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Schaltungsanordnung zur Ableitung einer Stellgröße aus einem Hauptstromkreis
mit einem Wechselstrom von definierter Frequenz Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung
zur Ableitung einer Stellgröße für Regel- und/oder Steuerzwecke aus einem Hauptstromkreis
mit einem Wechselstrom von definierter Frequenz, von dem an einer in den Hauptwechselstromkreis
eingeschalteten Bürde eine dem Wechselstrom proportionale Spannung ableitbar ist.
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In der Meß-, Regel- und/oder Steuertechnik ist es häufig erforderlich,
aus Wechselströmen einer definierten Frequenz proportionale Spannungen abzuleiten,
um sie weiter, z. B. in einer Spannungsvergleichsschaltung, zu verwerten. Zu diesem
Zweck ist es bekannt, in den Wechselstromkreis eine aus Ohmschen Widerständen bestehende
Bürde einzuschalten und an dieser Bürde die dem Wechselstrom proportionale Wechselspannung
abzuleiten. Eine derartige Schaltungsmaßnahme ist aber nur dann vorteilhaft anwendbar,
wenn die in den Hauptstromkreis eingeschaltete Bürde keine ungünstig hohe Belastung
darstellt.
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Ein der Erfindung zugrunde liegendes Problem besteht darin, ohne zusätzliche
Aufwendung von Meßleistung und ohne verstärkende Bauelemente aus Wechselströmen
Wechselspannungen abzuleiten, um sie mit anderen Spannungen zu vergleichen oder
in Spannungsverstärkern zu verstärken. Dabei soll der Hauptstromkreis so wenig wie
möglich belastet werden.
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Die Schaltungsanordnung zur Ableitung einer Stellgröße wird daher
gemäß der Erfindung so ausgebildet, daß die Bürde aus einer Reihenschaltung eines
Blindwiderstandes, von dem die dem Wechselstrom proportionale Spannung abgeleitet
ist, und eines weiteren Blindwiderstandes, der entgegengesetztes Vorzeichen und
gleiche absolute Größe aufweist, besteht.
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Durch Anwendung der Maßnahmen nach der Erfindung wird der Hauptwechselstromkreis
im Vergleich zu bekannten Anordnungen dieser Art wesentlich weniger belastet, und
es kann trotzdem eine höhere Genauigkeit der Proportionalität erreicht werden.
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Die Erfindung wird an Hand der in F i g. 1 bis 4 dargestellten
Ausführungsbeispiele näher erläutert.
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F i g. 1 zeigt das Prinzip einer Stromregelung eines 12-kHz-Verstärker-Verzerrers
mit Impulsausgang; F i g. 2 zeigt in schematischer Darstellung eine aus einer
Reihenschaltung einer Induktivität und einer Kapazität gebildete Bürde, bei der
die dem Strom proportionale Spannung über die Induktivität abgeleitet und den nachfolgenden
Einrichtungen über einen selektiven Spannungsverstärker zugeführt wird; F i
g. 3 zeigt eine aus einer Induktivität und einer Kapazität bestehende Bürde,
bei der die dem Strom proportionale Spannung über die Kapazität abgeleitet wird;
F i g. 4 zeigt eine aus einer Induktivität und. einer Kapazität gebildete
Bürde, bei der die dem Strom proportionale Spannung von der Kapazität abgeleitet
und über einen übertrager den weiteren Einrichtungen zugeführt wird.
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In der Meß-, Regel- und/oder Steuerungstechnik taucht oft die Aufgabe
auf, mit nlinimalem Aufwand an aktiven Bauelementen Ströme zu messen oder zu regeln
und dabei dem zu messenden Stromkreis eine möglichst geringe Leistang zu entnehmen
und eine möglichst hohe Proportionalitätstreue zwischen der Größe des zu messenden
Stromes, dem Meßwert, auf der einen Seite und dem Anzeigewert bzw. der Stellgröße
auf der anderen Seite zu erreichen. Mit anderen Worten, man erstrebt bei gegebenem
Aufwand eine möglichst hohe und konstante Leistungsverstärkung. Diese Leistungsverstärkung
kann jedoch auch kleiner als Eins sein, insbesondere wenn man im Meßzweig
auf aktive Bauelemente verzichtet.
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Ströme mit hoher Genauigkeit zu verstärken oder mit Sollströmen zu
vergleichen, ist schaltungstechnisch zumeist unbequem. Aus diesem Grunde zieht man
es in der Meß- und Regelungstechnik vor, aus den Strömen zuerst einmal fest zugeordnete
Spannungen abzuleiten und diese dann zu verstärken bzw. mit Sollspannungen in Vergleich
zu setzen. Außer Schaltungen mit aktiven Bauelementen bedient man sich dabei eines
Meßnebenwiderstandes, dessen Wert den Umrechnungsfaktor darstellt. Dieser Widerstand
verzehrt jedoch Leistung, die er dem zu messenden Stromkreis entnimmt, die aber
für eine weitere Ver-
Wertung Ün Meßzweig verloren ist. Der Meßnebenwiderstand
stellt also eine unerwünschte Bürde ün Hauptwechselstromkreis dar.
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Schaltungen, die die so gewonnene Spannung weiterverarbeiten, besonders
Spannungsvergleichsschaltungen oder Transistorverstärker, haben im allgemeinen einen
endlichen leistungsverzehrenden Eingangswiderstand, der auf Grund seiner Inkonstanz
nicht selbst als Meßnebenwiderstand herangezogen werden kann. Es ist vielmehr eine
Stromteilung und damit eine Leistungsaufteilung zwischen einem äußeren Nebenwiderstand
und dem Eingangswiderstand der spannungsbewertenden Schaltung notwendig. Die notwendige
Stromteilung ist abhängig von den Anforderungen, die man an die Proportionalitätstreue
zwischen zu messendem Strom und abgeleiteter Spannung stellt. Unbeschadet derTatsache,
daß man bei Wechselströmen durch Meßwandler die jeweils günstigste Anpassung erreichen
kann, stellt die Stromteilung einen Empfindlichkeitsverlust im Meßzweig dar.
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Bei der Messung von Wechselströmen einer festen Frequenz
kann man die Wirkleistung für den zusätzlichen Meßnebenwiderstand einsparen,
indem man als Meßnebenwiderstand einen Blindwiderstand verwendet. In diesem Fall
ist für die Zuordnung zwischen zu messendem Strom und Eingangsspannung des Spannungsmessers
der Scheinwiderstand maßgebend, der aus der Parallelschaltung des Blind-Widerstandes
mit dem Eingangswirkwiderstand des Spannungsmessers entsteht. Entsprechend der geometrischen
Addition der Leitwerte erfolgt die Ab-
schwächung von relativen Schwankungen
des Wirkanteils mit dem Quadrat des Verhältnisses von Blind- zu WirkanteiL Ist z.
B. der Blindleitwert zehnmal so groß wie der mittlere Wirkleitwert, so greifen relative
Schwankungen des Wirkleitwertes nur noch mit einem Hundertstel auf den Wert des
sich ergebenden Scheinleitwertes durch, der die Zuordnung zwischen zu messendem
Strom und daraus abgeleiteter Spannung bestimmt.
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Die Wirkung des Blindwiderstandes in dem zu messenden Hauptstromkreis
kompensiert man mit dem entgegengesetzten Blindwiderstand zu einem Reihenschwingkreis.
Der Wirkanteil des Eingangs des Spannungsmessers bewirkt zwar nun einen untersetzten
Spannungsabfall im Hauptstromkreis mit den gleichen relativen Schwankungen
wie die des Wirkwiderstandes; die Zuordnung zwischen zu messendem Strom und der
daraus abgeleiteten Spannung wird davon jedoch kaum berührt. Entsprechend dem Reaktanzverlauf
von Blindwiderständen werden Ströme verschiedener Frequenzen verschieden bewertet.
Auch wenn nur eine einzige Betriebsfrequenz vorhanden ist, können Oberwellen und
Nebenwellen dieser Betriebsfrequenz stärker als die Amplitude der Betriebsfrequenz
selbst bewertet werden. Dies kann man jedoch leicht ausgleichen, wenn zwischen Meßnebenwiderstand
und den nachfolgenden Einrichtun,-en, z. B. einem Gleichrichter, ein Verstärker
geschaltet ist, der einen entsprechenden korrigierenden Frequenzgang aufweist. Beispielsweise
kann ein Schmalbandverstärker hierfür benutzt werden. Man kann aber
vorteilhaft auch Schaltungen aufbauen, die auf einen eigenen Verstärker im Meßzweig
verzichten. Grundsätzlich kann man sowohl den induktiven als auch den kapazitiven
Blindwiderstand als Meßnebenwiderstand heranziehen. Bei dem in der F i
g. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel besteht die in den Hauptstromkreis
zwischen dem Verstärker 1 und dem Verzerrer 2. eingefügte Bürde aus der InduktivitätL1
und derKapazitätCl. Die Spannungsquelle Q speist den Verstärker
1 mit einer Wechselspannung von der Frequenz 12 kHz. Am VerzerrerausgangA
können Impulse abgenommen werden. Als Meßnebenwiderstand dient bei diesem Ausführungsbeispiel
der induktive Widerstand L 1. Der im Meßzweig liegende Gleichrichter
G
ist an die im Hauptstromkreis eingefügte Induktivität L 1 mittels
der Spule L 2 angekoppelt. Der Widerstand R und die Querkapazität C 2 bilden
ein Siebglied, dem in bekannter Weise die Zenerdiode ZD nachgeschaltet ist. Der
magnetische Verzerrer 2 wird von dem 12-kHz-Verstärker 1 mit einem sinusförmigen
Strom ausgesteuert. Dieser Strom I wird auf einen konstanten Wert von
87 mA geregelt. Der Verzerrer 2 arbeitet dadurch besonders betriebssicher.
Der Meßzweig verbraucht eine Wirkleistung Pw; im übertrager L 1, L
2 beträgt die Verlustleistung, Pv gleich 20 niA und die Blindleistung
P,6 gleich 2,02 bW. Die Spule Ll hat einen Blindwiderstand von
+j266 Ohm und der Kondensator Cl einen Blindwiderstand von
-j266 Ohm. Am Kondensator C 1 liegt eine Spannung von
23,15 V effektiv und an der Spule L 1 ebenfalls eine Spannung von
23,15 V effektiv. Die Spannung an der SpuleLl beträgt für die Grundwelle
7,7 V effektiv. Durch die Verwendung des induktiven Nebenwiderstandes ergibt
sich in vorteilhafter Weise die bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel nach Fig.
1 erforderlichePotentialtrennung des Regelkreises von dem Hauptstromkreis.
Ferner ergibt sich die Möglichkeit, verschiedene übersetzungsverhältnisse durch
sekundäre Anzapfungen zu wählen. Die bei der angegebenen Bemessung der Schaltungsanordnung
zweckmäßig zu wählende übersetzung der InduktivitätL2 zur Induktivität L
1 beträgt 1 : 3. Bei der ül der F i g. 1
gezeigten Schaltung
dient der Serienresonanzkreis Ll, Cl außerdem dazu, den Strom sinusförmig
zu halten und einen Kurzschluß der Oberwellen des Verzerrers über den speisenden
Verstärker zu verhindern. Bei Verwendung eines induktiven Blind-Widerstandes als
Meßnebenwiderstand wird allerdings beispielsweise die n-te Harmonische gegenüber
der Meßgröße um den Faktor n überbewertet. Der Gleichrichter G gibt daher
eine um etwa 1011/o zu große Gleichspannung ab, als sie dem Scheitelwert des zu
messenden Stromes entspricht. Da jedoch die Kurvenform des Stromes in dem in der
Figur dargestellten 12-kHz-Verstärkerverzerrer im Betrieb immer gleich ist, läßt
sich diese Abweichung leicht im Regelkreis des Verstärkers berücksichtigen und wirkt
sich somit nicht nachteilig aus.
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Für Anwendungsfälle, bei denen die genannte überbewertung vermieden
werden muß, kann, wie dies in Fig. 2 dargestellt ist, ein selektiver Spannungsverstärker
vorgesehen werden. Die Reihenschaltung aus der Spule Ll und dem Kondensator
Cl stellt wiederum die Bürde dar. Die SpuleL2 ist an dem induktiven Meßnebenwiderstand
Ll angekoppelt. Der an die Spule L 2 angeschlossene selektive Spannungsverstärker3
sorgt beispielsweise dafür, daß nur die Grundwelle an den Gleichrichter
G gelangen kann. In F i g. 3 ist ein Ausführungsbeispiel mit kapazitivemMeßnebenwiderstandC1
dargestellt. Die Reihenschaltung der Induktivität Ll und der
Kapazität
C 1 stellen, wie in den bisherigen Ausführungsbeispielen, die in dem Hauptstromkreis
liegende Bürde dar. Der kapazitive Meßnebenwiderstand bietet zwar den Vorteil, Störanteile
mit höheren Frequenzen als die Betriebsfrequenz abzuschwächen, dafür hebt er jedoch
Störanteile mit tieferen Frequenzen gegenüber der Grundwelle an. Besonders bei Verwendung
eines zusätzlichen übertragers ü,
z. B. zum Zwecke der Potentialtrennung,
wie dies bei dem Ausführungsbeispiel nach F i g. 4 gezeigt ist, entsteht
bei der Frequenz, bei der die Meßkapazität und die Induktivität des zusätzlichen
übertragers ü in Resonanz sind, eine überhöhung, die von der Güte dieses Kreises
abhängig ist. Es ist daher im ZÜsammenhang mit der im folgenden erläuterten Begrenzung
der überhöhung von Störimpulsen zu entscheiden, welche der beiden Möglichkeiten
der induktive und der kapazitive Nebenwiderstand im Einzelfall jeweils den größeren
Vorteil bringt. Die nicht näher erläuterten Teile der Ausführungsbeispiele nach
F i g. 3 und 4 gehören zu der dem Meßnebenwiderstand nachgeschalteten Einrichtung.
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Wie schon ausgeführt, ist, gegeben durch die geometrische Addition
von Blind- und Wirkleitwerten, die relative Abschwächung von Schwankungen des Wirkleitwertes
gleich dem Quadrat des Verhältnisses von Blind- zu Wirkleitwert. Andererseits ist
das Verhältnis von Blind- zu Wirkleitwert bei der Meßfrequenz derjenige Faktor,
um den ungünstigstenfalls eine Störschwingung in ihrer Amplitude gegenüber der Meßgröße
überbewertet werden kann. Sehr stark veränderliche Eingangsleitwerte von spannungsbewertenden
Schaltungen lassen sich mit geringem Verstärkungsverlust auf einen Kleinstwert begrenzen
(Parallelschaltung eines Zusatzleitwertes), der dann die maximale überbewertung
festlegt. Ein Beispiel soll dies verdeutlichen: Der Eingangswert einer Gleichrichterschaltung,
deren Gleichspannung mit einer Referenzspannung (Zenerdiode) verglichen wird, schwankt
inAbhängigkeit von Betriebszustand, Temperatur- und Exemplarstreuungen in den Grenzen
G, = 0,01 10 MS.
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Durch Parallelschalten eines Festwiderstandes ergibt sich G2 =
5 ... 15ms.
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Legt man die maximal mögliche überbewertung von Strömen anderer Frequenzen
auf den Faktor 10
fest, so bekommt man einen Blindleitwert von B
= 50mS.
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Ist dieser Blindleitwert eine Induktivität, so bewirkt er bei der
10. Harmonischen des Stromes eine Überbewertung um den Faktor 7,1.
Eine weitere Erhöhung des Blindleitwertes hat zwar eine weitere Überbewertung der
Harmonischen des Stromes zur Folge, gleichzeitig aber sinkt auf Grund der Erhöhung
der Siebwirkung des Längskreises der Oberwellengehalt des zu messenden Stromes weiter.
Im allgemeinen dämpft der Längskreis die Harmonischen des Stromes um den gleichen
Faktor, um den sie überbewertet werden. Der resultierende Scheinleitwert, der das
Maß für die Umsetzung des zu messenden Stromes in eine Spannung ist, schwankt in
dem angeführten Beispiel zwischen Maximal- und Minimalwert um 411/o.
Wie aus den bei der Beschreibung des Ausführungsbeispiels nach F i g. 1 angegebenen
Werten zu ersehen ist, ist bei dem 12-kHz-Verstärkerverzerrer das Verhältnis von
Blind- zu Wirkleistung weitaus größer als in diesem Zahlenbeispiel, da der Längskreis
in dem 12-kHz-Verstärkerverzerrer, wie schon erwähnt, die zusätzliche Aufgabe zu
erfüllen hat, den in den Verzerrer fließenden Strom sinusförmig zu halten. Das Verhältnis
zwischen Blind- und Wirkleistung wird hier weitgehend durch die Spulengüte, die
einen Wert von etwa 100 aufweist, bestimmt. Auf Grund der Schaltung tritt
an dem induktiven Blindwiderstand zusätzlich die Spannung des vom Verzerrer erzeugten
Oberwellenspektrums auf und täuscht einen um 10 1/o höheren Strom vor. Der
Einfluß dieser Oberwellen auf die resultierende Gleichspannung an dem Kondensator
C 2 der Anordnung nach F i g. 1 läßt sich durch den Widerstand R von
geeigneter Größe stark herabmindern. Außerdem sind die Oberwellenspannungen bei
jedem Verzerrerexemplar in weiten Aussteuerungsgrenzen nach Betrag und Phase gleich
groß, so daß sie hier leicht in Rechnung gestellt werden können und die Funktion
der Regelung nicht stören.