mittel zum Berechnen einer Änderung AM in der Erregungsinduktivität M als eine Funktion der Erregungsinduktivität M, der δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ, der Primärspannungswinkelfrequenz ω0 und des d-Achse-Sekundärflußbefehlswertes γ2d*, wenn der Induktionsmotor im Leerlauf ist, und Mittel zum Korrigieren der Erregungsinduktivität M gestützt auf die berechnete Erregungs induktivitätsänderung AM.

13. Die Induktionsmotor-Vektorsteuerungsvorrichtung wie in Anspruch 11 beansprucht, worin das γ- und δ-Achse-Primärspannungsbefehlswert-Berechnungsmittel die γ- und δ-Achse-Primärspannungsbefehlswerte v1γ* und v1δ* berechnet, und zwar gemäß

wobei R1 der Primärwiderstand des Induktionsmotors, M die Erregungsinduktivität des Induktionsmotors, L2 die Sekundärinduktivität des Induktionsmotors und P ein differenzierender Operator ist, worin die Induktionsmotor-Vektorssteuerungsvorrichtung vorzugsweise weiter umfaßt Mittel zum Berechnen einer Änderung A1 im Primärwiderstand RI als eine Funktion des Primärwiderstands R1, der γ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1γI und des d-Achse-Primärstrombefehlswertes i1d*, wenn der Induktionsmotor im Leerlauf ist, Mittel zum Korrigieren des Primärwiderstands RI gestützt auf die berechnete Primärwiderstandsänderung A1, Mittel zum Berechnen einer Änderung AM in der Erregungsinduktivität M als eine Funktion der Erregungsinduktivität M, der δ-Achse-Primärspannungsänderung Δv1δ, der Primärspannungswinkelfrequenz ω0 und des d-Achse-Sekundärflußbefehlswertes λ2d*, wenn der Induktionsmotor im Leerlauf ist, und Mittel zum Korrigieren der Erregungsinduktivität M gestützt auf die berechnete Erregungsinduktivitätsänderung AM.

14. Die Induktionsmotor-Vektorsteuerungsvorrichtung wie in Anspruch 11 beansprucht, worin das Schlupffreguenzänderung-Berechnungsmittel umfaßt Mittel zum Berechnen einer Sekundärwiderstandsänderung K als eine Funktion der berechneten Differenz und Mittel zum Multiplizieren der Sekundärwiderstandsänderung K mit dem Schlupffreguenzbefehl ωs*, um die schlupffrequenzänderung Δωs zu erzeugen.

15. Die Induktionsmotor-Vektorsteuerungsvorrichtung wie in Anspruch 11 beansprucht mit:

Mitteln (53), um den δ-Achse-Primärstrom i1δ von dem δ-Achse-Primärstrombefehlswert i1δ* zu subtrahieren und somit eine Differenz (i1δ* - i1δ) zu erzeugen;

Mitteln (75) zum Multiplizieren der Differenz (i1δ* - i1δ) mit einer Streuinduktivität L , um einen multiplizierten Wert (i16* - i1δ) La zu erzeugen;

Mitteln (76) zum Integrieren der Differenz (i1δ* - i16), um einen integrierten Wert Δv1δI zu erzeugen;

Mitteln (80) zum Berechnen einer Sekundärwiderstandsänderung K als eine Funktion der berechneten Differenz;

Mitteln (90) zum Multiplizieren der berechneten Differenz mit dem schlupffrequenzbefehlswert ωs*, um eine schlupffrequenzänderung Δωs zu erzeugen, und/oder worin der δ-Achse-Primärspannungsänderungsbefehlswert Δv1δ null ist, und/oder worin das Schlupffreguenzänderung- Berechnungsmittel ein Proportional-Integral-Verstärker mit einer variablen Verstärkung ist, und worin die Induktionsmotor-Vektorsteuerungsvorrichtung vorzugsweise weiter Mittel zum Steuern der Verstärkung des Proportional- Integral-Verstärkers umgekehrt proportional zur Primärspannungswinkelfrequenz ω0 umfaßt.