DE2704707B2 - Vertikalablenkschaltung für Fernsehempfänger mit Steuerung der Stromüberlappung geschalteter Ausgangsstufen - Google Patents

Description

J5 Die Erfindung betrifft eine Vertikalablenkschaltung für einen Fernsehempfänger, wie sie im Oberbegriff des Anspruchs I vorausgesetzt ist.

Vertikale Stromübernahmeverzerrungen erscheinen auf dem Bildschirm einer Röhre a>s horizontale weiße

*o Balken in der Mitte des Rasters. Strornübernahmeverzerrungen werden verursacht durch Nichtlinearitäten der Vertikalablenksägezahnschwingungsform. Stromübernahmeverzerrungen machen sich am meisten bemerkbar in Vertikalablenkschaltungen mit zwei

■*5 aktiven Ausgangselementen, die abwechselnd während des Vertikalablenkintervalls leiten. Die Stromübernahmeverzerrung beginnt in dem Gebiet, in welchem das zweite aktive Ausgangselement die Last vom ersten aktiven Ausgangstlement in der Nähe des Ablenk-

⁵⁽¹ stromwertes Null übernimmt. Ablenkschaltungen mitzwei aktiven Ausgangselementen sind beispielsweise übliche B-Verstärker, D-Verstärker und geschaltete Vertikalablenkschaltungcn, von welch letzterem ein Beispiel in der DE-OS 26 03 162 beschrieben ist.

Der tiefere Grund für die Ablenkstromverzerrungen beim Nulldurchgang ist bei diesen drei Systemen unterschiedlich. Bei B-Schaltungen treten Stromübernahmeverzerrungen wegen der nichtlinearen Steilheit (der Kollektorstrom-Basis-Emitter-Spannungs-Kennli-

^h0 nie) der Ausgangstransistoren im Arbeitspunkt in der Nähe des Kollektorstroms Null auf. Stromübernahmeverzerrungen bei B-Verstärkern lassen sich grundsätzlich auf einen akzeptablen Wert verringern, wenn man — in Verbindung mit einer amplitudenabhängigen Gegenkopplung über den Verstärker — einen endlichen Minimalstrom (Leerlaufstrom) durch die Ausgangstransistoren vorsieht. Bei D-Verstärkern, bei welchen der Vertikalablenkwicklung Rechteckspannungsimpulse

konstanter Amplitude aber unterschiedlichen Tastverhältnisses zugeführt werden, rühren Stromübernahmeverzerrungen vom endlichen Spannungsabfall an den Dioden her, die einen Teil der Ausgangsschalter darstellen. Stromübernahmeverzerrungen bei D-Verstärkern lassen sich kleinhalten durch geeignete Impedanztransformationen oder durch Leitung des Ausgangsschalttransistors in Gegenrichtung, wie dies im US-Patent 3«* 39 380 beschrieben ist.

Eine geschaltete Vertikalablenkschaltung, wie sie in der erwähnten DE-OS 26 03 162 beschrieben ist, zeigt Stromübernahmeverzerrungen aufgrund der Form der Rücklaufimpulse des Ferhsehhorizontalablenksystems. Das geschaltete Vertikalablenksystern erhält seine Leistung unmittelbar aus den Horizontalrücklaufimpulsen. Diese werden ausgetastet, und aus ihnen abgeleitete Stromimpulse, deren Amplitude und Polarität mit der Vertikaiirequenz verändert wird, werden zur Ladung eines Kondensators benutzt. Eine Vertikalablenkwicklung ist über den Kondensator geschaltet, und der durch die Abienkwicklung fließende Kondensatorentladungsstrom ist der Vertikalsägezahnablenkstrom.

Die Steuerung der beiden entgegengesetzt gepolten Stromimpulse, von denen der Sägezahnstrom im geschalteten Vertikalablenksystem abgeleitet wird, erfolgt mit Hilfe eines Transistorschalters für jede Strompolarität. Während des ersten Abschnittes des Vertikalablenkintervalles wird ein erster Transistorschalter in den Leitungszustand gesteuert, und zwar zu einem Zeitpunkt, der zunehmend gegenüber den Vorderflanken der Horizontalrücklaufimpulse verzögert wird. Auf diese Weise werden während der ersten Hälfte des Vertikalablenkintervalls Stromimpulse abnehmender Amplitude mit einer ersten Polarität dem Sägezahnkondensator zugeführt. Während der zweiten Hälfte des Ablenkintervalls wird der erste Thyristor nicht eingeschaltet, sondern der zweite Thyristor wird zu einem Zeitpunkt während des Rücklaufintervalls eingeschaltet, der während des übrigen Teiles des Ablenkinten ills zunehmend vorverlegt wird. Dadurch werden Stromimpulse zunehmender Amplitude dem Sägezahnkondensator zugeführt, und es entsteht ein entsprechender Sägezahnablenkstrom.

Da der Vertikalablenkstrom in einer geschalteten Vertikalablenkschaltung durch die zeitabhängige Tastung unmittelbar aus den Horizonulrücklaufimpulsen abgeleitet wird, führen zeitabhängige Schwankungen der Amplitude der Horizontalrücklaufimpulse zu Nichtlinearitäten des abgeleiteten Stroms. Insbesondere wenn in der Nähe der Mitte der Vertikalablenkung, wenn der erste Schalter nahe dem Ende des Horizonta!"ücklaufintervall.> eingeschaltet wird und einen Impuls kurzer Dauer liefert, welcher einen niedrigen mittleren Ablenkstrom darstellt, dann ergibt die kleine Amplitude des sinusförmigen Horizontalrücklaufspannungsimpulses am Ende des Rücklaufimpulsintervalls einen getasteten Stromimpuls unproportional kleiner Amplitude. So kann der Vertikalablenkstrom nahe der Mitte des Vertikalablenkintervalls den Strom Null zu früh erreichen, so daß eine Nulldurchgangsverzerrung als helle weiße Linie im Raster erscheint.

Stromübergangsverzerrungen in einer geschalteten Vertikalablenkschaltung lassen sich nicht kompensieren durch eine amplitudenabhängige Gegenkopplung, weil die Rückflanke der Horizontalrücklaufimpulse ungenügend Energie zur Liderung der erforderlichen mittleren Leistung enthält. Um dises Problem zu überwinden, wird der Zeitpunkt gegenüber dem Horizontalrücklaufintervall, bei welchem der erste und der zweite Schalter in der Nähe der Mitte des VertikalablenkintervaUs gemäß dem Stande der Technik umgeschaltet werden, auf einen Zeitpunkt verschoben, bei dem Horizontalrücklaufimpuls nennenswerte Energie enthält Dies führt zu einer Überlappungsbetriebsweise etwa in der Mitte des Hinlaufs, indem der zweite Schalter während Horizontalrücklaufintervallen vor der Mitte des Vertikalablenkintervalles in den Leitungszustand gebracht wird und der erste Schalter zu einem Zeitpunkt nach der Mitte des Vertikalablenkintervalles zu leiten aufhört. Diese Überlappungsweise erhöht die verarbeitbare Leistung der geschalteten Vertikalablenkschaltung in der Nähe der Mitte der Vertikalablenkung. Der

Überlappungsbetrieb der Schalter dient der Kompensation der nicht idealen Kurvenform der Horizontalrücklaufspannungsimpulse, so daß ein Betrieb mit linearem Strom während des mittleren Bereiches der Vertikalablenkung erzielt wird.

Die Überlappung der Leitungsp'rioden des ersten und zweiten Schalters über das Ausmeß hinaus, weiches erforderlich ist, um die Übergangs Verzerrungen unbeachtlich zu machen, führt zu einem übermäßigen Leistungsverbrauch oder möglicherweise auch zu einem Ende des Betriebs der Horizontalablenkschaltung, da die ÜDerlappungsleitung einen großen Kreisstroin durch die Vertikalablenkschaltung verursacht und für dit Horizontalablenkschaltung praktisch einen Kurzschlußkreis bildet. Eine optimale Überlappung der

ίο Leitungszeiten der Vertikalschalterelemente wird von Hand voreingestellt, so daß man eine lineare Ablenkung ohne übermäßigen Leistungsverbrauch erhält.

Die Aufgabe der Erfindung besteht in der Angabe einer Schaltung, welche den optimalen Überlappungs-

J5 grad zwischen geringen Stromübernahmeverzerrungen einerseits und unnötiger Belastung der Schaltung andererseits automatisch einstellt und damit unabhängig von Alterungserscheinungen der Bauelement?, wie Einstellwiderstände, beibehält. Diese Aufgabe wird durch die im Kennzeichenteil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Die Erfindung wendet hierzu eine Regelung an, welche die Überlappung der beiden erwähnten Ablenkabschnitte auf den optimalen Grad regelt, bei welchem die Stromübernahmeverzerrungen gerade verschwinden, die Schaltung aber noch nicht überbelastet wird.

Es ist zwar aus der DE-OS 26 49 909 eine sowohl die innere als auch die äußere Kissenverzeichnung korrigierende Kissenkorrekturschaltung bekannt, bei welcher

^r>o die Möglichkeit eines gleichzeitigen Leitens der Schalterelemente eiwähnt ist, welche für den Ablenkstromfluß während de;· oberen bzw. unteren Bildhälfte verantwortlich sind. Jedoch sind die mit einer solchen Überlappung verbundenen Probleme dort nicht näher erörtert und es ist insbesondere keine Regelung dieser Überlappung vorgesehen.

Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen beschrieben.

Die Erfindung i:: nachfolgend anhand einer in den

μ Zeichnungen beschriebenen Ausführungsform näher erläutert.

F i g. 1 ist ein teilweise in Blockdarsteliu:ig ausgeführtes Schaltbild eines Teiles eines Fernsehempfängers mit einem geschalteten Vertikalablenksystem entsprechend

f>5 der vorerwähnten j^eichlaufenden Anmeldung unter Angabe der Anordnung der Verbindungen für den Anschluß einer Leitungsüberlappungssteuerschaltung gemäß der Erfindung;

20

Fig.2a bis 2h zeigen Spannungs- und Stromkurven an verschiedenen Punkten der Schaltung gemäß Fig. I für den mittleren Teil des Vertikalablenkintervalls;

Fig.3 zeigt eine Ausführungsform einer Leitungsüberlappungssteuerschaltung in Form einer Summier- und Signalverarbeitungsschaltung 300, und

F i g. 4, 5 und 6 zeigen einige Spannungsformen, wie sie in den Fig. 1 und 2 während eines vollständigen Vertik.ilablenkintervalls auftreten, sowie Spannungen und Ströme, welche durch die Summier- und Signalüber- m tragungsschaltung gemäß Fig. 3 für unterschiedliche Betriebszustände der Schaltung erzeugt werden.

F i g. I veranschaulicht eine geschaltete Vertikalablenkschaltung, die in einem Fernsehempfänger enthalten sein kann. Horizontalsynchronimpulse 5 von einer nicht dargesteilten Synchronimpulstrennschaltung werden einem Eingangsanschluß 6 eines Hori/ontalablenkgenerators 7 zugeführt Der Horizontalablcnkgenerator

7 ι ι ύ ι

llorizontalablenkströme an eine Horizontalablenkwicklung 11 liefert, die an einer Kathodenstrahlröhre 10 montiert ist. und der horizontalfrequente Impulse für verschiedene Funktionen innerhalb eines Fernsehempfängers liefert. Eine Primärwicklung 8a eines Horizontalausgangstransformators 8 erhält Energie vom Gene- _>■-, rator 7.

Auf der Sekundärseite des Transformators 8 sind in Reihe ein Vertikalsteuerschalterthyristor SCR 13, eine Sekundärwicklung 8ö, welche Horizontalrücklaufimpulse liefert, die mit 30' bezeichnet sind, eine Induktivität 14. eine Induktivität 16, eine zweite Sekundärwicklung 8c zur Lieferung von Horizontalrücklaufimpulsen und ein zweiter Vertikalsteuersch^lterthyristor 17 in Reihe geschaltet. Gemäß Fig. 2a sind Horizontalrücklauf-Spannungsimpulse 30 zu sehen, die an den verschiede- π nen Sekundärwicklungen des Transformators 8 auftreten. Die in F i g. 1 dargestellten Spannungen entsprechen den Spannungen gemäß Fig. 2 und sind mit denselben Bezugsziffern bezeichnet. Die Kathode des Thyristors 17 liegt an Masse. Eine Induktivität 14 ist über einen Thyristor 13 an eine Induktivität 16 angeschlossen, und beide sind über einen Kondensator 15 an Masse und außerdem über eine Vertikalablenk-, wicklung 18 und einen Stromfühlrückführungswiderstand 19 mit Masse verbunden. 4-,

Im linken oberen Teil der F i g. 1 sieht man. daß vertikalfrequente Synchronimpulse 21. die von der nicht dargestellten Synchronsignaltrennschaltung abgeleite: werden, einem Eingangsanschluß 22 eines Vertikalsägezahngenerators 20 zugeführt werden, welcher an seinem Ausgang eine vertikallrequente Sägezahnspannung in Synchronismus mit Vertikalsynchronimpulsen 21 erzeugt, wie dies als Kurvenform 45 dargestellt ist.

Die vertikalfrequente Sägezahnspannung vom Ausgang des Verttkalsägezahngenerators 20 wird mit Hilfe eines Widerstandes 46 den nichtinvertierenden Eingang eines Verstärkers 47 zugeführt. Außerdem wird diesem nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 47 über einen Widerstand 62 eine Bezugsgleichspannung Vr zugeführt, die von einem Spannungsteiler aus Widerständen 63 und 64 abgeleitet wird, welcher von der Bezugsspannung B+ mach Masse geschaltet ist Die Verstärkung des Verstärkers 47 wird mit Hilfe einer Gegenkopplung vom Ausgang des Verstärkers zu seinem invertierenden Eingang über einen Widerstand 59 eingestellt.

Der Ausgang des Verstärkers 47 wird dem invertierenden Eingang des Inversionsverstärkers 66 über einen Widerstand 67 zugeführt. Die Verstärkung des Verstär kers 66 wird mit Hilfe eines Gegenkopplungswiderstan des 68, der vom Ausgang des Verstärkers 66 auf der invertierenden Eingang geführt ist, auf den Wert Ein: gehalten. Dem nichtinvertierenden Eingang des Ver stärkers 66 wird ferner über einen Widerstand 65 eint Bezugsspannung Vr zugeführt. Der invertierende Ver stärker 66 bildet zusammen mit dem Verstärker 4i einen Phasenspalterlreiberverstärker 48 für Leistungs steuerstufen des geschalteten Vertikalablenksystems.

Der Ausgang des Verstärkers 47 wird einem erster Eingang eines Oberseitenabtastimpulsbreiienniodula tors 73 zugeführt. Der Ausgang des invertierender Verstärkers 66 liegt am ersten Eingang eines Untersei tcnabiastimpulsbreitenmodulators 81. Die Impulsbrei tenmodulatoren 73 und 81 haben zweite Eingänge denen horizontalfrequente Impulse zugeführt werden und sie erzeugen Stcuerschalterlastimpiilse durch einer . .i"p.!.iiijCr;vcrg,c!Cii ucr .^ignuiC, ujc iiircn ersten unc /weiten Eingängen zugeführt werden. Die Steuer schaltcrtastimpulse, welche durch die Impulsbrcitenrno dulatorcn 73 und 81 erzeugt werden, sind durch Spannungen 3i' und 32' dargestellt und werden der Stcuerelektroden der Steuerschalterthyristoren 13 bzw 17 über insgesamt mit 87 und 94 bezeichnete Emitterfolger zugeführt.

Etwa in der Mitte der F i g. 1 sieht man einer Ramp r-F.in-lmpulsgenerator 100. Der Basis eine? Transistors 105 am Eingang des Generators 100 wird über einen Widerstand 104 eine Vorspannung zugeführt Die Vorspannung hält den Transistor 105 normalerweise in der Sättigung. Der Transistor 105 wird periodisch durch Horizontalrücklaufimpulse, die in der Transformatorsekundärwicklung Sd induziert werden und der Basis des Transistors 105 zugeführt werden, nichtleitend gemacht, und zwar über einen Umkehrverstärker 101 und einen Spannungsteiler aus den Widerständen 101 und 102. Der Transistor 105 ist mit seiner Kollektor-Emitter-Strecke über die Basis-Emitter-Strecke eines Transistors 107 geschaltet. Ist der Transistor 105 gesättigt, dann wird der Transistor 107 nichtleitend, da er keine Basis-Emitter-Vorspannung mehr hat. Der Emitter des Transistors 107 liegt an Masse, und sein Kollektor ist über einen Lastwiderstand 108 an die Betriebsspannung angeschlossen. Der Transistor 107 ist mit einer Miller-Rückkopplung versehen, bei welcher ein Kondensator 109 und ein Widerstand 111 in dieser Reihenfolge zwischen Kollektor und Basis geschaltet sind. Die Basis des Transistors 107 ist ebenfalls über einen Widerstand 106 an die Betriebsspannung gekoppelt.

Wenn der Transistor 105 gesättigt ist, fließt praktisch der gesamte im Widerstand 106 fließende Strom über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 105 nach Masse. Da der Transistor 107 auf diese Weise nichtleitend gemacht wird, steigt seine Kollektorspannung auf eine Spannung, die durch einen Spannungsteiler bestimmt wird, welcher durch den Lastwiderstand 108 und die Reihenschaltung eines Widerstandes 130 rnit einem einstellbaren Widerstand 131 gebildet wird, weiche zwischen dem Kollektor des Transistors 107 und Masse geschaltet sind. Die Kollektorspannung des Transistors 107 wird den zweiten Eingängen der Impulsbreitenmodulatoren 73 und 81 über einen Emitterfolgertransistor 112 und den zugehörigen Emitterwiderstand i i3 zugeführt.

Wenn der Transistor 107 nicht leitet, lädt sich der Kondensator 109 auf die Spannung am Kollektor des

Transistors 107 über eine Diode auf, weiche zwischen Masse und den Verbindungspunkt des Kondensators 109 mit dem Widersland 111 geschallet ist. In dem Augenblick, wei.n der Transistor 105 nichtleitend wird, neigl der durch den Widerstand 106 fließende Strom dazu, den Transistor 107 einzuschalten. Durch das Leiten des Transistors 107 wird die Kollektorspannung am Transistor 107 verringert, so daß eine negative Spannung über den Kondensator 109 gekoppelt wird, welche die Diode HO abschaltet und praktisch den in gesamten durch den Widerstand 106 fließenden und mehl /um Leitendmachen des Transistors 107 benötigten Strom über den Widerstand 111 fließen läßt. Dadurch wird der Kondensator 109 aufgeladen, und es entsteht eine abnehmende Sägezahnspannung am i'· Kollektor des Transistors 107 während des llorizontalrücklaufintcrvalls. Der auf den Strom durch den Widerstand 111 /urück/uluhrendc zusätzliche Span

Überlagerung mil einer Impulsspannung, wie dies durch die .Spannungsform 114' veranschaulicht wird.

Am End edcs Horizontalrücklaufintcrvalls spannt der invertierte I lorizonlalrücklaiifimpuls, der von der Sekundärwicklung 8c/dc. Transformators erzeugt wird, die Basis-Emiticr-Si> ecke des Transistors 105 nicht i~> langer in Spcrrichli.ng vor. so daß dieser Transistor wieder in die Sättigung gerät. Die Kollcklorspannung des Transistors 107 kehrt auf den Wert zurück, welcher durch den Spannungsteiler aus den Widerständen 108, 130und 111 bestimmt isl. »1

I) r durch den Widersland 106 fließende Strom ist während des Horizontalrücklaufiniervalls praktisch konstant. Die durch den Widerstand 111 hervorgerufene Imptilsspannungsverset/iing ist daher praktisch konstant, da der Strom vom Widerstand 106. der in die i> Basis des Transistors 107 fließt, vernachlässigbar ist. Die Neigung der dem Impuls überlagerten Rampenspannung wird durch den Eniladcsirom durch den Kondensator 109 bestimmt, welcher der gleiche konstante Strom ist, welcher im Widersland 111 fließt. ^A" Die Spannung, über welche sich der Rampenabschnitt des Rampen-Ein-Irnpuls-Ausgangs 114'des Generators 100 erstreckt, kann daher durch Einstellung des Widerstandes 131 bestimmt werden. F i g. 2b /eigl Spannungsimpulse 114. die vom Ausgang des Rampen-Ein-Impulsgencrators 100 den beiden Impulsbreitenmodulatoren 73 und 81 zugeführt werden. In F i g. 2 sind die Unterschiede zwischen aufeinanderfolgenden Horizontalintervallen zur besseren Erläuterung übertrieben worden. v>

Fig. 2b zeigt ebenfalls eine Sägezahnspannung 69, welche dem ersten Eingang des Modulators 73 zugeführt wird, und einen invertierten Sägezahn 70, welcher dem ersten Eingang des Modulators 81 zugeführt wird. In Fig. 2b ist die Beziehung zwischen den Sägezahnspannungen 69 und 70, dem Impuls 114 und der Bezugsspannung Vr in ihrer gegenseitigen Lage dargestellt, wobei die positiven Spannungen gegen den oberen Teil der Figur vergrößert sind. Die relaiven Spannungen oder Lagen der Rampen-Ein-Impulse 114, w> der Sägezahnspannungen 69 und 70 und der Bezugsspannung sind in F i g. 2b für den Zustand der korrekten oder optimaien Überlappung oder des gleichzeitigen Leitens der Vertikalsteuerschalterthyristoren dargestellt. Die Periode der Gleichzeitigkeit ist der Zeitraum ^M T\ bis Tj über den Mitteizeitpunkt T₂ des Vertikaiabienkintervalls, währenddessen jeder Rampen-Ein-Impuls 114 sowohl die Sägezahnspannung 69 als auch 70 schneidet.

In Fig. I besteht der Impulsbreitenmodulator 73 aus einem Differenzverstärker mit Transistoren 72 und 74. Ein Widerstand 75 verbindet die zusammengeschalteten Emitter der Transistoren 72 und 74 mit einer Betriebsspannung. Der Basis des Transistors 72 wird eine Sägezahnschwingung 69' zugeführt, der Basis des Transistors 74 eine Sägezahnschwingung 114'. Der Modulator 73 erzeugt ein Ausgangssignal am Kollektor des Transistor 74, wenn die Basisspannung dieses Transistors negativer als die Basisspannung des Transistors 72 ist. Aus F i g. 2c ist ersichtlich, daß die das Ausgangssignal des Transistors 74 des Modulators 71 darstellenden Spannungsimpulse 31 während derjenigen Zeilen auftreten, in denen die Impulse 114 negativer als die Sägezahnspannung 69 sind.

Ähnlich besteht der Impulsbreitenmodulator 81 aus einem Differenzverstärker mit Transistoren 80 und 82,

onmnincarnpn I-rnjtti»rii/irlf»rct:jnH fti hahpn

Der Modulator 81 erzeugt ein Atisgangssignal am Kollektor des Transistors 82 während derjenigen Zeilen, wo die durch die Impulse 114 gemäß F i g. 2b dargestellte Momentanimpulsspannung negativer als die invertierte Sägezahnspannung 70 ist, welche der Basis des Transistors 80 zugeführt wird. Betrachte! man F i g. 2d, dann sieht man aus einem Vergleich mit F i g. 2b, daß die Impulsausgangsspannung 32 am Kollektor des Transistors 82 während derjenigen Perioden auftritt, wo die Impulse 114 negativer als die invertierte Sägezahnspannung 70 sind.

In F i g. 2e isl der Strom im Vertikalstcuerschalterthyrislor 13 und der in Reihe geschalteten Induktivität 14 dargestellt. Während des Horizontalrücklaufintervalls erscheint eine Anoden-Kathoden-Spannung 30 über dem Thyristor 13, welche im Sinne eines Durchlaßstromes für diesen Thyristor gepolt ist. Jedoch leitet der Thyristor 13 nicht, solange nicht ein Steuerschaltertasiimpulse wie der Impulse 31 in Fig. 2c seiner Steuerelektrode zugeführt wird. In diesem Augenblick leitet der Thyristor 13 und der Horizontalrücklaufspannungsimpuls, der von der Sekundärwicklung 86 erzeug\ wird, wird über die Serienschaltung aus der Induktivität

14 und dem Kondensator 15 zugeführt. In der Induktivität 14 fließen Stromimpulse 33 infolge der zugeführten Spannung und laden den Kondensator 15 in einer ersten Polarität auf.

Bei einer Betrachtung der Stromimpulse 33 gemäß F i g. 2e sieht man, daß der die Spule 14 durchfließende Strom nicht momentan auf einen Maximalwert ansteigt. Auch fließt weiterhin ein Strom durch die Serienschaltung des Thyristors 13 mit der Sekundärwicklung Sb, der induktivität 14 und dem Kondensator 15, nachdem der Steuerschaltertastimpuls 31 beendet ist, weil im magnetischen Feld der Induktivität 14 noch Energie gespeichert ist und der Thyristor eine entsprechende Charakteristik hat. Die Induktivität 14 entlädt in einer Schwingung ihre gesamte Energie in den Kondensator

15 während und unmittelbar nach jedem Horizontalrücklaufimpuls. Wenn die aus Induktivität 14 und Kondensator 15 bestehende Resonanzschaltung den Strom durch den Thyristor 13 umzukehren sucht, dann wird dieser Thyristor nichtleitend und verhindert einen weiteren Stromfluß. Der Thyristor 13 bleibt nichtleitend, bis der nachfolgende Horizontalrücklaufimpuls zusammen mit einem Steuertastimpuls zugeführt wird.

in ähnlicher Weise fließen Stromimpuise 34 gemäß F i g. 2f durch den Thyristor 17, die Sekundärwicklung 8c und die Induktivität 16, um den Kondensator 15 in

entgegengesetzter Polarität aufzuladen. Der Kondensator 15 wird durch den Ablenkstrom in der Induktivität

18 entladen. Die am Kondensator 15 als Folge dieser Aufladung und Entladung entstehende Spannung ist in Fig.2g als Kurvenform 27 dargestellt. Die Vertikalablenkwicklung IC integriert die Spannung am Kondensator 15 zur Bildung eines praktisch linearen Sägezahnablenkstromes, welcher in Fig.2h als Schwingung 86 dargestellt ist.

Der in der Ablenkwicklung 18 infolge der am Kondensator 15 auftretenden Spannung fließende Ablenkstrom 86 fließt über einen Stromfühlwidcrstand

19 nach Masse. Die am Widerstand 19 auftretende Spannung entspricht unmittelbar dem Ablenkstrom in einem MaDstabsfaktor, der durch die Größe des Widerstandes 19 bestimmt wird. Also kann die Schwingungsform 86 gemäß F i g. 2h auch die Spannung am Widerstand 19 veranschaulichen. Die Spannung am WiueiMaiiu 19 ννιιιί ü'uet einen Widerstand 49 auf den invertierenden Eingang eines Treiberverstärkers 48 zurückgeführt und hat eine solche Polarität, daß sie sich von der Sägezahnschwingung 45 subtrahiert, welche dem nichtinvertierenden Eingang des Treiberverstärkers 48 zugeführt wird. Daher stellen die Ausgangsspannung 69' und 70' des Treiberverstärkers 48 eine verstärkte Fehlerspannung in einer amplitudensteuernden Gegenkopplungsschleife dar.

Betrachtet man wiederum F i g. 2c, dann sieht man, daß der Steuerschaltertastimpuls 31 sowohl vor als auch nach dem Zeitpunkt 7j in der Mitte der Vertikalablenkung auftritt. In gleicher Weise treten Schaltertastimpulse 32 zu Zeiten vom Zeitpunkt Ti in der Mitte der Vertikalabtastung auf. Dies geschieht, damit der Steuerschalter in Zeiten des Horizontalrücklaufintervalls getastet wird, in welchen genügend Energie entnommen werden kann, um die erforderliche Vertikalablenkleistung aufrechtzuerhalten, und dies führt zu einem gleichzeitigen Leiten der Schalter. Dieses gleichzeitige .Schalterleiten hat jedoch eine Stromzirkulation durch die Schaltthyristoren und Induktivitäten 14 und 16 zur Folge und äußert sich als niederohmige Belastung der Sekundärwicklungen 8/>und 8c.

Der Fachmann erkennt, daß das Überlappungssteuerpotentiometer 131, mit Hilfe dessen die Spannung gesteuert wird, innerhalb deren der Rampen-Ein-Impuls 114 verläuft, denm Schnittpunkt mit den vertikalfrequenten Sägezahnfehlerspannungen 69 und 70 bestimmt. Dies wiederum bestimmt die Dauer der Stcuerschaltertastimpulse 31 und 32 und den Leitungszustand der Thyristoren 13 und 17. Die in Verbindung mit Fig.! beschriebene Gleichzeitigkeitssteuerschaltung läßt sich als Offen-Schleifen-Steuerschaltung bezeichnen. Eine bestimmte Einstellung des Überlappungssteuerwiderstandes 131, die zu einer bestimmten Zeit ein Optimum der Gleichzeitigkeit ergibt, kann aber als Folge einer Bauelementenalterung, oder von Betriebsspannungs- und Temperaturschwankungen zu einer anderen Zeit ungenügend oder zuviel Überschneidung ergeben.

Die hier zu beschriebende Erfindung stellt sich als eine bei geschlossener Schleife gegengekoppelte Gleichzeitigkeitssteuerschaltung dar, bei welcher der Block 120 in F i g. 1 ersetzt ist und welche Widerstände 64 und 131 sowie eine insgesamt mit 300 bezeichnete Summier- und Signalverarbeitungsschaltung enthält wie nachfolgend beschrieben wird. Die Funktion der Summier- und Signalverarbeitungsschaltung 300 gemäß Fig.3 besteht in der Erzeugung eines Fehlersignals, welches den Zustand der Gleichzeitigkeit gegenüber der erwünschten Gleichzeitigkeit angibt. Die Anschlüsse A — Fund VR der Summier- und Signalverarbeitungsschaltung 300 können mit den entsprechenden An-Schlüssen gemäß F i g. 1 verbunden werden.

Mit Bezug auf die Fig. 1,2 und 3 sei bemerkt, daß der Anschluß Fdie Rückkopplungsspannung 86, welche am Stromfühlwiderstand 19 erzeugt wird, auf ein Ende eines Widerstandes 316 der Summier und Signalverarbeitungsschaltung 300 führt. Ähnlich koppelt der Anschluß D die invertierte Amplitudenfehlertreibcrspanniing 70 vom Treiberverstärker 48 auf ein Ende eines Widerstandes 315. Die anderen Enden der Widerslände 315 und 316 sind miteinander verbunden und bilden den Ausgang einer Summicrschaltung 314.

F i g. 5a zeigt eine Rückkopplungsspannung 86, v. Ie sie dem Anschluß F zugeführt wird, und F i g. 5b /ei;;t eine Amplitudcnfchlcrspannung 70, wie sie dem /amSCiiiuu L^ Wtinrcnu cinGS ν ci'tiKiiiii'itci'VdricS ijciin Zustand optimaler Gleichzeitigkeit zugeführt wird. Der Mittelwert der Rückkopplungsspannung 86 ist über ein Vertikalintervall gleich Null, und der Mittelwert der Amplitudenfehlerspannung 70 ist gleich der Be/iigsspannung V_R. Die Spannungsamplituden der Sägezahnrückkopplungsspannung 86 sind gleich denjenigen des Sägezahnanteils der Amplitudenfehlerspannung 70. Dies erreicht man durch geeignete Wahl der Größe des Stromquellenwiderstandes 106 und des Stromfühlwiderstandes 19, welche der Impedanz der Vertikalablenkjochwicklung angepaßt werden können. Der Wert des Widerstandes 106 bestimmt die Amplitude der Horizontalrampe 114 und damit wiederum der Amplituden der Fehlerspannungen 69 und 70.
Wählt man die Widerstände 315 und 316 gleich groß.

dann ist der Mittelwert der Summcnspünnung am Verbindungspunkt der Widerstände 315 und 316 genau die Hälfte der Bezugsspannung V«, oder VrII.

Aus Fig. 5c sieht man, daß die entgegengesetzt gerichteten Sägezahnabschnitte der Rückkopplungsspannung 86 und der Amplitudenfehlerspannung 70 sich am Ausgang der Summierschaltung 314 gegenseitig auslöschen oder summieren zu einer Spannung 412, die gleich der Hälfte der Bezugsspannung Vr während des Vetikalablenkintervalles ist.

Der übrige Teil der Summier- und Signalverarbeitungsschaltung 300 einschließlich eines Differenzverstärkers 309, sowie durch einen Differenzverstärker 326 gesteuerte Stromwender 307 und 308 zusammen mit einem Stromspiegel 310 führen einen von der Spannung am Ausgang der Summierschaltung 314 abgeleiteten Strom einem Integrationskondensator 324 in einer Polarität zu, welche in der Mitte und dann wieder am Ende des Vertikalablenkintervalles umgeschaltet wird. Der Kondensator 324 integriert den geschalteten Strom zur Erzeugung einer Gleichzeitigkeitsfehlerspannung am Anschluß E, welche sich über einen Bezugswert in Abhängigkeit von der Gleichzeitigkeit verändert. Der Anschluß E ist über einen Widerstand 322 an den Anschluß Vr angeschlossen und die Ruhespannung am Anschluß £ist gleich der dem Anschluß VR zugeführten Bezugsspannung Vr.

Während der ersten Hälfte des Vertikalablenkintervalles wird die Ausgangsspannung der Summierschaltung 314 durch einen emittergekoppelten Differenzver-

6* stärker 309 mit einer Bezugsspannung verglichen, welche gleich der Hälfte der Bezugsspannung Vr ist, die dem Anschluß VR gemäß F i g. 1 zugeführt wird. Der Differenzverstärker 309 besteht aus Transistoren 329

und 330, deren Emitter zusammengeschaltet und über einen Widerstand 319 an einer Betriebsspannung B+ am Anschluß dangeschlossen sind und deren Busen imt dem Ausgang der Summierschaltung 314 und oinem Anschluß zwischen den Spannungsteilerwiderständen ' 64' bzw. 64" verbunden sind. Die Spannungsteilerwiderstände 64' und 64" sind gleich groß, und ihre Widerstandssumme ist gleich dem Wert des Widerstandes 64 gemäß Fig. 1. Im Zustand optimaler Gleichzeitigkeit ist die Ausgangsspannung der Summierschaltung 314 gleich der halben Bezugsspannung VV2, und der Kollektorstrom des Transistors 329 ist gleich demjenigen des Transistors 330.

F i g. 4 .'.eigt die Kurvenformen der F i g. 5 bei einem Zustand nicht ausreichender Gleichzeitigkeit. Hier hat ^|r> die Amplitudenrückkopplungsspannung 486. welche dem Widerstand 316 zugeführt wird, gemäß Fig. 4a einen nichtlinearen Abschnitt 487, der durch ungenügenden Aulci'k.siiuiii in der Nähe der iviitie der Abtastung bedingt ist Dies führt wiederum zu einer ^o Amplituderiiehlerspannung der Kurvenform 470 (Fig. 4b), deren Amplitude im Vertikalabtastintervall größer als für eine optimal? Gleichzeitigkeit ist und die ebenfalls in der Nähe der Witte der Ablenkung nichtlinear ist, weil die amplitudensteuerenJe Rück- 2"> kopplungsschleife den nicht ausreichenden Ablenkstrom korrigiert. Der nichilincare Schwingungsformabschnitt 487 stellt eine Stromübernahmeverzerrung dar, die sich als Unterbrechung der ^ 'erlikalabtastung äußert jnd zu einer hellen horizontalen Linie in der "> Ablenkmitte führt.

Während der ersten Hälfte des Verlikalablenkintervalls ist für einen Zustand nicht ausreichender Gleichzeitigkeit die dem Differenzverstärker 309 von der Summierschaltung 314 zugeführte Spannung nega- ^Ji> tiv gegenüber dem Ruhewert Kr/2, wie dies durch die .Spannungsform 410 in F i g. 4c dargestellt ist. Daher leitet der Transistor 329 stärker als der Transistor 330. Während der zweiten Hälfte des Vertikalablenkintervalls ist die Summenspannung positiver als die ·"> Bezugsspannung Vr/2 und der Transistor 330 leitet stärker als der Transistor 329.

Fig. 6a zeigt die Rückkopplungsspannung vom Widerstand 19 zum Anschluß FaIs Kurvenform 686 für einen Zustand übermäßiger Gleichzeitigkeit. Die ·»' Schwingungsform 686 ist während des mittleren Teils des Ablenkintervalls linear und hat eine größere Amplitude als im Falle optimaler Gleichzeitigkeit wegen der von den Vertikalsteuerschalterthyristoren 13 und 17 verfügbaren größeren Ablenkansteuerung. Die entsprechende Amplitudenfehlerspannung, welche in F i g. 6b als Schwingung 670 dargestellt ist, wird in ihrer Größe im Vergleich zum Falle der optimalen Gleichzeitigkeit verringert und gibt damit die Wirkung der Amplitudenriickführung zur Kompensierung der erhöh- ">■> ten Ansteuerung wieder. Während der ersten Hälfte des Vertikalablenkintervalls bei übermäßiger Gleichzeitigkeit ist die als Schwingungsform 414 in Fig.6c dargestellte Summenspannung positiver als die halbe Bezugsspannung Vr/2, und hält den Transistor 329 weniger leitend als den Transistor 330. Umgekehrt ist während der zweiten Hälfte des VertikalabJenkintervalles die Summenspannung 414 negativ gegenüber der halben Bezugsspannung, und der Transistor 329 leitet mehr als der Transistor 330.

Der Kollektorstrom des Transistors 329 wird dem Eingangsverbindungspunkt 358 eines Stromwenders 307 zugeführt, und der Kollektorstrom des Transistors 330 wird dem Eingangsverbindungspunkt 350 eines Stromwenders 308 zugeführt. Die Stromwender 307 und 308 geben den ihren Eingangsanschlüssen zugeführten Strom an Ausgangsleitern 360 oder 362 bzw. 348 oder 349 unter Steuerung durch einen Differenzverstärker 326 wieder.

Der Differenzverstärker 326 besteht aus emittergekoppelten Transistoren 327 und 328 und einem ihrer Emitter mit der Betriebsspannung am Anschluß B verbindenden Widerstand 318. Die Basis des Transistors 328 ist mit dem Anschluß Vr verbunden und wird auf der I3ezugsspannung Vr gehalten. Der Differenzverstärker 326 nimmt einen von zwei Zuständen unter Steuerung durch eine vertikalfrequente Sägezahnspannung 45 an, welche dem Anschluß Λ vom Vertikaloszillator und Sägezahngenerator 20 gemäß Fig.) zugeführt wi.-d. Während der ersten Hälfte des Vertikalablenkintervalls ist die Sägezahnspannung 45 positiv gegenüber der

UIIU lldll UClI lldll5lMUI

nichtleitend sowie den Transistor 328 leitend. Während der zweite/i Hälfte des Vertikalablenkintervalls ist die Sägezahnspannung negativer als die Bezugsspannung Vr, und der Transistors 327 wird leitend gehalten un J schaltet den Transistor 328 aus.

Der Stromwender 308 enthält Transistoren 339 und 342, deren Basen an den Eingangsverbindungspunkt 350 angeschlossen sind. Den Transistoren 339 und 342 sind al;. Dioden geschaltete Transistoren 340 bzw. 341 parallelgeschaltet, die in gleicher Leitungsrichtung wie ihre Basis-Emitter-Übergänge gepolt sind. Der Verbindungspunkt 354 der Emitter der Transistoren 339 und 340 ist über die Reihenschaltung von Dioden 346 und 347 am Masseanschluß C geerdet, und die zusammengeschalteten Emitter der Transistoren 341 und 342 sind über die Kollektor-Emitter-Strecke eines Transistors 343 mit dem Masseanschluß C verbunden, während die Basis des Transistors 343 den Schalteingang 352 des Stromwenders 308 bildet. Der Kollektor des Transistors 327 ist mit dem Schalteing? ng 352 verbunden.

Während der ersten Hälfte des Vertikalablenkintervalls ist der Transistor 327 nichtleitend und der Transistor 343 daher leitend. Ein dem Eingangsverbindungspunkt 350 des Stromwenders 308 vom Knilektor des Transistors 330 zugführter Strom erhöht die Spannung am Eingangsverbindungspunkt 350 auf 3 Vet und sperrt die Dioden 340,346 und 347 in Durchlaßrichtung vor, wenn er nach Masse fließt und gibt in bekannter Weise den Eingangsverbindungspunktstrom am Kollektor des Transistors 339 wieder, welcher mit dem Ausgangsleiter 349 des Stromwenders 308 verbunden ist. Während der zweiten Hälfte des Vertikalablenkintervalls leitet der Transistor 327. so daß der Transistor 343 gesättigt ist und einen Vorzugsweg nach Masse über die Diode 341 für einen dem Eingangsverbindungspunkt 350 zugeführten Strom bildet, der im Ausgangsleiter 348 am Kollektor des Transistors 342 wiedergegeben wird. Bei gesättigtem Transistor 343 beträgt die Spannung am Eingangsverbindungsanschluß 350 etwa ein Vbe, so daß die Dioden 340, 346 und 347 infolge nicht ausreichender Durchlaßvorspannung nichtleitend bleiben.

Ähnlich ist der Kollektor des Transistors 328 mit dem Schalteingang des Stromwenders 307 verbunden. Leitet • der Transistor 328 während der ersten Hälfte des Vertikalablenkintervalls, dann wird der dem Eingangsverbindungspunkt 358 des Stromwenders 307 zugeführte Strom auf dem Ausgangsleiter 360 wiedergegeben, und während der zweiten Hälfte des Vertikalablenk-

Intervalls wird der Strom auf dem Ausgangsleiter 362 wiedergegeben. Es sei darauf hingewiesen, daß der Verbindungspunkt 356 am nichtgeerdeten Ende der Diodenreihenschaltung 344 und 345 des Stromwendern

307 an den Verbindungspunkt 354 des Stromwenders

308 angeschlossen sein kann, wobei dann die Diodenkette 344 und 345 entfallen kann. Bei dieser alternativen Ausführungsform werden die zusammengefaßten Anschlüsse 354 und 356 auf 2 Vbegehalten, und es tritt, wie beschrieben, ein Schaltvorgang ein. Die Diode 340 wird bei leitendem Transistor 343 durch Sperrvorspannung des Basis-Emitter-Übergangs statt durch nicht ausreichende Vorspannung nichtleitend gehalten.

Die Ausgangsleiter 348 und 360 der Stromwender sind unmittelbar mit dem Anschluß E verbunden, die Ausgangsleiter 349 und 362 sind mit dem Ausgangsanschluß £Tüber einen Stromspiegel 310 verbunden. Der den Verbindungspunkt des Kollektors des Transistors 331 mit der Basis des Transistors 333 des Stromspiegels 310 zugeführte Strom verringert die Basisspannung des Transistors 333, bis infolge der leitenden Koüektor-Emitter-Strecke des Transistors 333, welche über den als Diode geschalteten Transistor 332 über den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 331 geschaltet ist, den Strom des Transistors 331 gleich dem zugeführten Strom werden läßt.

Während der ersten Hälfte des Vertikalablenkintervalls wird der Kollektorstrom des Transistors 330 durch den Stromwender 308 wiedergegeben und erscheint im Anschluß an den Stromspiegel 310 auf dem Leiter 366. Der Kollektorstrom des Transistors 329 wird durch den Stromwender 307 auf dem Leiter 360 wiedergegeben. Beim Zustand optimaler Gleichzeitigkeit, wenn die Kollektorströme der Transistoren 329 und 330 gleich sind, ist der Strom in der Leitung 366, welcher die ladung auf dem Kondensator 324 und die Spannung am Ausgangsanschluß ZT zu vergrößern sucht, genau gleich der Entladung auf dem Leiter 360, wie dies durch den Summenstrom der Kurvenvorm 422 in Fig. 5d dargestellt ist. Daher bleibt die Spannung am Kondensator 324 und am Anschluß E auf dem Nominalwert V«, wie dies in Fig. 5c bei 432 gezeigt ist. Bei nicht ausreichender Gleichzeitigkeit leitet der Transistor 329 stärker als der Transistor 330. so daß der Entladpstrom im Leiter 360 den Ladestrom im Leiter 366 übet steigt, wie dies bei 420 in Fig.4d ersichtlich ist, und die integrierte Gleichzeitigkeitsfchlerspannung 430 gemäß Fig. 4e wird am Anschluß E stärker negativ. Umgekehrt leitet bei übermäßiger Gleichzeitigkeit der Transistor 330 stärker als der Transistor 329, und der resultierende Ladestrom 424 in Fig.6d führt zu einem Anwachsen der Gleichzeitigkeitsfehlcrspannung am Anschluß £, wie dies bei 434 in F i g. 6e gezeigt ist.

Während der zweiten Hälfte des Vertikalabtastintervalls wird der Kollektorstrom des Transistors 330 durch den Stromwender 308 im Ausgangslciter 348 wiedergegeben und stellt einen Entladestrom für den Kondensator 324 dar. Der Kollektorstrom des Transistors 329 wird durch den Stromwender 307 und den Stromspiegel 310 wiedergegeben und lädt den Kondensator 324 auf. Wie vorher sind Lade- und Entladeströme des Kondensators 324 im Zustand optimaler Gleichzeitigkeit gleich, und die Gleichzeitigkcitsfchlerspannung bleibt auf dem Wert Vr. Für nicht ausreichende Gleichzeitigkeit übersteigt der im Transistor 330 entstehende Entladcstrom den im Transistor 329 entstehende Ladestrom und hält die Glcichzeitigkeitsfehlerspannung negativ. Im Zustand übermäßiger Gleichzeitigkeit überwiegt der Ladestrom vorn Transistor 329, und die Fehlerspannung steigt an. Daher ist die Gleichzeitigkeitsfehlerspannung positiv oder negativ gegenüber der Bezugsspannung, wenn die Gleichzeitigkeit übermäßig bzw. unzureichend ist

Die Gleichzeitigkeitsfehlerspannung wird vom Anschluß E der Summierungs- und Signalverarbeitungsschaltung 300 gemäß Fig.3 dem Widerstand 130 in F i g. 1 zugeführt, so daß die Geger kopplungsschleife

ίο für die Gleichzeitigkeitssteuerung geschlossen ist. Eine positive Auswanderung der Gleichzeitigkeitsfehlerspannung vom Nominalwert hat dieselbe Wirkung wie eine Vergrößerung des Widerstands des Überlappungssteuemngspotentiometers 131, und eine negative Abwanderung vom Nominalwert wirkt sich wie eine Verringerung des Widerstandes des Potentiometers 13t aus. Die Polung ist so gewählt, daß bei geschlossener Rückkopplungsschleife Abweichungen zwischen der tatsächlichen Gleichzeitigkeit und der Gleichzeitigkeit bei nominaler Fehlerspannung verringert werden.

Der Widerstand 130 wird auf einen solchen Wert für einen Zustand der offenen Schleife gewählt, daß eine optimale Gleichzeitigkeit erreicht wird, wenn die Gleichzeitigkeitsfehlerspannung den Bezugswert V_R hat. Dies hilft Fehlfunktionen der Rückkopplungsschaltung, wie etwa ein Festfahren, zu verhindern.

In Fig. 1 ist der Anschluß P mit dem Verbindungspunkt zwischen Widerstand 130 und Kollektor des Transistors 10/ verbunden. Der Anschluß P kann an

ίο einen Anzapfungspunkt eines nicht dargestellten Widerstandsspannungsteilers angeschlossen werden, der zwischen die Bctriebsspannungsquclle und Masse geschaltet ist. Bei geeigneter Wahl der Spannungsteilerimpedanz und Spannung kann ein Strom in den Generator 100 eingespeist werden, welcher die Wirkung der Spannung am Anschluß E auf die Gleichzeitigkeit etwas abwandelt. Hierüber läßt sich wiederum die Seiten oder Ost-West-Kisscnkorrektur etwas beeinflussen, wobei eine vergrößerte Glcichzci·

«o tigkeit die Horizontalablenkschaltung stärker belastei und die Horizontalablenkgrößc verringert.

Andere Ausführungsformen und Anordnungen dci erfindungsgemäßen Schaltung liegen für den Fachmanr auf der Hand. Insbesondere sei darauf hingewiesen, dat

*5 die Erfindung sich in Verbindung mit einem geschalte ten Vcrtikalablcnksystcm anwenden läßt ähnlich den der F i g. I, bei dem die Amplitudcnsteuerrückführungs schleife offen ist. indem die Rückführung vorr Widcrstand 19 zum Treiberversträrkcr 48 unterbrochcr ist, etwa durch Entfernung des Widerstandes 49. Bc einer solchen Anordnung ist das Ausgangssignal de; Treibers 48 ein lineares Abbild der Sägezahnspannung 45. und die geschaltete Vcrtikalablcnkschaltung ist clw; zur Ampiitudenstcucrung mit einer offenen Schleift versehen.

Bei der Summier- und Signalvcrarbeitungsschaltunf 300 gemäß F i g. 3 und bei der Riickkopplungsschaltunf gemäß F i g. I haben sich die folgenden Bauteile mit der angegebenen Werten bewährt:

Betriebsspannung +24VoIt

Widerstände

322 2 200 Ohm

64',64",315,316 4 700 0hm

319 6 800 0hm

fr^r> 318 10 000 Ohm

130 22 000 0hm

Kondensatoren
324 48 μ F

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims (4)

Patentansprüche:

1. Vertikalablenkschaltung für einen Fernsehempfänger mit einer Steuerschaltung, der ein vertikalf requentes Sägezahnsignal zugeführt wird und die während eines ersten bzw. zweiten Abschnittes des Vertikalablenkintervalls zunehmend kleinere bzw. größere Energieanteile eines Horizontalablenksignals über einen ersten Schalter der Vertikalablenkwicklung zur Erzeugung eines vertikalfrequenten Sägezahnablenkstromes in ihr zuführt und die ferner einen Treiberverstärker für die Ablenkendstufen der Ablenkschaltung enthält, der eingangsseitig zur Linearisierung des Vertikalablenkstromes durch ein aus diesem abgeleitetes Rückkopplungssignal angesteuert wird, dadurch gekennzeichnet, daß das Rückkopplungssignal (am Schaltungspunkt F) und das Ausgangssignal (am Schaltungspunkt D) des Treiberverstärkers (48) einer Summierschaltung (314) zur Bildung eines ersten Fehlersignals (F i g. 4, 5, 6e) zugeführt werden, welches dem durch gleichzeitiges Leiten des ersten und zweiten Schalters (13,17) bestimmten Überlappungsgrad der beiden Vertikalablenkintervallabschnitte entspricht und die Abweichung von einem optimalen Überlappungsgrad wiedergibt, und daß dieses erste Fehlersignal über eine Koppelschaltung (324, E) der Steuerschaltung (112, 73, 81, 94, 87, 13, 17) zur Einstellung des Betätigungszeitpunktes der beiden Schalter (13, 17) im Sinne einer Verringerung der Abweichung zwischen tatsächlichem und optimalem Überlappungsgrad zugeführt ■ .ird.

2. Vertikalablenkschiitung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ν is Rückkopplungssignal von einem in Reihe mit der Vertikalablenkwicklung (18) geschalteten Widerstand (19) abgenommen wird.

3. Vertikalablenkschaltung nach Anspruch I oder 2, gekennzeichnet durch eine das erste Fehlersignal in Abhängigkeit von dem Summensignal erzeugende und in se'ner Polarität umkehrende Fehlersignalverarbeitungsschaltung (307—310, 326), an deresi Ausgangsanschluß (E) das erste Fehlersignal mit eine sich während des Vertikalablenkintervalls umkehrenden Polarität auftritt, und durch einen Integrator (324) zur Integrierung des polaritätsumgekehrten ersten Fehlersignals in eine der Steuerschaltung (112, 73, 81, 94, 87, 13, 17) zugeführte Steuerspannung.

4. Vertikalablenkschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Summierungsschaltung einen ersten und einen zweiten Widerstand (315, 316) enthält, die in Reihe zwischen die Quelle (20) des vertikalfrequenten Sägezahnsignals und die Vertikalablenkwicklung (18) geschaltet sind und das Summensignal an ihrem Verbindungspunkt erzeugen, daß die Fehlersignalverarbeitungsschaltung einen Differenzverstärker (309) aufweist, der mit einem Eingang an den Verbindungspunkt des ersten und zweiten Widerstandes (315, 316) angeschlossen ist und unter Steuerung durch das Summensignal an einem ersten bzw. zweiten Ausgang einen ersten bzw. zweiten Steuerstrom erzeugt, daß mit dem ersten Ausgang des Differenzverstärkers (309) eine einen Schaltsteuereingang aufweisende erste Stromumkehrschaltung (307) mit einem Stromeingangsanschluß (338) gekoppelt ist, welche den ersten Steuerstrom an einem ersten (360) oder zweiten (362) Ausgangssiromans.chluß wiedergibt, und daß an den zweiten Ausgang des Differenzverstärkers i(309) eine zweite, ebenfalls einen Schaltsteuereingang aufweisende zweite Stromumkehrschaltung (308) mit einem Stromeingangsanschluß (350) angekoppelt ist, welche an einem erster (349) oder zweiten (348) Ausgang den zweiten Steuerstrom wiedergibt, und daß der erste Ausgang

ίο (360) der ersten Stromumkehrschaltung (307) mit dem zweiten Ausgang (348) der zweiten Stromumkehrschaltung (308) zusammengeschaltet und an den Ausgangsanschluß (E) der Fehlersignalverarbeitungsschaltung (307—310, 326) angeschlossen ist,

ι- und daß der erste Ausgang (349) der zweiten Stromumkehrschaltung (308) und der zweite Ausgang (362) der ersten Stromumkehrschaltung (307) zusammengeschaltet und unter Polaritgisumkehr mit dem Ausgang (E)der Fehlersignalverarbeitungsschaltung verbunden sind, und daß mit den Schaltsteuereingängen der beiden Stromumkehrschaltungen (307, 308) und mit der Quelle (20) der vertikalfrequenten Signale (45) eine Schalt-Steuerschaltung (326) gekoppelt ist, welche unter Steuerung durch die vertikalfrequenten Ströme die Ausgänge der Stromumkehrschaltungen derart schaltet, daß diz Differe iz zwischen erstem und zweitem Steuerstrom dem Ausgang (E) zur Bildung des ersten Fehlersignals zugeführt wird, und daß der

-ic Integrator (324) eine Kapazität aufweist.