DE2219122B2

DE2219122B2 - Feldeffekttransistorstufe als Mischer oder Verstärker mit verbesserter Intermodulationsunterdrückung

Info

Publication number: DE2219122B2
Application number: DE2219122A
Authority: DE
Inventors: Frank Joseph North Riverside Ill. Cerny Jun. (V.St.A.)
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1971-04-19
Filing date: 1972-04-19
Publication date: 1975-09-18
Also published as: NL7204840A; DE2219122A1; DK139998B; DK139998C; JPS5228327B1; NL175249B; GB1393983A; US3716730A; CA953794A; NL175249C

Description

45 Grenzen gesetzt, da nämlich der Verstärker dann mit Vorstufen versehen werden muß, z. B. abge-

stimmten Resonanzkreisen od. dgl., um die Selektivität zu vergrößern. In diesen Vorstufen entstehen wiederum Verluste, so daß dadurch die Empfind-

Die Erfindung betrifft eine Feldeffekttransistor- 50 lichkeit des Verstärkers wieder verringert wird,

stufe als Mischer oder Verstärker zur Verarbeitung Ein weiteres Verfahren, die Amplitude von Inter-

von HF-Signalen bei gleichzeitiger hoher Intermodu- modulationsprodukten zu verringern, ist die Verwen-

lationsunterdrückung mit zumindest einer Feldeffekt- dung einer automatischen Verstärkungsregelung, um

transistoranordnung, deren Gate über eine Eingangs- die Empfindlichkeit eines Empfängers selektiv ein-

schaltu: g an einer erster Eingangssignale bestimm- 55 zustellen. Eine automatische Verstärkungsregelung,

ter Frequenz liefernden Signalquelle liegt und deren welche die Verstärkung von HF-Stufen proportional

Source an eine zweite Signalquelle mit konstanter der Amplitude des Eingangssignals verringert, ver-

Signalfrequenz angeschlossen ist, wobei die Ein- ringert auch die Amplitude der unerwünschten Si-

gangssignale unerwünschte Signale mit von der be- gnale und damit die Amplitude der Intermodula-

stimmten Frequenz verschiedenen Frequenzen um- 60 tionsprodukte. Die Verwendung einer erhöhten Se-

fassen können, die eine intermodulation in der Feld- lektivität und einer automatischen Verstärkungsrege-

effekttransistoranordnung erfahren und unerwünschte lung stellen jedoch keine zufriedenstellenden Verfah-

Intermodulationsprodukte an der Source-Drain- ren dar, um die Intermcdulationsprodukte in einem

Strecke erzeugen. Empfänger zu verringern, wenn dieser auf Signale

Der zunehmende Bedarf von Frequenzen, insbe- 65 mit sehr niedrigem Signalpegel ansprechen soll,

sondere im HF-Frequenzbereich, und die entspre- Die Intermodulationsprodukte, die die meisten

chend vielseitige Anwendung führen zu unerwünscht- nachteiligen Einflüsse auf das Verhalten eines Emp-

ten Nebeneffekten bei HF-Nachrichtenverbindungen, fängers mit sich bringsn, werden im HF-Verstärker

und im Mischer erzeugt Dies ist der Fall, da die in der dem Mischer folgenden Stufe erzeugten Intermodulationsprodukte durch ein Ve> bessern der Selektivität der Folgestufen verrirgert werden können. Von den beiden genannten Stufen erzeugt der Mischer üblicherweise die Intermodulationsprodukte mit den größten Amplituden, da das vom IDF-Verstärker angelegte Eingangssignal größer ist als das von der Antenne oder den Vorstufen an den HF-Ver-

ren für große Signale und große Leistungen verwirklichen, die entweder eine niedrige Eingangsimpedanz, eine hohe Abschnürspannung oder eine Kombination dieser beiden Eigenschaften aufweisen und sich somit gegenüber üblichen Feldeffekttransistoren für kleine Signale und niedrige Leistungen unterscheiden. Die niedrige Eingangsimpedanz kann durch die Parallelschaltung einer Vielzahl von Feldeffekttransistoren entweder in einer Source-Basiischaltung

stärker angelegte Signal. Um die Intermodulations- io oder einer Gate-Basisschaltung erzielt werden. Die produkte in HF-Verstärkern und Mischern zu ver- gleichen Ergebnisse lassen sich auch mit einem ringern, ist es bereits bekannt, einen Feldeffekttran- speziell entwickelten Feldeffekttransistor für große sistor zu verwenden, da dieser eine Vorspannungs- Leistung und große Signale erzielen, dessen Kanalmöglichkeit für einen Betrieb nach einer im wesent- breite größer ist als die vergleichbare Kanalbreite liehen quadratisch verlaufenden Arbeitskennlinie er- 15 von üblichen Feldeffekttransistoren. Durch ein Vermöglicht (Funk-Technik, 1970, S. 44 und 45). ringern der Eingangsimpedanz ist die Amplitude des

Für solche Mischer finden übliche Feldeffekttransistoren mit einer Abschn Urspannung von nicht mehr
als 8 V Verwendung, wobei der Drain-Sättigungsstrom innerhalb eines Bereiches von 4 bis etwa 10 sert. Zusätzlich kann die Abschnürspannung vergrö-2OmA liegt (US-PS 33 48 154). Diese Mischer haben ßert werden, indem das Dotierungsniveau für das für Intermodulationsprodukte dritter Ordnung einen
Unterdrückungsfaktor in der Größenordnung von
85 db, was etwa 20 db (lOmal) mehr als der Unterdrückungsfaktor von bipolaren Transistoren ist. Ob- 25 ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von wohl Feldeffekttransistor-Mischer mit einer Inter- Ausführungsbeispielen in Verbindung mit den Anmodulationsunterdrückung von etwa 85 db für viele Sprüchen und der Zeichnung. Es zeigt Anwendungsfälle ausreichend sind, genügen solche Fig. 1 das Schaltbild eines Mischers mit einem Mischer nicht den Anforderungen in sehr empfind- zusammengesetzten Feldeffekttransistor, der aus liehen Empfängern, die in einem HF-Frequenz- 30 mehreren Feldeffekttransistoren besteht, die mit gebereich arbeiten, in welchem verhältnismäßig viele meinsamer Source als Bezugselektrode parallel geStationen hoher Leistung und mit nahe beieinander- schaltet sind;

liegenden Sendefrequenzen liegen. Diese Bedingungen F i g. 2 das Schaltbild eines Mischers mit einem sind jedoch zumindest in den Bändern für die HF- zusammengesetzten Feldeffekttransistor aus einer Übertragung gegeben, in denen kommerzieller Ver- 35 Vielzahl von Feldeffekttransistoren, die mit gemeinkehr stattfindet. Es gilt daher als sehr schwierig, den samem Gate als Bezugselektrode parallel geschaltet

Bezugssignals am Eingang des Feldeffekttransistors verkleinert, womit sich die Intennodulatkrasunterdrückung für Mischer oder HF-Verstärker verbes-

Gate und die Source-Drain-Strecke entsprechend eingestellt wird.
Weitere Einzelheiten und Vorteile der Erfindung

Intermodulations-Unterdrückungsfaktor für Mischer, insbesondere bei Empfängern, weiter zu vergrößern, als dies mit üblichen Feldeffekttransistoren bereits erziel bar ist.

Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, eine Feldeffekttransistorstufe, insbesondere als Mischer oder HF-Verstärker zu schaffen, mit der sich die Intermodulationsunterdrückung weiter verbessern

sind;

F i g. 3 das Schaltbild eines Mischers mit einem Feldeffekttransistor, der im Vergleich mit üblichen Feldeffekttransistoren eine vergrößerte Kanalbreite aufweist;

F i g. 4 ein Kennlinienfeld für den Feldeffekttransistor gemäß F i g. 3.

Für HF-Verstärker- und Mischerschaltungen fin-

läßt. Dabei so'len derartige Stufen für die Verwen- 45 den übliche Feldeffekttransistoren wegen des Vorteils dung in sehr empfindlichen Nachrichtenempfängern der ihnen eigenen linearen Charakteristiken Verwengeeignet sein. Diese Nachrichtenempfänger sollen dung. Bekannte Schaltungen verwenden Feldeffekttrotz der geforderten überdurchschnittlich hohen transistoren für niedrige Leistung und kleine Signale Intermodulationsunterdrückung unter Verwendung in sorgfältig ausgelegtem Schaltungsaufbau, um die von Mischern und HF-Verstärkern hersiellbar sein, 50 Eigenschaften möglichst optimal zu nutzen, ohne die vorzugsweise serienmäßig hergestellte und ge- jedoch derartige Feldeffekttransistoren selbst zu optigebenenfalls aussortierte Feldeffekttransistoren ver- mieren. Übliche Feldeffekttransistoren haben in der wenden. Es sollen jedoch auch Wege gezeigt werden, Regel eine Abschnürspannung am Gate von nicht wie spezielle Feldeffekttransistoren aufzubauen sind, mehr als ungefähr 8 V bei einem Sättigungsstrom die eine wesentlich höhere Intermodulationsunter- 55 zwischen etwa 4 und 20 mA. Die speziellen charakdrückung gegenüber Stufen mit der gleichen Anzahl teristischen Eigenschaften des Feldeffekttransistors, von üblichen Feldeffekttransistoren erzielen lassen. die zu Intermodulationsverzerrungen beitragen, wur-

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch ge- den bisher offensichtlich nicht ausreichend verstanlöst, daß die Feldeffekttransistoranordnung mit einem d°n bzw. berücksichtigt. Mischer mit Feldeffekttran-Source-Drain-Aufbau mit bestimmter Dimensionie- 60 sistoren haben, wie sich durch Experiment feststellen

rung und Dotierung zur Erzielung einer Abschnürspannung versehen ist, die einen Drain-Sättigungsstrom von über 40 mA zuläßt.

Weitere Einzelheiten und Ausgestaltungen der Erindung sind Gegenstand von Unteransprüchen.

Die Ziele der Erfindung lassen sich in vorteilhafter Weise bei HF-Verstärkern oder Mischern durch die Verwendung speziell entwickelter Feldeffekttransisto-

läßt, einen Intermodulations-Unterdrückungsfaktor im Bereich von etwa 80 bis etwa 86 db.

Die nachfolgende mathematische Ableitung bestimmt das angenäherte quantitative Verhältnis zwisehen der Intermodulationsunterdrückung eines Mischers mit einem Feldeffekttransistor, der Abschnürspannung am Gate (F,,), der Spitzenamplitude des Signals im Übertraeunpshereirh (V \ Hnc öle

5 6

Bezugsniveau zur Messung der Intermodulation ver- durch die gekrümmten Teile der Kennlinien verläuft, wendet wird, und den Koeffizienten zweiter und Die Nichtlinearität der Übertragungscharakteristik vierter Ordnung der Taylorschen Reihe der Über- ist der am schwierigsten zu behandelnde Faktor, der tragungscharakteristik des Feldeffekttransistors. Nach- zu den Intermodulationsverzerrungen beiträgt,
dem die Gleichung für die in einem Mischer auf- 5 Die Übertragungscharakteristik eines Mischers tretende Intermodulation abgeleitet ist, wird diese oder Verstärkers kann in Form einer nachfolgend dazu vewendet, um mathematisch den theoretischen wiedergegebenen unendlichen Taylorschen Reihe Intermodulations-Unterdrückungsfaktor eines übli- dargestellt werden,
chen Feldeffekttransistors zu bestimmen, welcher, soweit bekannt, bisher nur empirisch festgestellt wurde. io ^V2 ^{= a}o + ^ai^x + ^as^x*
Anschließend wird dann die Gleichung im Hinblick + a₃x³ + a_tx* + ... + a_nx", (1)
auf den Entwurf verbesserter Mischer mit Feldeffekttransistoren diskutiert. Es werden auch die Ergeb- wobei χ der augenblickliche Eingangsparameter, nisse einer entsprechenden mathematischen Analyse y₂ der augenblickliche Ausgangsparameter und für einen Feldeffekttransistor gegeben, der in einem 15 a₀, a_v α₂ ... die Koeffizienten der Taylorschen HF-Verstärker verwendet wird, wobei diese Ergeb- Reihe sind.

nisse das Verhältnis zwischen der Intermodulations- Die numerischen Werte der Koeffizienten a_e,

unterdrückung, der Abschnürspannung, dem Bezugs- a_x... a„ sind Funktionen der zu untersuchenden An-

niveau sowie dem ersten und dritten Koeffizienten Ordnung und deren Arbeitspunkt. Diese Werte

der Taylorschen Reihe offenbaren und erläutern. 20 können aus der Übertragungscharakteristik in her-

Der Schaltungsaufbau der Eingangsstufe eines kömmlicher Weise errechnet werden.
HF-Empfängers hängt von dem gewünschten charak- Wenn zwei sinusförmige Signale an den Eingang teristischen Verhalten des Empfängers ab. Bei Über- einer Stufe angelegt werden, die Koeffizienten a₂ und lagerungsempfängern ist es bekannt, HF-Verstärker höherer Ordnung mit nennenswerter Amplitude hat, zu benutzen, die eine Antenne oder eine HF-Ein- 25 entstehen verschiedene Mischprodukte am Ausgang gangsstufe zur Frequenzauswahl mit einem Mischer dieser Stufe. Die Frequenzen und Amplituden dieser verbinden. Bei anderen Empfängern wird der Mischer Mischprodukte hängen von den Amplituden der verdirekt an die Antenne über eine HF-Eingangsstufe schiedenen Koeffizienten der oben angeführten zur Frequenzauswahl oder über andere passive fre- Gleichung (1) ab. Wenn die Stufe als Mischer Verquenzselektive Netzwerke angeschlossen. Da die 30 wendung findet, sollte sie im Interesse einer mög-Selektivität grundsätzlich das Intermodulationspro- liehst hohen Mischverstärkung mit einer Spannung blem in den nachfolgenden Stufen verringern kann, in der Nähe von V_P/2 vorgespannt werden. Die haben die HF-Verstärker und Mischer gewöhnlich Spitzenamplitude des Überlagerungsoszillators kann den größten Einfluß auf die Unterdrückung der dann den Wert von V_P erreichen, ohne daß der Intermodulation bei Überlagerungsempfängern. 35 Gate-Grenzschichtübergang leitend wird. Die Stufe

Wenn sowohl ein Mischer als auch ein HF-Ver- kann mit einer Spannung vorgespannt werden, die stärker im Empfänger Verwendung findet, werden näher bei dem Wert V_P liegt, wenn die Amplitude die Intermodulationskomponentcn in der Regel des Koeffizienten a₂ im Verhältnis zur Amplitude hauptsächlich im Mischer erzeugt. Der HF-Verstär- des Koeffizienten e₄ bei Aufrechterhaltung einer anker neigt weniger zur Intermodulation, da er kleinere 40 gemessenen Mischverstärkung vergrößert wird. Die Signale von der Antenne oder der HF-Eingangsstufe Amplitude des Koeffizienten a. und anderer geradenthält, als er ausgangsseitig an den Mischer abgibt. zahliger Koeffizienten sollte so klein wie möglich Überdies sind auch die Koeffizienten der Taylorschen sein. Selbst wenn dies möglich ist, haben die Koeffi-Reihe, die den Anteil an Intermodulation angeben, zienten höherer Ordnung von in der Praxis verwenin der Regel geringfügig größer für einen nach qua- 45 deten Stufen, wie z. B. Röhren, bipolaren Trandratischer Kennlinie arbeitenden Mischer als für eine sistoren, Feldeffekttransistoren usw., immer noch nach linearer Kennlinie arbeitende HF-Stufe. endliche Werte, welche grundsätzlich mit der Ord-

Die von einem Feldeffekttransistor-Mischer oder nung des Koeffizienten abnehmen,
einem Feldeffekttransistor-Verstärker erzeugten Inter- Da das Mischprodukt eines Mischers hauptsächlich modulationsprodukte sind das Ergebnis von Nicht- 50 von der NichtJinearitäl zweiter Ordnung abhängt, ist iiaearitäten dieser Transistoren. Sowohl die Über- eine Nichtlinearität vierter oder höherer geradzahliger tragungscharakteristik als auch die Eingangsgrenz- Ordnung erforderlich, mn ein Intermodulationsschicht sowie der Source-Drain-Kanal können zu der produkt dritter Ordnung auf Grund der Mischer-Erzeugung von Intermodulationsprodukten bei einem Übertragungsfunktion bei der Zwischenfrequenz (ZF) Verstärker oder Mischer mit einem Feldeffekttran- 55 zu erzeugen. Da der Koeffizient vierter Ordnung sistor beitragen. Der unerwünschte EUtBuS der Ein- eine größere Amplitude hat als jeder Koeffizient der gangsgrenzschicht, des Gate-Source-Übergangs, eines nachfolgenden höheren geradzahligen Ordnungen, FddeSekttransistors auf die Intermodulation kann trägt dieser Koeffizient vierter Ordnung am meisten ans praktischen Erwägungen im wesentlichen durch zur Intermodulation in einem Mischer bei. Der die Einstellung der Amplitude des Eingangssignals 60 Koeffizient dritte- Ordnung trägt am meisten zur sowie das Vorspannen des Feldeffekttransistors derart latermodulation in einem HF-Verstärker bei Ein reduziert werden, daß der Gate-Source-Übergang Intermodulationsprodukt in dem Übertragungsbereich niemals in Durchlaßrichtung vorgespannt ist Der wird in einem Mischer wahrscheinlich von der Nichtunerwünschte ErnSaß des Source-Drain-Kanals auf linearität vierter Ordnimg erzeugt, wenn ein Signal v, die Intermodulation kann dadnrch verringert werden, 63 außerhalb des Übertragungskanals bei einer ersten daß die tür den Mischer gewählte Last derart fest- bestimmten Frequenz {Δ w) neben dem gewünschten gelegt wird, daß die Lastkennünie hn Kenniinienfdd Signal und ein anderes Signal v_t im Übertragungs-(Drainstroni ober der Source-Drain-Spannung) nicht kanal mit einem Frequenzabstand von dem ge-

l ^/!C ⁿⁿ y

wünschten Kanal von zweimal der bestimmten Frequenz (2 Δ w) gleichzeitig an den Eingang des Mischers angelegt werden.

Für die analytische Betrachtung von Schaltungen werden Feldeffekttransistoren in der Regel als EIemente mit quadratischer Gesetzmäßigkeit betrachtet. Wenn diese Vereinfachung der Tatsache entsprechen würde und ein Feldeffekttransistor eine exakte quadratische Charakteristik und keine Sperr-Übertra-

'd — 'DSS

gungsfunktion aufweisen würde, ergäben sich keine störenden Intermodulationsprodukte bei der Verwendung als Mischer. Die Charakteristik von realisierbaren Diffusions-Feldeffekttransistoren kommt einer quadratischen Gesetzmäßigkeit näher als die Charakteristiken anderer aktiver Elemente. Die Übertragungscharakteristik eines Feldeffekttransistors auf Grund der Taylorschen Reihe kann wie nachfolgend angegeben werden.

In dieser Gleichung sind i_d der augenblickliche Drainstrom, l_DSS der Drainstrom bei der Gatevorspannung 0, vorausgesetzt, daß die Gate-Source-Spannung größer ist als die Abschnürspannung, v„ die augenblickliche Gate-Source-Spannung, V_P die Gatevorspannung, die für die Kanalabschnürung notwendig ist. Die Koeffizienten a₃ bis a_n sind nicht gleich 0, wie dies bei einer idealen quadratischen Gesetzmäßigkeit der Fall wäre. Die Ausdrücke auf der rechten Seite der Gleichung (2) sind normalisiert bezüglich der Abschnürspannung.

Wenn einmal der statische Arbeitspunkt für den Feldeffekttransistor festgelegt ist, kann die Taylorsche Reihe um diesen Vorspannungspunkt herum ausgeweitet werden.

Iw= /

DSS

In dieser Gleichung ist

^vgs·

— ^vs + ^vo

= V_s cos w_s t — die gewünschte Eingangssignalspannung,
v₀ = V₀ cos v„₀ 1 — die Spannung des Überlagerungsoszillators.

In der Gleichung (3) sind die Faktoren b₀, b_v b₂ ... Koeffizienten der Taylorschen Reihe der Übertragungscharakteristik, die um den Vorspannungspunkt herum erweitert ist. Der Koeffizient b₀ bezeichnet den Ruhe-Gleichstrom ohne die Einwirkung des Überlagerungsoszillators. Alle weiteren geradzahligen Koeffizienten b tragen zu dem Betriebs-Gleichstrom bei.

Unter Verwendung der in Gleichung (3) zum Ausdruck gebrachten normalisierten Übertragungsfunktion wird betrachtet, wie das Intermodulationsprodukt für den Übertragungskanal oder die ZF erzeugt wird, auf Grund des zuvor erwähnten unerwünschten Signals V₁ mit einer bestimmten Winkelfrequenz-Abweichung (Aw) von der gewünschten oder der Bezugsfrequenz w_s sowie eines anderen unerwünschten Signals V₂ mit einem Abstand von der gewünschten Frequenz vom zweifachen Wert der bestimmten Winkelfrequenzdifferenz (2^w). Die unerwünschten Signale außerhalb des Ubertragungskanals und die zuvor erwähnten Winkelfrequenzen können wie folgt mathematisch ausgedrückt werden.

»5 Bei diesen Gleichungen sind alle Vorzeichen gleich entweder positiv oder negativ. Die Zwischenfrequenz W₇Ir entspricht dem folgenden Ausdruck.

w_ZF = \ w_s - W₀ I,

_wobd ^ _{die Frequenz des} Überlagerungsoszillators ist.

Wenn das erste unerwünschte Eingangssignal V₁ quadriert und dann mit dem zweiten unerwünschten Eingangssignal v₂ multipliziert wird, nimmt der Cosinus folgende Form an:

cos [(2w, - w,) - w„li.

Auf Grund des Ausdruckes 2W₁-W₂ = Wj wird ein unerwünschtes Signal erzeugt, das im Mischer auf die ZF zurückgeführt wird, indem das Signal des Uberlagerungsoszillators subtrahiert wird. Damit dies in dem Mischer sich einstellt, muß eine Nichtlinearität vierter oder höherer geradzahliger Ordnung vorhan-

« den sein.

Das Mischerausgangssignal in Abhängigkeit von einem Signal im Übertragungskanal oder ein gewünschtes Signal v_s entspricht

50 b₂ ί ^p-⁵) + i>₄ ( )+

W₂ = w_s ± 2Aw.

V₁ = F₁COs(W₅ ±Aw)t.

V₂= K₂COS(W₅I 2Aw)t.

(7)

55

Das Ausgangssignal für die zwei unerwünschten Signale P₁ und V₂ auf Grund des Intermodulations-Produktes entspricht folgendem Ausdruck:

Das IntermoAdationsprodokt für den überbragungskaaal, das auf Grund der beiden Signale B₁ und O₂ außerhalb des öbertragungskaeals erzeugt wird, kamn auch als Bezugssignal für den öfeeröagungslcanal», beszdchnet werden, das am Eingang des Feldenekttransistors wie folgt entsteht:

(10)

509538/411

Das Gleichsetzen der Produkte für den Übertragungskanal, weiche mit Hilfe trigonometrischer Identitäten abgeleitet werden, führt zu nachfolgender Gleichung:

Wie vorausstehend definiert wurde, ist die Frequenz des zweiten Signals tv₂ außerhalb des Übertragungskanals, abgezogen vom zweifachen Wert der Frequenz Vf₁ für das erste Signal außerhalb des Übertragungskanals gleich der Frequenz w_s für das Signal des Übertragungskanals. Daher ergibt sich für die ZF, daß

-W₀I = \^2wi~^Wt-^W0

Im allgemeinen haben die Amplituden der Signale ao

^! cos 1(2 W₁ -W₂)-w_o|t. (11)

in und außerhalb des Übertragungskanals V₅, V₁ und V₂ einen Wert, der wesentlich kleiner als 1 ist. Die Amplituden der Koeffizienten der Taylorschen Reihe nehmen mit zunehmender Ordnung ab, so daß b₂ ^> b_i j> b₆ ;> ... ist. Für Intermodulationsmessungen wird die Amplitude V₁ des ersten Signals außerhalb des Übertragungskanals gleich der Amplitude F₂ des zweiten Signals außerhalb des Übertragungskanals gesetzt. Damit kann in erster Annäherung die Gleichung (11) auf folgende Gleichung vereinfacht werden:

(12)

wobei V₂ = V₁ ist.

Das Intermodulationsverhältnis ist definiert als das Verhältnis der Amplitude des Signals V₁ außerhalb des Übertragungskanals zur Amplitude des Bezugssignals V_s. Somit ergibt sich für die Intermodulation des Mischers oder den damit gleichzusetzenden Intermodulations-Unterdrückungsfaktor

Abhängigkeit von den beiden Signalen V₁ und V₂ außerhalb des Übertragungskanals zu erzeugen. Die Ergebnisse dieser Analyse lassen sich in folgender Gleichung ausdrucken.

35

'Mischer

V₁

Verstärker ~

yiu+ ^b₆

(t)

(13)

Dieses Intermodulationsverhältnis gemäß Gleichung (13) kann in eine vereinfachte Form umgeschrieben werden, die lautet:

Mischer

3/>₄

V\

15 b_b

4 Κ

(14)

Wenn der Koeffizient ft₂ der Taylorschen Reihe um eine Größenordnung der Amplitude größer ist als der Koeffizient b_t und dieser Koeffizient b_t wiederum um eine Größenordnung der Amplitude größer ist als der Koeffizient b_e usw., kann die Gleichung (14) wie folgt vereinfacht werden.

/M₁

Mischer —

Eine entsprechende Analyse kann auch für einen in einem HF-Verstärker verwendeten Feldeffekttransistor angestellt werden, wobei die Nichtlinearitäten drittel und höherer uageradzahliger Ordnung dazu tendieren, Signale im Übertragungskanal in Um die Nützlichkeit der Gleichung (15) zu demonstrieren, wird sie zunächst zur mathematischen Be-

Stimmung des Intermodulations-Unterdrückungsfaktors für einen Mischer mit einem Feldeffekttransistor verwendet. Bisher wurde dieser Faktor nur empirisch ermittelt. Die Koeffizienten der Taylorschen Reihe für die Übertragungscharakteristik eines FeId-

effekttransistors können in bekannter numerischer Weise errechnet werden. Die Koeffizienten für einen bestimmten, in standardisierter Weise diffundierten Feldeffekttransistor, der etwa auf den halben Wert der Abschnürspannung, z. B. 0,5 V_P, vorgespannt

so ist, und der mit einem Signal vom Überlagerungsoszillator beaufschlagt wird, das eine Spitzenamplitude von etwa 0,5 V_s hat, nehmen damit folgende Werte an: b₀ = 0,280; O₁ =-0,918; L₂ = OJO; ^b?~ -0,1; fe₄ = o,16. Diese Koeffizienten verändern

sich geringfügig für Vorspannungen in der Größenordnung von 0,5 bis 0,8 V_P bei einem Feldeffekttransistor mit gegebenem Aufbau, z. B. einem Feldeffekttransistor mit diffundierten Grenzschichtübergangen. Die Koeffizienten der Taylorschen Reihe fär

einen Feldeffekttransistor, der mit einer Spannung von (US V_P vorgespannt ist, und an den ein Signal vom überlagerungsoszillator mit einer Amplitude von 0,4 V angelegt wird, nehmen z. B. folgende Werte

_c.T^b°7°<^l95>^bi=WUb*

Die theoretische Inteiraodulatkra für einen Mischer mit einem diffundierten Feldeffekttransistor kann von den oben gegebenen Daten and Gleichungen errech-

net werden. Eine 20-db-Ruhe-Empnndlichkeit von 0,2 mV (bezogen auf 50 Ohm) wird als Bezugsniveau verwendet, da ein Feldeffekttransistor mit der Typenbezeichnung 2 N 4416 diese Werte bei einem Mischer für das hohe Band erreicht. Der Bereich der Abschnürspannung liegt zwischen etwa 2,5 und 6 V (normalerweise 4 V). Wenn die Stufe auf etwa 0,6 Vp vorgespannt wird, ergibt sich ein Eingangswiderstand in der Größenordnung von 10 000 Ohm. Für ein optimales Rauschverhalten wird für die Ansteuerung ein Sourcewiderstand von etwa 2000 Ohm verwendet. Unter diesen Bedingungen ist die Spitzenbezugsspannung am Gate des Feldeffekttransistors ungefähr

V_s = 21 2 (0,2

10000 Ω
(10000+ 2000) Ω ^J'^u^^v·

Dieser Wert, ergibt sich aus der Gleichung:

R.

in« L· B

(17)

Damit errechnet sich

= 1,21 · 10⁴

Die theoretische Intermodulation für einen Mischer mit einem üblichen Feldeffekttransistor, z. B. vom Typ 2N4416, der mit 0,6 V_P vorgespannt ist, errechnet sich sodann aus Gleichung (15) wie folgt:

35

40

O*=l,9-l(f = 85,5db.

(18)

Die errechnete Intermodulation des Mischers bei einer Vorspannung von etwa 0,5 V_P ist somit 0,7 db kleiner.

Bisher bekannte Verstärker und Mischer, unter Verwendung von Feldeffekttransistoren, enthalten Feldeffekttransistoren mit kleiner Leistung und für kleine Signale. Diese Feldeffekttransistoren haben eine Abschnürspannung von ungefähr 8 V und einen Drainsättigungsstrom in einem Bereich von etwa 4 bis 20 mA. Es liegt nahe, für die Eingangsstufen, die nur kleine Signale verarbeiten, solche Feldeffekttransistoren für kleine Signale zu verwenden, da sie in der Regel weniger teuer sind und auch weniger Raum beanspruchen als Feldeffekttransistoren für hohe Leistungen. Damit eine solche Stufe als Mischer ss oder HF-Verstärker arbeitet, müssen diese Stufen bei den Betriebsfrequenzen eine wesentliche Verstärkung aufweisen. In der Vergangenheit wurden grundsätzlich die Bemühungen nicht auf die Entwicklung von Leistungs-Feldeffekttransistoren für hohe HF-Frequenzen gerichtet, da man davon ausging, daß ζ. Β. bipolare HF-Leistungstransistoren in der Lage sein würden, eine größere Verstärkung für Anwendungsfälle zu liefern, bei denen man in der Regel Feldeffekttransistoren verwenden würde. Dies trifft z. B. für Sender in Festkörperbauweise zu. Da die meisten zur Verfügung stehenden Leistungs-Feldsffekttransistoren für niedrige Frequenzen entwickelt sind.

können sie für den Betrieb bei hohen Frequenzen, wie z. B. 100 bis 500 MHz, keine Verwendung finden. Außerdem ziehen Feldeffekttransistoren für große Leistungen oder große Signale in der Regel mehr Strom und erfordern eine höhere Versorgungsspannung als Feldeffekttransistoren für niedrige Leistung.

Entsprechend den Ergebnissen auf Grund der Gleichung (15) hängt der Intermodulations-Unterdrückungsfaktor eines Feldeffekttransistor-Mischers von der Abschnürspannung V_P sowie der Amplitude des Koeffizienten zweiter Ordnung der Taylorsehen Reihe und von der Amplitude des Bezugssignals V_s sowie der Amplitude des Koeffizienten vierter Ordnung der Taylorschen Reihe ab. Außerdem ergibt sich aus Gleichung (16), daß der Intermodulations-Unterdrückungsfaktor eines Feldeffekt-HF-Verstärkers vom Koeffizienten erster Ordnung der Taylorschen Reihe sowie von der Abschnürspannung Vp und ferner vom Koeffizienten dritter Ordnung der Taylorschen Reihe sowie der Amplitude des Bezugssignals V_s abhängt.

Aus Gleichung (15) kann man entnehmen, daß das Intermodulationsverhältnis um 2 db verbessert wird, wenn entweder die Amplitude des Bezugssignals V_s um 2 db verringert wird oder die Abschnürspannung der Stufe V_P um 3 db vergrößert wird. Damit kann durch Halbieren der Eingangsimpedanz des Feldeffekttransistors die Eingangsspannung des Bezugssignals um 3 db verringert und das Intermodulationsverhältnis um 2 db verbessert werden. Diese Wirkung kann man durch Parallelschaltung identischer HF-Feldeffekttransistoren gemäß den F i g. 1 und 2 erzielen.

In F i g. 1 ist ein Mischer dargestellt, der aus einer Vielzahl identischer HF-Feldeffekttransistoren 12, 14,15 usw. aufgebaut ist, die mit gemeinsamer Source als Bezugselektrode parallel geschaltet sind und einen sogenannten zusammengesetzten Feldeffekttransistor ergeben. Eine Vorstufe kann mit der Eingangsklemme 16 verbunden sein, die das vorausstehend erwähnte gewünschte Signal oder Bezugssignal V_s an den Mischer anlegt. Zwischen die Eingangsklemme 16 und die zusammengefaßten Gateanschlüsse 20, 22, 23 usw. des zusammengesetzten Feldeffekttransistors kann ein Kondensator 18 zur Impedanzanpassung geschaltet sein. Ein erster Parallelresonanzkreis mit einem Kondensator 24 und einer Induktivität 26 liegt zwischen den Gateanschlüssen des zusammengefaßten Feldeffekttransistors und dem Bezugspotential. Der nicht dargestellte Überlagerungsoszillator wird an eine zweite Eingangsklemme 28 angeschlossen. Über einen Kondensator 30 wird das Signal des Überlagerungsoszillators an einen zweiten Parallelresonanzkreis angekoppelt, der aus einem Kondensator 32 und einer Induktivität 34 besteht. Das an einem Abgrifj 36 der Induktivität zur Verfügung stehende Signal des Überlagerungsoszillators wird über eine Parallelschaltung aus einem Widerstand 38 und einem Kondensator 39 an die zusammengefaßten Sources 40. 42, 43 usw. des zusammengefaßten Feldeffekttransistor angelegt Mit dem Widerstand 38 wird die Gleichstromvorspannung für die Gate des zusammengefaßten Feldeiekttransistors festgelegt Der Kondensator 39 stellt für alle in Frage kommenden Frequenzen einen Kurzschluß dar. Das gewünschte Mischprodukt steht unter anderem in Form der Zwi·

1969

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schenfrequenz an der von den zusammengefaßten Die Koeffizienten der Taylorschen Reihe für die Drains 44, 46, 47 usw. gebildeten Ausgangsklemme Übertragungsfunktion der zusammengesetzten Stufe des zusammengesetzten Feldeffekttransistors zur Ver- gemäß (3), die mit b₀, b_v b_t, ...,b_a bezeichnet sind, fügung. Ein Kondensator 51 und eine Induktivität sind gleich den Koeffizienten für einen einzigen FeId-54 bilden einen Parallelresonanzkreis für die ZF, die 5 effekttransistor, jedoch nimmt der Faktor I_DSs um nach Übertragung über einen Kondensator 48 als den Faktor η zu. Daraus folgt, daß das Verhältnis ZF-Signal an der Ausgangsklemme 50 für den ZF- von b₂ und 6₄ entsprechend der Gleichung (15) Verstärker zur Verfugung steht. Der Kondensator gleich dem eines einzelnen Feldeffekttransistors ist 51 liegt zwischen dem Drainanschluß und Masse. Auch ist die Abschnürspannung V_P ebenfalls gleich Die Gleichstromversorgung ist an eine Klemme 52 10 der eines einzelnen Feldeffekttransistors. Dagegen angeschlossen und legt das Gleichstrompotential über ändert sich die Amplitude des Bezugssignals V_s, die Induktivität 54 an die zusammengeschalteten das am Eingang des zusammengesetzten Feldeffekt-Drains 44, 46,47 usw. an. Die Induktivität 54 stellt transistors auftritt, entsprechend der Größe, wie sie eine hohe Impedanz für das ZF-Signal dar, so daß für einen einzigen Feldeffekttransistor wirksam ist, dieses von der Stromversorgung ferngehalten wird. 15 der von einer Signalquelle mit derselben Ansteuer-Der Bypasskondensator 56 hat eine niedrige Impedanz leistung beaufschlagt wird. Dies ist der Fall, da der nach Masse und leitet somit die noch an der Induk- Eingangsleitwert des zusammengefaßten Feldeffekttivität 54 wirksamen Anteile der ZF nach Masse ab. transistors gegenüber dem eines einzigen Feldeffekt-Auf Grund der charakteristischen Merkmale der transistors mi* dem Faktor n multipliziert ist. Um Feldeffekttransistoren 12, 14, 15 usw. gemäß Fig. 1 ao dieselbe Einganpsleistung zur Ansteuerung zu erhalsollten der Source- und der Gateschaltkreis des ten, muß die Impedanz der angesteuerten Source um Mischers eine verhältnismäßig niedrige Impedanz den Faktor η verkleinert werden, womit sich auch und der Drainschaltkreis eine verhältnismäßig hohe V₅ durch γη erringert. Daraus ergibt sich, daß die Impedanz für die Zwischenfrequenz haben. Überdies Intermodulations-Unterdrückung durch die Zusamsoll der Gateschaltkreis eine niedrige Impedanz für 25 menschaltung von Feldeffekttransistoren zu einem die Frequenz des Cberlagerungsoszillators darstellen. zusammengeschalteten Feldeffekttransistor gemäß Wenn dies nicht der Fall ist, kann eine Rückkopp- den F i g. 1 und 2 verbessert wird, lung über den Feldeffekttransistor das Anschwingen Theoretisch bleibt das Rauschen für den zudes Mischers auslösen. Die erwähnten Impedanz- sammengesetzten Feldeffekttransistor gleich dem für anforderangen werden durch sorgfältige Auswahl der 30 einen einzelnen Feldeffekttransistor, wenn alle ein-Werte der einzelnen Schaltkreiskomponenten sowie gangsseitigen Impedanzen und Lastimpedanzen für die Lage des Abgriffes an der Induktivität 34 für die die zusammengesetzte Stufe genau im Verhältnis η Schaltung gemäß F i g. 1 erfüllt. verändert werden. Wenn auch die Impedanzen derart Für die Beschreibung der weiteren Fig. 2 und 3 maßstäblich verändert werden, wird die tatsächliche werden, soweit gleiche Teile Verwendung finden, 35 Gatespannung, die in Abhängigkeit von einem Einauch gleiche Bezugszeichen verwendet. gangssignal gegebener Leistung erzeugt wird, um den Der Mischer 59 gemäß Fig. 2 ist entsprechend Faktor \n verringert, so daß der Mischer aus dem dem Mischer 10 gemäß Fig. 1 aufgebaut, jedoch zusammengesetzten Feldeffekttransistor dieselbe effeksind die Feldeffekttransistoren 12, 14, 15 usw. mit tive Empfindlichkeit zeigt wie ein Mischer mit nur einem gemeinsamen Gate parallel geschaltet, wobei 40 einem Feldeffekttransistor.

die Sources 40, 42, 43 usw. zusammengefaßt die Ein- Aus Gleichung (15) läßt sich schließen, daß die Inter-

gangsklemme darstellen. Die zusammengefaßten modulations-Unterdrückungdes Mischersausgedrückt

Drains 44, 46, 47 usw. bilden die gemeinsame Aus- in db(/M_db) und die Amplitude des Bezugssignals K_sin

gangsklemme, wogegen die zusammengefaßten Gates der nachfolgenden Weise voneinander abhängig sind: ■ 20, 22, 23 usw. die gemeinsame zweite Eingangs- 45

klemme darstellen. Es ist ferner eine Parallelschal- j^f ^ _ _?_ (y \ i\g\

tung aus einem Kondensator 60 und einem Wider- ^db 3 Mb ' stand 62 in Serie vor die Eingangsklemme geschaltet,

über weiche das an die Eingangsklemme 16 angelegte Daraus ergibt sich, daß mit dem Halbieren der Signal zu den Sources 40, 42, 43 usw. übertragen 50 Amplitude des Bezugssignals V_s bei gleichzeitiger wird. Über diese Parallelschaltung wird die gleich- Aufrechterhaltung derselben Mischerleistung der strommäßige Gatevorspannung für die Feldeffekt- Intermodulations-Unterdrückungsfaktor um 4 db vertransistoren bewirkt. bessert werden kann. Die Amplitude des Bezugs* Die in Fig. 1 in dem gestrichelt dargestellten signals V_s nimmt den halben Wert an, wenn die EinKästchen 64 und in F i g. 2 in dem gestrichelt darge- 55 gangsimpedanz auf ein Viertel verringert wird. Somit stellten Kästchen 66 angeordneten Feldeffekttran- verbessert sich die Intermodulations-Unterdrückung sistoren werden als zusammengefaßter Feldeffekt- um 2 db mit jeder Verdoppelung der Anzahl η der transistor betrachtet, dessen Drainsättigungsstrom Feldeffekttransistoren. Die auf Grund der mathe- hss gleich dem Sättigungsstrom eines Feldeffekt- matischen Ableitung ermittelten Vorhersagen lassen transistors, multipliziert mit der Anzahl der in der 60 sich im Experiment bestätigen, indem ein zusammen-Stufe vorgesehenen Feldeffekttransistoren ist. Die gefaßter Feldeffekttransistor verwendet wird, der aus Abschnürspannung des zusammengesetzten Feld- einer Vielzahl von parallelgeschalteten Feldeffekteffekttransistors ist gleich der Abschnürspannung transistoren für hohe Frequenzen, z. B. von dem eines einzigen Feldeffekttransistors. Der Scheinleit- Typ 2N4416, hergestellt ist. Die aus dem Experiment Wert Y des zusammengesetzten Feldeffekttransistors 65 sich ergebenden Resultate für einen zusammenist gleich dem Scheinleitwert eines einzelnen Feld- gefaßten Feldeffekttransistor aus 2, 4 bzw. 8 paralleleffekttransistors, multipliziert mit der Anzahl der ver- geschalteten Feldeffekttransistoren sind in nachfolwendeten Feldeffekttransistoren. gender Tabelle aufgelistet.

Anzahl der Feldeffekttransistoren (2 N 4416)

Intermodulation Charakteristiscüe /ncc-Bereich fürcharak- Größe

teristische Größe von I_n

von /

DSS 'DSS

N = I (Standardmischer)
2 (Standardmischer)
4 (Standardmischer)
8 (Standardmischer)

84 db	1OmA	5 bis	15 mA
86 db	2OmA	10 bis	3OmA
88 db	4OmA	20 bis	6OmA
90 db	8OmA	40 bis	12OmA

Wie aus der Gleichung (15) hervorgeht kann der Intermodulations-Unterdriickungsfaktor auch durch eine Vergrößerung der Abschnürspannung V₉ vergrößert werden, welche funktionell von dem Dotierungsniveau des Gatebereiches und des Source-Drain-Kanals abhängt Eine Erhöhung des Dotierungsniveaus im Source-Drain-Kanal bewirkt eine Vergrößerung sowohl der Abschnürspannung als auch des Drainsättigungsstromes. Der Gatebereich ist in der Regel gegenüber dem Kanalbereich wesentlich stärker dotiert, so daß eine weitere Erhöhung des Dotierungsniveaus die Abschnürspannung und den Drainsättigungsstrom im Gegensatz zu der Änderung des Dotierungsniveaus im Kanalbereich nicht nennenswert beeinflußt. Für eine gegebene Familie von Feldeffekttransistoren eines gegebenen Aufbaus ist der Drainsättigungsstrom /_DSS nahezu proportional dem Quadrat der Abschnürspannung. Somit vergrößert entweder eine vergrößerte Kanalbreite oder eine Anpassung der Dotierung bzw. beides die Intermodulations-Unterdrückung wegen der Vergrößerung der Abschnürspannung und/oder des Drain-Sättigungsstromes. Jeder der Feldeffekttransistoren im Block 64 bzw. 66 gemäß Fi g. 1 oder 2 könnte die Abschnürspannungen gegenüber einem üblichen Feldeffekttransistor vergrößert haben, was eine weitere Verringerung der Intermodulation bewirken würde. Die vorausstehenden Erläuterungen bezüglich der Verbesserung der Intermodulations-Unterdrükkung gelten sowohl für den Sperrschicht- als auch für den Oberflächen-Feldeffekttransistor, und zwar sowohl mit einem als auch zwei Gates.

Die Verbesserung der Intermodulations-Unterdrückung, wie sie durch parallelgeschaltete Feldeffekttransistoren gemäß den F i g. 1 und 2 erreichbar ist, kann auch mit Hilfe eines einzigen Elementes erzielt werden, das über eine vergrößerte Kanalbreite oder eine größere Abschnürspannung bzw. beides verfügt. In F i g. 3 ist ein Mischer mit einem Schaltungsaufbau entsprechend der Schaltung gemäß F i g. 1 dargestellt, bei dem ein zusammengefaßter Feldeffekttransistor 68 großer Leistung für große Signale Vrewendung findet (Typ Motorola SL-820), der eine größere Kanalbreite und eine vergrößerte Abschnürspannung hat. Die Kanalbreite dieses Feldeffekttransistors beträgt etwa 3 mm, verglichen mit der Kanalbreite eines üblichen Feldeffekttransistors vom Typ 2 N 4416 mit etwa 0,6 mm Breite. Der Feldeffekttransistor 68 hat einen Sourceanschluß 70. einen Gateanschluß 72 und einen Drainanschluß 74 In Fig. 4 ist ein Kennlinienfeld 80 für den Feldeffekttransistor 68 gemäß Fig. 3 dargestellt. In diesem Kennlinienfeld sind für bestimmte Werte der Gate-Source-Spannung V_gs über der Drain-Source-Spannung V_ds auf der Abszisse 84 die Drainströme I_n auf der Ordinate 80 dargestellt.

Der erwähnte Transistor vom Typ SL-820 hat einen Sättigungsstrom von /_Dss in der Größenordnung von etwa 110 mA gegenüber dem typischen Sättigungsstrom beim üblichen Feldeffekttransistor vom Typ 2N4416 in der Größenordnung von etwa 11 mA. Daraus ergibt sich, daß der Feldeffekttransistor 68 einen Scheinleitwert Y in etwa gleich einem zusammengefaßten Feldeffekttransistor aus 10 üblichen Feldeffekttransistoren vom Typ 2N4416 hat Berücksichtigt man nur die Änderung der Amplitude des Bezugssignals K₅ an der Eingangsklemme 16 gemäß Fig. 3. so sollte der Intermodulations-Unterdrückungsfaktor für einen Mischer mit einem Feldeffekttransistor SL-820 etwa um 6,7 db größer sein als der eines Mischers mit einem Feldeffekttransistor vom Typ 2 N 4416. Die Abschnürspannung des Feldeffekttransistors SL-820 ist ungefähr l,95mal größer als die des Feldeffekttransistors 2 N 4416. Berücksichtigt man nur die vergrößerte Abschnürspannung, so ergibt sich eine Verbesserung der Intermodulationsunterdrückung für einen Mischer mit dem Feldeffekttransistor SL-820 um den Faktor von etwa 3.8 db gegenüber der eines Mischers mit einem Feldeffekttransistor 2 N 4416. Damit würde die gesamte Intermodulationsunterdrückung durch die Verwendung eines Elementes, das dem Feldeffekttransistor SL-820 entsprechen würde, etwa 10,5 db betragen oder mehr als dreimal besser sein als die Intermodulationsunterdrückung bei einem üblichen Feldeffekttransistor. Bei diesem bevorzugten Feldeffekttransistor wurde eine typische Intermodulationsunterdrückung für die Verwendung als Mischer sowohl bei 200 MHz als auch bei 500 MHz zwischen etwa 96 und 98 db gemessen.

Wie sich aus Gleichung (16) ergibt ist der Intermodulations-Unterdrückungsfaktor bei HF-Verstärkern mit einem Feldeffekttransistor von der Abschnürspannung Vp und der Amplitude des Bezugssignals V_s abhängig. Aus diesem Grund gelten die vorausstehend gemachten Aussagen für die Intermodulationsunterdrückung bei mit Feldeffekttransistoren aufgebauten Mischern grundsätzlich auch für die* Intermodulationsunterdrückung bei mit Feldeffekttransistoren aufgebauten HF-Verstärkern. Die Mischerschaltung gemäß Fig. 1 kann in eine HF-Verstärkerschaltung umgewandelt werden, indem der Verbindungspunkt 90 mit Massepotential und nicht mit dem Überlagerungsoszillator verbunden wird. Dieser HF-Verstärker verstärkt sodann die Eingangssignale, die zwischen den Gateanschlüssen der Elektroden 20, 22 und 23 sowie dem Massepotential angelegt werden und liefert an den Drainanschlüssen 44, 46 und 47 das Ausgangssignal. Die Koeffizienten fe, und &„ der Taylorschen Reihe für den zusammengefaßten Feldeffekttransistor 64, wie sie in Gleichung (16) auftreten, sind dieselben wie die-

jenigen für einen einzigen Feldeffekttransistor. Dementsprechend ist auch das Verhältnis b_t zu b₃, wie es in der Gleichung (17) für die Intermodulationsunterdrückung zum Ausdruck kommt, gleich dem eines einzigen Feldeffekttransistors. Jedoch ist die Amplitude des Bezugssignals V_s, die am Eingang des zusammengefaßten Feldeffekttransistors sich aufbaut, verkleinert gegenüber derjenigen Amplitude, wie sie sich entsprechend der vorausgehenden Beschreibung bei einem einzigen Feldeffekttransistor ergeben würde. Somit wird durch die Verdoppelung der Anzahl der Feldeffekttransistoren der Intermodulationsfaktor des HF-Verstärkers wegen des resultierenden Abfalls der Eingangsimpedanz und der Amplitude des Bezugssignals entsprechend verbessert. Derselbe Effekt läßt sich durch die Verwendung des FeId-

effekttransistors 68 erzielen, der einen Gate-Drain-Kanal von vergrößerter Breite hat Überdies läßt sich durch die Vergrößerung der Abschnürspannung eines jeden der Feldeffekttransistoren des zusammengefaßten Feldeffekttransistors die Intermodulationsunterdrükkung für den HF-Verstärker vergrößern. Der Mischer gemäß F i g. 2 läßt sich in einen HF-Verstärker umwandeln, indem die Leitung 92 an Masse gelegt wird. Entsprechendes gilt für den Mischer gemäß Fig. 3 durch Erden des Verbindungspunktes 90.

Die vorausstehend beschriebenen Mischer bzw. HF-Verstärker liefern eine wesentlich verbesserte Intermodulationsunterdrückung, ohne daß dadurch andere wichtige Eigenschaften, wie z. B. das Rauschverhalten, die Leistungsverstärkung oder die Empfindlichkeit, nachteilig beeinflußt werden.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims

wenn die Zahl der Übertragungen auf den verschiezunimmt. Eine dieser unerwünschdli di D . , ... denen Frequenzen zunimmt. Eine dieser unerwünsch Patentansprüche: SeSSS» * * Intemodulation, die bei

1. Feldeffekttransistorstufe als Mischer oder der erwünschten Erzeugung emes

Verstärker zur Verarbeitung von HF-Signalen 5 ten Frequenz durch diei^^

bei gleichzeitiger hoher Intermodulationsunter- mit unterschiedlichen F

driickung mit zumindest einer FeldeSekttran- unerwünschten ¹*^tB

sistorano⁸rdnung_: deren Gate über eine Eingangs- gbetojj

schaltung an enier ersten Eingangssignale be- ubenragungsK,

stimmter Frequenz liefernden Signldquelle liegt „ dern mit ^terschiedlichen

d d S i it Silll it können «newumchte N

stimmter Frequenz liefernden Signldquelle liegt „ dern m ^j££

und deren Source an eine zweite Signalquelle mit können, «newumchte N^prÄ wem drcse

konstanter Signalfrequenz angeschlossen ist, wo- Signale in emem mchtimearen Schalte emem emes

bei die EingaSssignie unerwünschte Signale mit Empfängers ve^eitetwerden, der aufdie^über-

von der bestimmten Frequenz verschiedenen Fre- tragung emes dritten Signals im "™™J^£™™

quenzen umfassen können, die eine Intermodu- x₅ abgestimmt ist Die!Mischungvor,ι zwoiSgn

lation in der Feldeffekttransistoranordnung er- außerhalb des Übertragungskanals kann zu .Misch-

fahren und unerwünschte Intermodulationipro- produkten führen, deren Frequenzen gleich der

dukte an der Source-Drain-Strecke erzeugen, Summe der Frequenzen der beiden Signale außer-

d a d u r c h g e k e η η ζ e i c h η e t, daß die Feld- halb des Übertragungskanals, der Differenz der Fre-

effekttransistoranordnung (12, 14, 15; 68) mit _ao quenzen der beiden Signale außerhalb des Übertra-

einem Source-Drain-Aufbau mit bestimmter Di- gungskanals und der Summe sowie der Differenz der

mensionierung und Dotierung zur Erzielung einer Harmonischen der Frequenzen der beiden Signale

AbschnürspaLmg versehen ist, die einen Drain- außerhalb des Übertragungskanals sein können.

Sättigungsstrom von über 40 mA zuläßt. Durch die weitere Mischung dieser Mischprodukte

2. Feldeffekttransistorstufe nach Anspruch I, a₅ im Empfänger können überdies noch weitere Fredadurch gekennzeichnet, daß eine Feldeffekt- quenzen entstehen. Dabei kann eines dieser Intertransistoranordnung mit einer Abschnürspannung modulationsprodukte der Frequenz des Signals im von mehr als 10 V Verwendung findet. Übertragungskanal entsprechen. Die erwähnten

3. Feldeffekttransistorstufe nach Anspruch 1 Nichtlinearitäten treten in allen Schaltungen auf, die oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Feld- 30 aktive Schaltelemente enthalten, d. h. Vakuumroheffekttransistoranordnung aus einem Feldeffekt- ren, Transistoren, Dioden usw. da diese Elemente transistor besteht, dessen Source-Drain-Aufbau Übertragungscharaktenstiken haben, die in einem derart dimensioniert ist, daß die Kanalbreite gewissen Umfang nichtlinear sind. Die Oroßenordgrößer ist als die vergleichbare Kanalbreite von nung der Nichtlinearität bestimmt zum Teil die Anüblichen Feldeffekttransistoren, und daß über die- 35 zaW ^{und die} Amplitude der Intermodulaüonssen breiteren Kamü ein wesentlich größerer produkte.

Source-Drain-Strom fließt als bei üblichen Feld- Ein Verfahren, die Amplitude der Intermodula-

effekttransistoren für kleine Signale. tionsprodukte zu verkleinern, besteht darin, die

4. Feldeffekttransistorstufe nach Anspruch 1 Selektivität von Vorstufen und HF-Verstärkern, die oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Feld- 40 vor dem Mischer eines Empfängers angeordnet sind, effekttransistoranordnung aus einer Vielzahl par- zu vergrößern. Mit einer zunehmenden Unterdrükallelgeschalteter Feldeffekttransistoren aufgebaut kung von Signalen außerhalb des Übertragungskanals ist, von denen jeder eine Abschnürspannung von läßt sich die Signalgröße der Intermodulationspromehr als 10 V aufweist. dukte verringern. Diesem Verfahren sind jedoch