CN1722596A - 一种三相波形发生方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及电压型电力变换装置的电压波形发生方法，尤其涉及多变流单元脉宽调制三相电力变换的电压波形发生方法。本发明的波形发生方法是：某个变流单元的载频周期与系统周期的倍数与变流单元的总数相等；按系统周期逐个或逐组计算所有变流单元的脉冲宽度并分配给相应的变流单元，按周期使之发出脉冲，从而实现精确的电压波形。

Description

一种三相波形发生方法

发明领域

本发明涉及可变电压的电力变换方法和电力变换装置，尤其涉及脉宽调制电压控制系统的电力变换方法与装置，特别是高电压电力变换装置。

技术背景

大功率交流电动机的变频调速器和高压大功率工业电源的应用越来越广泛，需要大量的可靠的电力变换装置。

目前，多电平方式的、以电位独立的H桥变流单元组成的电力变换装置以美国5625545号专利所述的为代表。

图1示出了一种有多个电位独立H桥变流单元组成的电力变换装置主电路。

该装置由多次级绕组移相变压器1和多个变流单元2组成，分别串联后，再按星形接法联在一起，形成三相输出接负载5，如三相电动机。初级绕组3可以是星形接法，也可以是角形接法。次级绕组4之间要相差一定的电角度，方法可以是逐个等差的，也可以是分组等差的，但差的总和是60度。变流单元2全部是三相交流输入，单相交流输出。

图2示出了采用三台移相整流变压器的一个例子。

其中，分立变压器8、9和10取代图1中变压器1的作用。三个过流保护装置7的作用是在较大功率的三相工频电源6上保护分立变压器8、9和10。变压器8、9和10的初级绕组和次级绕组采取相应的移相措施，保证各个变流单元均衡取电，使进线谐波最小。

图3示出了变流单元2的一个例子。

变流单元2由进线端11、进线保护12、整流器13、滤波电容14、单相逆变桥15、出线端16和17、出线保护18和变流单元控制器19组成。变流单元控制器19通过光纤20与整机控制器21进行信息传递。

传统上，进线保护12采用快速熔断器。

整流器13的形式有很多种选择。图4示出了采用全控整流方式的整流器，全控整流桥13可以控制整流电路的启闭。图5和图6示出了可以进行直流母线电压控制和能量回馈的两种形式，其中的整流控制器22根据滤波电容14上的电压决定电能由进线端11流向滤波电容14还是由滤波电容14流向进线端11。图6中的整流器13由两部分组成，正向桥23负责整流功能，反向桥24负责能量回馈。

逆变桥15是可以采用任何可控关断开关器件和反向并联的续流二极管组成的单相桥式电路，不一定非要采用图3所示的绝缘栅双极晶体管(IGBT)。图7示出了采用门极关断晶闸管(GTO)和反向并联的续流二极管组成的H型逆变桥。

出线保护18的作用是在变流单元2出现故障时，关闭逆变桥15的驱动信号，将出线端16和17之间短路，保证回路畅通，使整机可以继续运行。图8示出了应用电子开关实现出线保护的各种形式，其中通过电子开关器件25的动作实现出线端16和17之间的短路。图9示出了应用机械开关实现出线保护的各种形式，其中通过驱动器件26使机械开关27动作而实现出线端16和17之间的短路，在图9的(c)和(d)中，实现出线端16和17之间短路的同时还使逆变桥15的输出端断路，防止逆变桥15失控时造成更大的损失。在出线保护18的这些形式中，采用电子开关的，虽然动作时间短，但损耗比较大，有散热和整机效率问题；采用机械开关的，虽然没有效率和散热问题，但是其动作时间太长，不能保证变流单元发生故障时将其切离而不停止整机运行的要求，如采用带常开常闭触点的机械开关，动作过程必然是先断开常闭触点，后合上常开触点，在这个过程中电路会被切断而激出高压，所以不适合连续运行时切换。

滤波电容14一般采用电解电容通过串联和并联组成，也可以采用普通滤波电容。由于滤波电容14的电容量一般很大，需要充电电路将电容电压抬升到一定值后才能进入工作状态。图10示出一种充电电路的例子。其中，28是充电电路。上电之初，充电开关29打开，主电源通过充电电阻30给滤波电容14充电。滤波电容14上的电压达到一定值后，充电开关29合上，将充电电阻30切除，进入正常工作状态。图11示出另外一种充电电路的例子。上电之初，晶闸管31全部截止，充电开关32合上，主电源通过充电副桥33和充电电阻34给滤波电容14充电。滤波电容14上的电压达到一定值后，充电开关32断开，将充电电路切除，同时使晶闸管31导通，进入正常工作状态。充电开关32可以不使用。上述使用电阻进行充电限流的缺点是充电电阻会出现过热问题，造成寿命和可靠性过分降低，尤其是第一种充电方式，问题尤为严重。

传统上，采用图1和图2所示的拓扑结构的三相高压电源和三相高压交流电动机用变频调速器的波形发生方式有两种，一种是堆波方式，另一种是多重脉宽调制方式。

图12是一种堆波波形发生方式的例子。其中，35是某一相的基波电压波形，36是这一相的输出波形，37是这一相中第1个变流单元的输出波形，38是这一相中第2个变流单元的输出波形，以此类推，39、40、41和42分别是其中第3至第6个变流单元的输出波形。43是各个变流单元的直流母线电压。由于一相中所有变流单元是顺次连接的且相互之间电位是独立的，输出波形是各个变流单元输出波形的直接相叠加的结果。这种堆波方式的优点是开关器件的开关频率低，开关损耗小；缺点是输出波形不精确，输出谐波大，对电压调整响应的速度不快，不准确。

图13示出了一种多重脉宽调制波形发生的例子。产生脉宽调制脉冲的方法依然是用基波与三角波进行比较的方法。在这种多重脉宽调制波形发生方法中，三角波是多个的，并进行等距离移相。图13中，三角波44是第1个变流单元的三角波，与基波45比较，产生图3所示变流单元4的左半桥的输出波形47；与基波45相差180度的反相基波46比较，产生其右半桥的输出波形48；两个波形合成后生成第1个变流单元的输出波形49。同样，三角波50与基波45及其相差180度的反相基波46比较产生第2个变流单元左半桥和右半桥的输出波形51和52，生成第2个变流单元的输出波形53。同样，三角波54与基波45及其相差180度的反相基波46比较产生第3个变流单元左半桥和右半桥的输出波形55和56，生成第3个变流单元的输出波形57。变流单元输出波形49、53和57叠加在一起，得到相输出波形58。

图14示出了采用上述多重脉宽调制波形发生方法的高压三相电源和三相高压电动机变频调速器的一个传统控制器的例子。整机控制器59将三相电压期望值VU^*、VV^*和VW^*分别送给各相的端口模块60中，在每一相的端口模块中实现必要的移相。通过光纤61将波形信号送给变流单元控制器62。

上述多重脉宽调制波形发生方法及其控制器的缺点是：移相功能在端口模块56上分别进行，难以精确控制，精度不好；在波形发生方法中，没有对变流单元数的变化采取统一的控制策略，不利于实际使用；这种波形发生方法和控制器没有考虑变流单元受控关闭时要采取有效的措施抑制进线谐波的增加，还要使各个变流单元的工作负荷平衡。

图15示出了一种双向开关式多电位独立变流单元电力变换装置的主电路，详见美国6236580号专利。这种电力变换装置包括进线变压器63和单相输入单相输出的双向开关式变流单元64。进线变压器63的初级绕组由三相输入65和若干个单相次级绕组。

图16示出了单相输入单相输出的双向开关式变流单元64的电路图，双向开关式变流单元64包括单相输入端66、滤波电容67、由四个开关器件68组成的变流桥和单相输出端69。单相输入端66接进线变压器的某一个单相次级绕组，单相输出端69与其他变流单元的输出端顺次连接形成三相输出。

图17示出了开关器件68可能选用的电路图，其中，(a)是开关器件68的符号，(b)和(c)是开关器件68的双向型电路，(d)是开关器件68的单向型电路。

这种双向开关式多电位独立变流单元电力变换装置如若采用上述多重脉宽调制波形发生方法，同样会产生上述问题。

图18示出了电位独立变压器分布式多变流单元电力变换装置的主电路。这种电力变换装置包括三相输入端71、变压器分布式变流单元72，变压器分布式变流单元72的初级73和次级74分别串联在一起，在中点相联后形成三相输出接电动机75。图19示出了变压器分布式变流单元72的两种电路图。变压器分布式变流单元72包括单相进线端76、电抗器77、顺变桥78、滤波电容79、逆变桥80、隔离变压器81及单相输出端82。图19中(a)和(b)所表示的变压器分布式多变流单元的不同在于隔离变压器的位置，一个在逆变桥的输出上，一个在顺变桥的输入上，但电位隔离的效果是相同的。

这种变压器分布式多电位独立变流单元电力变换装置如若采用上述多重脉宽调制波形发生方法，同样会产生上述问题。

图20示出了中点箝位式电位独立多变流单元电力变换装置的主电路。电位独立中点箝位式多变流单元电力变换装置包括三相工频电源83、进线变压器85、双三相输入单相输出的中点箝位式变流单元88和负载电动机89，选用多个进线变压器时还包括与各个进线变压器相对应的过流保护器84。进线变压器85的初级绕组86可以采用星型或角形接法，次级绕组之间要进行必要的移相，并使移相角之和为60度。

图21示出了中点箝位式变流单元88的电路图。中点箝位式变流单元88包括上三相输入端子90、下三相输入端子91、上过流保护92、下过流保护93、上整流桥94、下整流桥95、上滤波电容96、下滤波电容97、左逆变桥111、右逆变桥112及输出端子113和114。左逆变桥111包括开关器件101、102、103和104以及反向并联在开关器件上的续流二极管、箝位二极管98和99。右逆变桥112包括开关器件105、106、107和108以及反向并联在开关器件上的续流二极管、箝位二极管109和110。一般使滤波电容96和97上的电压相等。开关器件101和103、102和104、105和107、106和108的开关状态有“非”的关系。开关器件101和102导通时，开关器件107导通，输出端子113和114之间输出滤波电容96上的电压，假设113为正，如开关器件108也同时导通，输出端子113和114之间则输出滤波电容96和97上的电压，相当于输出两倍的滤波电容96上的电压。开关器件105和106导通时，开关器件103导通，输出端子113和114之间输出滤波电容96上的电压，113为负，如开关器件104也同时导通，输出端子113和114之间则输出滤波电容96和97上的电压，相当于输出两倍的滤波电容96上的电压。

由此可见，中点箝位式电位独立多变流单元电力变换装置的一个变流单元相当于两个H型变流单元串联在一起的输出特性，可以应用上述波形发生方法，当然也会出现同样的问题。

发明目的

为了改进上述问题而做出了本发明。本发明的一个目的是提供一种用于电位独立变流单元组成的电力变换装置的通用波形发生方法，通过控制发生脉冲的变流单元、发生脉冲的时刻和脉冲的宽度，提高变流单元功率输出的均衡性，减少电力变换装置的输入谐波和输出谐波，对每个输出脉冲进行实时计算调整，实现快速响应。

另外，本发明的另一个目的是提供一种新型的电力变换装置，可以间接地实现低损耗的充电过程和低损耗的缺少变流单元的运行，实现变流单元发生故障时保护电路快速响应而不间断输出的运行。

本发明公开的内容

根据本发明，构成这样一种由多个电位独立的变流单元组合而成的电力变换装置实现精确脉宽调制输出的波形发生方法：

在一个由电位独立的变流单元组成的电力变换装置中，按单元载频周期起点是否一致将所有的变流单元分组，其组数L可能为1，也可能等于变流单元的总数Q。在任何一个输出端子至中心点之间的所有变流单元编成一个变流相，无论其输出端是串联还是并联，设有M个变流相。将所有的变流单元组排成一队，以一个特定的间隔为步长进行逐个进行变流单元组一个输出脉冲的占空比的计算，周而复始。这个步长称为系统周期c。任何一个变流单元的单元载频周期C＝L·c。在进行任何一个变流单元的某一个脉冲的占空比计算时，使用其各自对应的占空比函数。

当变流单元组数L＝1时，有C＝c，即一个系统周期中全部变流单元发出一个脉冲。

当变流单元组数1＜L＜Q且某一个变流单元组中包括属于其他变流相的变流单元时，排队过程不包括按变流相归属的循环，只要简单地按1至L的顺序均匀排布即可。

当变流单元组数1＜L＜Q且某一个变流单元组中不包括属于其他变流相的变流单元时，变流单元排队的方法是按变流相数循环，再按变流单元组数循环。

当变流单元组数L＝Q时，即每个变流单元的载频周期的起点不同，每一个变流单元组中只有一个变流单元。这时，排队首先按变流相的归属进行，即第1个变流单元是属于第1个变流相的，那末第2个变流单元是属于第2个变流相的，第i个变流单元是属于第i个变流相的，如此，第M个变流单元是属于第M个变流相的，第(M+1)个变流单元是又属于第1个变流相的，如此周而复始。设第i相中有N_i个变流单元。每次轮到第i个变流相时，第1次排第1个变流单元，第2次排第2个变流单元，第j次排第j个变流单元，如此，第N_i次排第N_i个变流单元，第(N_i+I)次又排第1个变流单元，同样周而复始。

如果这时所有的变流相包括的变流单元数相等，N_i＝N，则有C＝L·c＝Q·c＝M·N·c；如果第i个变流相包括的变流单元数与其他的变流相不相等，则第i变流相的变流单元的载频周期C_i＝M·N_i·c。

第i相第j个变流单元输出脉冲占空比函数为Y_ij＝a_ij·f_i(t)，其中，a_ij为第i相第j个变流单元的修正系数，且0＜a_ij＜1；f_i(t)为第i相的基本波形函数，是第i相的输出电压波形的数学描述，且-1≤f_i(t)≤+1；时间t＝c·x且x为系统周期的个数，是正整数；修正系数a_ij＝d·v·k_ij·u_ij，其中，d为输出额定相电压幅值对变流单元基准直流母线电压的差值的修正系数，v为输出电压幅值的修正系数，u_ij为第i相第j个变流单元瞬时直流母线电压的修正系数，k_ij为第i相第j个变流单元最大占空比的修正系数。

如果变流单元数为N而只有R个参加工作，那R称为工作单元数，R≤N，不管是采用所有各相的级数统一为R还是某相中的级数为R的工作方式，在其同相的变流单元中，有特殊相周期：

                              C′＝M·R·c

只要(N-R)个变流单元中有变流单元可以工作，就要轮流向这些变流单元上分配脉冲。

根据本发明，构成这样一种由多个电位独立的H桥变流单元组合而成的三相正弦波输出的电力变换装置的波形发生方法：

一个系统周期的角度增量：Δ＝2π·f·c

实时相位角：θ＝Δ·x

U相各个变流单元的占空比函数：Y_uj＝a_uj·cos(θ+α_u)

V相各个变流单元的占空比函数： $Y_{\mathrm{vj}}=a_{\mathrm{vj}}\·\cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3}+{\mathrm{\α}}_v)$

W相各个变流单元的占空比函数： $Y_{\mathrm{wj}}=a_{\mathrm{wj}}\·\cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3}+{\mathrm{\α}}_w)$

U相幅值修正系数：a_uj＝v·d·u_uj

V相幅值修正系数：a_vj＝v·d·u_vj

W相幅值修正系数：a_wj＝v·d·u_wj

其中，c为系统周期，x为系统周期的个数，f为输出频率，v是当前输出电压的百分比，d是每相中的变流单元的标准直流母线电压的和对额定输出时相电压幅值的差的修正系数，u是各个变流单元当前直流母线电压对标准直流母线电压的修正系数；

幅值修正系数a_uj、a_vj和a_wj的最大值是最大占空比，且大于0，小于1；α_u、α_v和α_w是相位修正角，其包括单元故障时用改变相位差对电压的提升和计算延迟；

U相变流单元的单元周期：C_u＝3·N_u·c

V相变流单元的单元周期：C_v＝3·N_v·c

W相变流单元的单元周期：C_w＝3·N_w·c

U相变流单元的半桥周期：C_Bu＝2·C_u

V相变流单元的半桥周期：C_Bv＝2·C_v

W相变流单元的半桥周期：C_Bw＝2·C_w

其中，N_u为U相的变流单元数，N_v为V相的变流单元数，N_w为W相的变流单元数；

脉冲分配的排队方法是先按相循环，后按单元个数循环；如果每相中有三个单元，有：Y_u1、Y_v1、Y_w1、Y_u2、Y_v2、Y_w2、Y_u3、Y_v3、Y_w3，周而复始；

设某相中同时输出脉冲的工作变流单元数为R，所有变流单元正常且R小于该相的变流单元总数N时，每相中(N-R)个变流单元还可以使用，脉冲还可以依次向它们上面分配，只是同时工作的变流单元有R个，如果有变流单元发生故障且故障单元数为Q，(N-R-Q)≥0时，可以满足输出电压的要求，脉冲分配方式可以不变，(N-R-Q)＜0时，可以采取改变占空比函数来补偿变流单元缺失所造成的输出电压幅值的下降。

为取得精确的输出波形，对于某一个H桥变流单元，脉冲发生时刻计算的方法是每相邻的两次占空比得出一次左右半桥的脉冲，左右半桥脉冲的周期是相同和起点一致的，对于一个变流单元相邻的两次计算的占空比为Y1和Y2，有：

左半桥上升沿定时器值： $\mathrm{Ls}$ $=$ $\frac{C_B}{2}(1-Y_1)$

右半桥上升沿定时器值： $\mathrm{Rs}=\frac{C_B}{2}(1+Y_1)$

左半桥下降沿定时器值： $\mathrm{Lx}=\frac{C_B}{2}(1+Y_2)$

右半桥下降沿定时器值： $\mathrm{Rx}=\frac{C_B}{2}(1-Y_2)$

其中，C_B为半桥周期；

这样有几个方面的好处：一个变流单元上分配一个脉冲，由于变压器副边绕组移相的原因，实际上产生了轮流均衡取电的效果，可以消除因为关闭变流单元所造成的进线谐波增大的情况；轮流工作，可以使各个进线变压器次级绕组和变流单元的热负荷平衡；使所有的变流单元都参与工作，可及早发现故障变流单元。

根据本发明，构成这样一种由多个电位独立的中点箝位变流单元组合而成的三相正弦波输出的电力变换装置的波形发生方法：

一个中点箝位变流单元的输出效果相当于两个串联的H桥变流单元的输出效果，可以看作是上述波形发生方法的、一个组中有两个同相的H桥变流单元的特例。

中点箝位变流单元的左桥的第1个开关器件导通输出一个正向电压E，其右桥第4个开关器件同时导通时输出两倍的正向电压2E，第一种情况可看作第一个H桥变流单元正向导通，第二中情况可以看作第二个H桥变流单元同时正向导通；中点箝位变流单元的右桥的第1个开关器件导通输出一个反向电压-E，其左桥第4个开关器件同时导通时输出两倍的反向电压-2E，第一种情况可看作第一个H桥变流单元反向导通，第二中情况可以看作第二个H桥变流单元同时反向导通。其具体的计算过程为：

一个系统周期的角度增量：Δ＝2π·f·c

实时相位角：θ＝Δ·x

U相各个变流单元的占空比：Y_uj＝a_uj·cos(θ+α_u)

V相各个变流单元的占空比： $Y_{\mathrm{vj}}=a_{\mathrm{vj}}\·\cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3}+{\mathrm{\α}}_v)$

W相各个变流单元的占空比： $Y_{\mathrm{wj}}=a_{\mathrm{wj}}\·\cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3}+{\mathrm{\α}}_w)$

U相幅值修正系数：a_uj＝v·d·u_uj

V相幅值修正系数：a_vj＝v·d·u_vj

W相幅值修正系数：a_wj＝v·d·u_wj

其中，c为系统周期，x为系统周期的个数，f为输出频率，v是当前输出电压的百分比，d是每相中的变流单元的标准直流母线电压的和对额定输出时相电压幅值的差的修正系数，u是各个变流单元当前直流母线电压对标准直流母线电压的修正系数，要对幅值修正系数进行限幅计算，使之不大于最大占空比，且0＜a_ij＜1，α_u、α_v和α_w是相位修正角，其包括单元故障时用改变相位差对电压的提升和计算延迟，

U相变流单元的单元周期：C_u＝3·N_u·c

V相变流单元的单元周期：C_v＝3·N_v·c

W相变流单元的单元周期：C_w＝3·N_w·c

脉冲分配的排队方法是先按变流相数循环，后按单元组数循环；如果每相中有2个单元，有：Y_u1、Y_v1、Y_w1、Y_u2、Y_v2、Y_w2；

设某相中同时输出脉冲的工作变流单元数为R，所有变流单元正常且R小于该相的变流单元总数N时，每相中(N-R)个变流单元还可以使用，脉冲还可以依次向它们上面分配，只是同时工作的变流单元有R个，如果有变流单元发生故障且故障单元数为Q，(N-R-Q)≥0时，可以满足输出电压的要求，脉冲分配方式可以不变，(N-R-Q)＜0时，可以采取改变占空比函数(如加入三次谐波和相位差)来补偿变流单元缺失所造成的输出电压幅值的下降；

对于某一个中点箝位变流单元，脉冲发生时刻计算的方法是每次占空比得出一次左右半桥中第1或第4个开关器件的开通的脉冲，其工作周期为单元周期，第1和第4个开关器件的开通的周期是相同和起点一致的，有：

脉冲上升沿定时器值： $S=\frac{C}{2}(1-Y)$

脉冲下降沿定时器值： $X=\frac{C}{2}(1+Y)$

在有2E或-2E输出时，中点箝位变流单元的左桥的第1个开关器件或右桥的第1个开关器件是保持导通的。

这样有几个方面的好处：一个变流单元上分配一个脉冲，由于变压器副边绕组移相的原因，实际上产生了轮流均衡取电的效果，可以消除因为关闭变流单元所造成的进线谐波增大的情况；轮流工作，可以使各个进线变压器次级绕组和变流单元的热负荷平衡；使所有的变流单元都参与工作，可及早发现故障变流单元。

根据本发明，构成一种应用于独立电位变流单元组成的电力变换装置的波形发生控制器：

该波形发生控制器包括主模块、计算模块、分配模块、总线模块、简选模块、实算模块。主模块负责系统周期的发生和与上位控制系统的通讯；分配模块确定当前系统周期的计算所对应的变流单元组或变流单元；计算模块应用所对应的占空比函数进行占空比计算和单元载频周期计算；总线模块将分配模块和计算模块的结果发给内部总线，并将各个变流单元的直流母线电压传给计算模块；简选模块将本身所对应单元的占空比和单元载频周期参数截获，通过通讯方式发给所对应的实算模块；实算模块存在于每一个变流单元控制器中，将简选模块发来的占空比和单元载频周期实化，变成驱动开关器件门极的脉冲信号。简选模块与实算模块之间的通讯媒介可以是光纤，也可以采用电磁波。简选模块的数量与变流单元的数量相同。

应用于带有源滤波功能的独立电位变流单元组成的电力变换装置的波形发生控制器还包括输入相位模块，输入相位模块将三相交流电源的相位通过总线模块、简选模块、通讯媒介发给实算模块，用于对有源滤波电路的控制。

为了达到所述发明目的，本发明的多变流单元电力变换装置包括共有Q组三相次级绕组的1个或者S个三相进线变压器、波形发生控制器和M个变流相，M个变流相的输出一端连在一点，M个另一端形成本发明的多变流单元电力变换装置的M相输出。

所述的M个变流相由Q个三相输入单相输出的H桥变流单元组成，每一个变流相中有a个H桥变流单元和1个保护单元的输出端子并联在一起形成一族，b个这样的族的输出端子再依次串联在一起，每一相的变流单元数N＝a·b，变流单元总数Q＝M·N。

所述的1个三相进线变压器的三相次级绕组数为Q组或者S个三相进线变压器的三相次级绕组数为

组，其单个或S个初级绕组与工频交流电源相接，S个初级绕组之中所采用的接法可以不同，而次级绕组可以存在相移也可以没有相移；次级绕组之间有相移是可以逐个地或成团地进行移相，每一团中的次级绕组相移角相同，每组次级绕组之间的移相角之差或团与团之间的移相角之差的总和为60度；

所述的三相输入单相输出的H桥变流单元在进线变压器次级绕组之间存在相移时包括：变流单元控制器、三相输入端、普通顺变桥、直流滤波器、四个门极关断开关器件及四个分别反并联的续流二极管组成的单相输出H型逆变桥、单相输出端以及连接在一个输出端与一个逆变桥臂输出之间的输出开关；

所述的三相输入单相输出的H桥变流单元在进线变压器次级绕组之间没有相移时包括：三相输入端、有源滤波顺变桥、直流滤波器、四个门极关断开关器件及四个分别反并联的续流二极管组成的单相输出H型逆变桥、单相输出端以及连接在一个输出端与一个逆变桥臂输出之间的输出开关；

所述的直流滤波器包括共轭直流电抗器和滤波电容；所述的输出开关可以选用电控机械开关或者快速熔断器；

所述的三相输入单相输出变流单元的普通顺变桥包括串联在三相回路上的三相过流保护装置、连接三相交流回路和直流回路的三相半控整流桥、并联在三相半控整流桥两端的三相并联式恒流充电器、挂在三相输入线上的三个或两个电流互感器和连接三相半控整流桥及电流互感器的顺变控制器；所述的过流保护装置可以是两个或三个快速熔断器或者是一个两对或三对触点的断路器；所述的顺变控制器根据直流滤波器两端的直流母线电压和变流单元控制器的指令控制半控整流桥和并联式恒流充电器实现充电过程的启停，根据电流互感器的过流信号关闭半控整流桥以快速切断过流，或者使断路器断开；所述的三相并联式恒流充电器至少包括三个分别串联在三个相线上的镇流电容和一个连在这三个镇流电容后面的三相整流桥，其特征是这个三相整流桥的容量小于顺变桥中半控整流桥的容量；

所述的三相输入单相输出变流单元的有源滤波顺变桥包括串联在三相回路上的起过流保护作用的快速熔断器、串联在三相回路上的三相串联式恒流充电器、连接三相交流回路和直流回路的由门极可控关断半导体开关器件组成的三相全控顺变桥和连接可控关断半导体开关器件门极的有源滤波控制器；所述的有源滤波控制器根据直流滤波器两端的直流母线电压和变流单元控制器的指令控制三相串联式恒流充电器实现充电过程的启停，根据变流单元控制器的传来的工频交流电源的相位信号控制全控整流桥实现有源滤波和泵升能量的回馈；所述的三相串联式恒流充电器至少包括三个分别串联在三个相线上的镇流电容、一个与镇流电容并联的三对触点的短路开关和一个串联在三相回路中的三对触点的断路开关，其特征是其短路开关三对触点的容量与整流电路的容量相同。

所述的变流单元控制器作为波形发生控制器的一部分，包括下通讯模块、实算模块、采集控制模块和开关器件驱动模块；所述的下通讯模块负责与简选模块的上通讯模块之间进行数据交换，所述的实算模块将简选模块发来的占空比和单元载频周期定时器化，变成驱动开关器件门极的脉冲信号，所述的开关器件驱动模块将此脉冲信号送给开关器件，所述的采集控制模块负责变流单元数据采集和充电电路等的控制，还负责将工频交流电源的相位交换给有源滤波控制器；

所述的保护单元包括一个电控机械开关和并联在这个电控机械开关上的一个电子开关，变流单元发生故障时这两个开关同时得到闭合指令，将这个或与之同族的变流单元的输出端短路而使整机继续运行，利用两种开关不同的特性解决快速闭合与低损耗长时间运行的矛盾，其特征在于这个电子开关的容量小于这个机械开关的容量，保护单元的闭合指令可以从变流单元控制器、本身的过压检测、本身的由变流单元的位置操作的微动开关或者波形发生控制器同时或者分别得到；

或者，所述的保护单元包括一个电控机械开关、并联在这个电控机械开关上的一个大功率过压自导通器件、串在这个过压自导通器件的回路上的电流传感器和保护控制器，电流传感器检到一定宽度的电流信号的存在时保护控制器使这个电控机械开关闭合。

为了达到所述发明目的，本发明的多变流单元电力变换装置包括共有Q组单相次级绕组的1个或者S个三相或单相输入的进线变压器、波形发生控制器和M个变流相，M个变流相的输出一端连在一点，M个另一端形成本发明的多变流单元电力变换装置的M相输出。

所述的M个变流相由Q个单相输入单相输出的变流单元组成，每一个变流相中有a个变流单元和1个保护单元的输出端子并联在一起形成一族，b个这样的族的输出端子再依次串联在一起，每一相的变流单元数N＝a·b，变流单元总数Q＝M·N。

所述的1个三相或单相输入的进线变压器的单相次级绕组数为Q组或者S个三相进线变压器的单相次级绕组数为

组，其单个或S个初级绕组与工频交流电源相接，三相输入时S个初级绕组之中所采用的接法不同且所有的单相次级绕组要均匀地分布在三相上；

所述的单相输入单相输出的变流单元包括：单相输入端、串联在单相输入回路中的一个或两个快速熔断器和单相串联式恒流充电器、连接输入交流回路和直流回路的四个门极关断开关器件及四个分别反并联的续流二极管组成的单相全控顺变桥、与门极关断开关器件的门极相连的有源滤波控制器、串并联在直流回路中的直流滤波器、连接直流回路和输出交流回路的四个门极关断开关器件及四个分别反并联的续流二极管组成的单相输出H型逆变桥、与H型逆变桥门极和有源滤波控制器相连的变流单元控制器、单相输出端以及连接在一个输出端与一个逆变桥臂输出之间的输出开关；所述的有源滤波控制器根据直流滤波器两端的直流母线电压和变流单元控制器的指令控制单相串联式恒流充电器实现充电过程的启停，根据变流单元控制器的传来的工频交流电源的相位信号控制全控整流桥实现有源滤波和泵升能量的回馈；所述的单相串联式恒流充电器至少包括一个串联在相线上的镇流电容和一个断路开关，以及一个与镇流电容并联的短路开关，其特征是其短路开关三对触点的容量与整流电路的容量相同；

或者，所述的单相输入单相输出的变流单元包括：串联在单相输入回路中的单相过流保护装置、挂在单相输入回路上的一个电流互感器、连接输入交流回路和直流回路的单相半控整流桥、并联在单相半控整流桥两端的单相并联式恒流充电器、串联在直流回路中的功率因数校正电路、与单相半控整流桥的门极和功率因数校正电路相连的有源滤波控制器、串并联在直流回路中的直流滤波器、连接直流回路和输出交流回路的由四个门极关断开关器件及四个分别反并联的续流二极管组成的单相输出H型逆变桥、与H型逆变桥门极和有源滤波控制器相连的变流单元控制器、单相输出端以及连接在一个输出端与一个逆变桥臂输出之间的输出开关；所述的过流保护装置可以是一个快速熔断器或者是一个一对或两对触点的断路器；所述的有源滤波控制器根据直流滤波器两端的直流母线电压和变流单元控制器的指令控制半控整流桥和并联式恒流充电器实现充电过程的启停，根据电流互感器的过流信号关闭半控整流桥以快速切断过流，或者使断路器断开，另外，根据变流单元控制器的传来的工频交流电源的相位信号控制功率因数校正电路实现有源滤波；所述的功率因数校正电路包括一个电感、一个开关器件和一个止回二极管；所述的单相并联式恒流充电器至少包括一个串联在相线上的镇流电容和一个连在这个镇流电容后面的单相整流桥，其特征是这个单相整流桥的容量小于顺变桥中半控整流桥的容量。

所述的直流滤波器包括共轭直流电抗器和滤波电容；所述的输出开关可以选用电控机械开关或者快速熔断器；

所述的变流单元控制器作为波形发生控制器的一部分，包括下通讯模块、实算模块、采集控制模块和开关器件驱动模块；所述的下通讯模块负责与简选模块的上通讯模块之间进行数据交换，所述的实算模块将简选模块发来的占空比和单元载频周期定时器化，变成驱动开关器件门极的脉冲信号，所述的开关器件驱动模块将脉冲信号送给开关器件，所述的采集控制模块负责变流单元数据采集和充电电路等的控制，还负责将工频交流电源的相位交换给有源滤波控制器；

所述的保护单元包括一个电控机械开关和并联在这个电控机械开关上的一个电子开关，变流单元发生故障时这两个开关同时得到闭合指令，将这个或与之同族的变流单元的输出端短路而使整机继续运行，利用两种开关不同的特性解决快速闭合与低损耗长时间运行的矛盾，其特征在于这个电子开关的容量小于这个机械开关的容量，保护单元的闭合指令可以从变流单元控制器、本身的过压检测、本身的由变流单元的位置操作的微动开关或者波形发生控制器同时或者分别得到；

或者，所述的保护单元包括一个电控机械开关、并联在这个电控机械开关上的一个大功率过压自导通器件、串在这个过压自导通器件的回路上的电流传感器和保护控制器，电流传感器检到一定宽度的电流信号的存在时保护控制器使这个电控机械开关闭合。根据本发明，构成这样一种三相输入三相输出的六开关电力变换装置，包括：控制器、三相输入端、三相顺变桥、直流滤波器、六个门极关断开关器件及四个分别反并联的续流二极管组成的三相输出H型逆变桥、三相输出端；

所述的三相输入三相输出的六开关电力变换装置的三相顺变桥包括：串联在三相输入回路中的三相过流保护装置、连接三相输入回路和直流回路的三相半控整流桥、并联在三相半控整流桥两端的三相并联式恒流充电器、挂在三相输入回路上的三个电流互感器和与三相半控整流桥的门极相连的顺变控制器；所述的过流保护装置可以是三个快速熔断器或者是一个三对触点的断路器；所述的顺变控制器根据直流滤波器两端的直流母线电压和变流单元控制器的指令控制半控整流桥和并联式恒流充电器实现充电过程的启停，根据电流互感器的过流信号关闭半控整流桥以快速切断过流，或者使断路器断开；所述的三相并联式恒流充电器至少包括三个分别串联在三个相线上的镇流电容和一个连在这三个镇流电容后面的三相整流桥，其特征是这个三相整流桥的容量小于顺变桥中半控整流桥的容量。

或者，所述的三相输入三相输出的六开关电力变换装置的三相顺变桥包括：串联在三相输入回路中的起过流保护作用的快速熔断器和三相串联式恒流充电器、连接三相输入回路和直流回路的由门极可控关断半导体开关器件组成的三相全控整流桥和与门极可控关断半导体开关器件的门极相连的有源滤波控制器；所述的有源滤波控制器根据直流滤波器两端的直流母线电压和变流单元控制器的指令控制三相串联式恒流充电器实现充电过程的启停，根据变流单元控制器的传来的工频交流电源的相位信号控制全控整流桥实现有源滤波和泵升能量的回馈；所述的三相串联式恒流充电器至少包括三个分别串联在三个相线上的镇流电容、一个与镇流电容并联的三对触点的短路开关和一个串联在三相回路中的三对触点的断路开关，其特征是其短路开关三对触点的容量与整流电路的容量相同。

附图的简要说明

图1是传统上采用一个变压器的主电路图；

图2是传统上采用三个变压器的主电路图；

图3是传统上变流单元的电路图；

图4是采用一种全控整流的变流单元的电路图；

图5是采用一种全控整流的顺变桥的电路图；

图6是采用一种全控整流的顺变桥的电路图；

图7是采用GTO作为开关器件的逆变桥电路图；

图8是采用电子开关的保护单元的电路图；

图9是采用机械开关的保护单元的电路图；

图10是一种带充电电路的变流单元电路图；

图11是一种带副桥充电电路的变流单元电路图；

图12是堆波波形发生示意图；

图13是多重脉宽调制波形发生示意图；

图14是多重脉宽调制波形发生控制器结构图；

图15是双向开关式电位独立变流单元型电力变换器主电路图；

图16是双向开关式电位独立变流单元的电路图；

图17是双向开关式电位独立变流单元之开关器件的电路图；

图18是变压器分布式电位独立变流单元型电力变换器主电路图；

图19是变压器分布式电位独立变流单元电路图；

图20是中点箝位式电位独立变流单元型电力变换器主电路图；

图21是中点箝位式变流单元电路图；

图22是有移相无并联的H桥变流单元电力变换装置的主电路图；

图23是无移相无并联的H桥变流单元电力变换装置的波形发生示意图；

图24是有移相有并联的H桥变流单元电力变换装置的主电路图；

图25是无移相有并联的H桥变流单元电力变换装置的主电路图；

图26是无移相无并联的单相H桥变流单元电力变换装置的主电路图；

图27是无移相有并联的单相H桥变流单元电力变换装置的主电路图；

图28是三相输入H桥变流单元的电路图；

图29是三相输入熔断器无滤波顺变桥的电路图；

图30是三相输入断路器无滤波顺变桥的电路图；

图31是三相输入有源滤波顺变桥的电路图；

图32是单相输入有源滤波的H桥变流单元的电路图；

图33是单相输入二极管整流有源滤波的H桥变流单元的电路图；

图34是三相和单相并联式充电电路的电路图；

图35是三相和单相串联式充电电路的电路图；

图36是一种保护单元的电路图

图37是另一种保护单元的电路图

图38是保护单元机械开关可选方案的示意图；

图39是保护单元电子开关可选方案的电路图；

图40是本发明波形发生方法的一个三相正弦波输出的示意图；

图41是本发明H桥变流单元左右半桥波形关系示意图；

图42是本发明波形发生控制器的功能结构图；

图43是二极管箝位电力变换装置主电路图；

图44是二极管箝位变流单元的电路图；

图45是六开关变频器主电路图；

以下参照各个附图，其中相同的标号表示相同的元件或部件，详细描述本发明的实施例。

图22是本发明第1实施例的主电路图，其示出的由独立电位H桥变流单元组成的电力变换装置包括工频交流电源121、S个三相进线变压器122、Q个三相输入普通H桥变流单元123、各个变流单元123所对应的保护单元124和此电力变换装置的M相输出125。图中示出的是进线变压器数S＝1、并联单元数a＝1、串联单元级数b＝3、变流相数M＝3和变流单元总数Q＝9的一种特例。

在图22中，三相输入普通H桥变流单元123与其所对应的保护单元124相连接后其共同的输出端134和135顺次相连而形成一个变流相，如图22中的131、132和133，M个变流相在中点连接后形成M相输出125。

在图22中，三相进线变压器122的初级绕组126可以采用星形或角形接法，其Q个三相次级绕组127按移相角的不同分成若干组，在图22中分成3组，即128、129和130；组与组之间的移相角的差相同，移相角度差的和为60度；次级绕组127也可以逐个三相绕组移相，但移相角度差的和依然为60度；所有三相次级绕组127分别接入对应的三相输入普通H桥变流单元123的输入端191，一般同一组的次级绕组接不同变流相上的变流单元，如组128中的次级绕组分别接相131、相132和相133中的变流单元123。

三相输入普通H桥变流单元123和保护单元124的结构在本发明的第7和第15实施例中详述。

采用本专利第1实施例的电力变换装置的优点是：输入采用相移形成被动的多波头取电，进线谐波较小；在某个变流单元发生故障时，保护单元快速动作，将该变流单元的输出端短路而将其切除，实现最大可能的连续运行和故障安全性；充电过程是可控与低损耗的，可以反复进行。

在图23中，三相输入有源滤波H桥变流单元139与其所对应的保护单元124相连接后其共同的输出端143和144顺次相连而形成一个变流相，如图23中的140、141和142，此M个变流相一端相联形成中点，另一端形成M相输出125。

图23是本发明第2实施例的主电路图，其示出的由独立电位H桥变流单元组成的电力变换装置包括工频交流电源121、S个三相进线变压器136、Q个三相输入有源滤波H桥变流单元139、各个三相输入有源滤波H桥变流单元139所对应的保护单元124和此电力变换装置的M相输出125。图中示出的是进线变压器数S＝1、并联单元数a＝1、串联单元级数b＝3、变流相数M＝3和变流单元总数Q＝9的一种特例。

在图23中，三相进线变压器136的初级绕组137可以采用星形或角形接法；其次级绕组138可以采用角形或星形接法，分别接入对应的三相输入有源滤波H桥变流单元139的输入端。

三相输入有源滤波H桥变流单元139和保护单元124的结构在本发明的第7和第15实施例中详述。

采用本专利第2实施例的电力变换装置的优点是：取消了进线变压器136次级绕组的相移，简化了变压器结构，降低了变压器制造成本；利用三相输入有源滤波H桥变流单元139的功能，实现能量回馈和对直流母线电压的控制，并使进线谐波符合要求，适于小功率机型减小体积和减少重量的要求；在某个变流单元发生故障时，保护单元快速动作，将该变流单元的输出端短路而将其切除，实现最大可能的连续运行和故障安全性；充电过程是可控与低损耗的，可以反复进行。

图24是本发明第3实施例的主电路图，其示出的由独立电位H桥变流单元组成的电力变换装置包括工频交流电源121、S个过流保护装置145、146和147、S个三相进线变压器148、149和150、Q个普通H桥变流单元123、b个保护单元和此电力变换装置的M相输出125。图中示出的是进线变压器数S＝3、并联单元数a＝2、串联单元级数b＝3、变流相数M＝3和变流单元总数Q＝18的一种特例。

在图24中，一个三相输入普通H桥变流单元123与其相邻的三相输入普通H桥变流单元123的输出端并联后再与保护单元124并联再顺次相连而形成一相，各相在中点连接后形成三相输出，至M相输出125。

在图24中，3台三相进线变压器148、149和150的初级绕组151、152和153可以采用星形或角形接法，受各自的过流保护装置145、146和147的保护，其次级绕组154、155和156按移相角的不同分成若干组，在图24中各分成3组，组与组之间的移相角的差相同，移相角度差的和为60度；次级绕组154、155和156也可以逐个三相绕组移相，但移相角度差的和依然为60度；所有三相次级绕组154、155和156分别接入对应的三相输入普通H桥变流单元123的输入端。

三相输入有源滤波H桥变流单元123和保护单元124的结构在本发明的第7和第15实施例中详述。

采用本专利第3实施例的电力变换装置的优点是：输入采用相移形成被动多波头取电，进线谐波较小；多个变流单元输出端并联，有助于取得良好的输出电流能力和波形；在某个变流单元发生故障时，保护单元快速动作，将该变流单元的输出端短路而将其切除，实现最大可能的连续运行和故障安全性；充电过程是可控与低损耗的，可以反复进行。

图25是本发明第4实施例的主电路图，其示出的由独立电位H桥变流单元组成的电力变换装置包括工频交流电源121、S个过流保护装置145、146和147、S个三相进线变压器157、158和159、Q个三相输入有源滤波H桥变流单元139、b个保护单元和此电力变换装置的M相输出125。图中示出的是进线变压器数S＝3、并联单元数a＝2、串联单元级数b＝3、变流相数M＝3和变流单元总数Q＝18的一种特例。

在图25中，一个三相输入有源滤波H桥变流单元139与其相邻的三相输入有源滤波H桥变流单元139的输出端并联后再与保护单元124并联再顺次相连而形成一相，各相在中点连接后形成M相输出125。

在图25中，3台三相进线变压器157、158和159的初级绕组160、161和162可以采用星形或角形接法，受各自的过流保护装置145、146和147的保护，其次级绕组163、164和165可以采用星形或角形接法；所有三相次级绕组154、155和156分别接入对应的三相输入有源滤波H桥变流单元139的输入端。

三相输入有源滤波H桥变流单元139和保护单元124的结构在本发明的第7和第15实施例中详述。

采用本专利第4实施例的电力变换装置的优点是：取消了进线变压器次级绕组的相移，简化了变压器结构，降低了变压器制造成本；利用三相输入有源滤波H桥变流单元139的功能，实现能量回馈和对直流母线电压的控制，并使进线谐波符合要求；多个变流单元输出端并联，有助于取得良好的输出电流波形；在某个变流单元发生故障时，保护单元快速动作，将该变流单元的输出端短路而将其切除，实现最大可能的连续运行和故障安全性；充电过程是可控与低损耗的，可以反复进行。

图26是本发明第5实施例的主电路图，其示出的由独立电位H桥变流单元组成的电力变换装置包括工频交流电源121、S个三相进线变压器166、Q个单相输入有源滤波H桥变流单元167、保护单元124和此电力变换装置的M相输出125。图中示出的是进线变压器数S＝1、并联单元数a＝1、串联单元级数b＝3、变流相数M＝3和变流单元总数Q＝9的一种特例。

在图26中，三相进线变压器166的初级绕组126可以采用星形或角形接法，图中示出的是星形接法，其次级绕组全部单相输出，分别接入对应的单相输入有源滤波H桥变流单元167的输入端；单相输入有源滤波H桥变流单元167与其所对应的保护单元124相连接后其共同的输出端171和172顺次相连而形成一相，如图中的168、169和170，各相在中点连接后形成M相输出125。

三相进线变压器166的同相的次级绕组分别接入不同相的单相输入有源滤波H桥变流单元167的输入端，在图26中示出了属于A相的单相次级绕组接入分别属于U相、V相和W相的有源滤波H桥变流单元167；属于B相的单相次级绕组接入分别属于U相、V相和W相的有源滤波H桥变流单元167；属于C相的单相次级绕组接入分别属于U相、V相和W相的有源滤波H桥变流单元167。

单相输入有源滤波H桥变流单元167和保护单元124的结构在本发明的第11、第12和第15实施例中详述。

采用本专利第5实施例的电力变换装置的优点是：取消了进线变压器次级绕组的相移，次级绕组采用单相输出，大大简化了变压器结构，降低了变压器制造成本；利用单相输入有源滤波H桥变流单元167的功能，实现能量回馈和对直流母线电压的控制，并使进线谐波符合要求；适于小功率机型减小体积和减少重量的要求；在某个变流单元发生故障时，保护单元快速动作，将该变流单元的输出端短路而将其切除，实现最大可能的连续运行和故障安全性；充电过程是可控与低损耗的，可以反复进行。

图27是本发明第6实施例的主电路图，其示出的由独立电位H桥变流单元组成的电力变换装置包括工频交流电源121、S个三相进线变压器173、Q个单相输入有源滤波H桥变流单元167、b个保护单元124和此电力变换装置的M相输出125。图中示出的是进线变压器数S＝1、并联单元数a＝2、串联单元级数b＝3、变流相数M＝3和变流单元总数Q＝18的一种特例。

在图27中，三相进线变压器173的初级绕组可以采用星形或角形接法，其次级绕组全部单相输出，分别接入对应的单相输入有源滤波H桥变流单元167的输入端；a个单相输入有源滤波H桥变流单元167与1个保护单元的输出端并联后再顺次相连而形成一相，各相在中点连接后形成M相输出125。

单相输入有源滤波H桥变流单元167和保护单元124的结构在本发明的第11、第12和第15实施例中详述。

采用本专利第6实施例的电力变换装置的优点是：取消了进线变压器次级绕组的相移，使用单相输出，大大简化了变压器结构，降低了变压器制造成本；利用单相输入有源滤波H桥变流单元167的功能，实现能量回馈和对直流母线电压的控制，并使进线谐波符合要求；多个变流单元输出端并联，有助于取得良好的输出电流能力和波形；在某个变流单元发生故障时，保护单元快速动作，将该变流单元的输出端短路而将其切除，实现最大可能的连续运行和故障安全性；充电过程是可控与低损耗的，可以反复进行。

图28是本发明第7实施例的电路图，其示出的三相输入H桥变流单元包括三相输入端191、三相顺变桥192、滤波电路193、单相H型逆变桥194、变流单元控制器195、输出开关196和单相输出端197、198。

在图28中，三相顺变桥192的输出端为211和212，其可以有多种形式，在第8、第9和第10实施例中详述；直流滤波电路193由共轭直流电抗器200和滤波电容器209组成，滤波电容器209一般由多个电容通过串联和并联组成；单相H型逆变桥194包括由四个半导体开关器件串联然后并联组成桥式逆变电路，即201和202、203和204，及其反向并联在各个开关器件上的续流二极管205、206、207、208；输出开关196可以选用电控机械开关或者快速熔断器；变流单元控制器195依据通讯媒介199传送来的、波形发生控制器120的命令，包括占空比和单元载频周期信息，控制半导体开关器件201至204的工作状态，将通过210采集的滤波电容器209两端的直流母线电压通过通讯媒介传回波形发生控制器120代入计算。

图28所示的三相输入H桥变流单元可以演化出不同的形式，其中的三相顺变桥192采用第8实施例和第9实施例的电路时，即为三相输入普通H桥变流单元123；其中的三相顺变桥192采用第10实施例的电路时，即为三相输入有源滤波H桥变流单元139。

图29是本发明第8实施例的电路图，其示出了顺变桥192的一种电路，包括三相输入端191、进线熔断器213、半控整流桥214、并联式充电电路215、顺变控制器216及输出端211和212。

在图29中，半控整流桥214由三个整流二极管和三个晶体闸流管组成；顺变控制器216控制半控整流桥214中三个晶体闸流管的门极，通过220传送的直流母线电压和217传送的变流单元控制器195的信号决定这三个晶体闸流管的工作状态；并联式充电电路215的三相交流输入端为218，直流输出端为219，采用可控充电方式时通过221获得顺变控制器216发出的充电启停信号。

图30是本发明第9实施例的电路图，其示出了顺变桥192的另一种电路，包括三相输入端191、过流保护器222、三个电流互感器223、半控整流桥214、并联式充电电路215、顺变控制器224及输出端211和212。

在图30中，过流保护器222可以是三个熔断器，也可以是三对触点或两对触点的断路器；半控整流桥214由三个整流二极管和三个晶体闸流管组成；顺变控制器224控制半控整流桥214中三个晶体闸流管的门极，通过211和212之间的直流母线电压和225传送的变流单元控制器195的信号，顺变控制器224决定这三个晶体闸流管的启闭，另外，通过三个电流互感器223传来的信号，顺变控制器224在过流发生时关断三个晶体闸流管，必要时还可以通过227断开使用断路器时的过流保护器222。并联式充电电路215的三相交流输入端为218，直流输出端为219，采用可控充电方式时，通过221获得顺变控制器216发出的充电启停信号。

图31是本发明第10实施例的电路图，其示出了顺变桥192的另一种电路，包括三相输入端191、快速熔断器213、串联充电电路228、全控整流桥229、顺变控制器230及输出端211和212。

在图31中，全控整流桥229由六个半导体开关器件和六个与之反向并联的续流二极管及串在交流输入端上的三个交流电抗器组成，半导体开关器件一般选用绝缘栅双极晶体管，三个交流电抗器可用进线变压器的漏感取代；顺变控制器230控制全控整流桥229中六个半导体开关器件，根据通过231从变流单元控制器送来的相位信号实现整流状态的有源滤波，根据输出端211和212之间的直流母线电压来控制回馈，另外，顺变控制器230直接控制串联充电电路的工作状态；串联充电电路228的详述见本发明的第14实施例。

图32是本发明第11实施例的电路图，其示出了单相输入有源滤波H桥变流单元的另一种电路，包括单相输入端232、快速熔断器233、单相串联充电电路234、全控整流桥235、顺变控制器236、直流滤波电路193、单相H型逆变桥194、变流单元控制器195、输出开关196及单相输出端197和198。

在图32中，全控整流桥235由四个半导体开关器件和四个与之反向并联的续流二极管及串在交流输入端上的一个交流电抗器组成，半导体开关器件一般选用绝缘栅双极晶体管，交流电抗器可用进线变压器的漏感取代；输出开关196可以选用电控机械开关或者快速熔断器；顺变控制器236控制全控整流桥235中四个半导体开关器件，根据通过237从变流单元控制器195送来的相位信号实现整流状态的有源滤波，根据直流母线电压来实现回馈状态的逆变，另外，顺变控制器236直接控制单相串联充电电路的工作状态；滤波电路193由共轭直流电抗器200和滤波电容器209组成，滤波电容器209一般由多个电容通过串联和并联组成；单相H型逆变桥194包括四个半导体开关器件及其反向并联在各个开关器件上的续流二极管；变流单元控制器195依据通讯媒介199传送来的波形发生控制器120的指令，包括占空比和单元载频周期信息，控制半导体开关器件的开关状态，并将滤波电容器209两端的直流母线电压通过通讯媒介199传回波形发生控制器120代入波形发生计算；单相串联充电电路234的详述见本发明的第14实施例。

图33是本发明第12实施例的电路图，其示出了单相输入有源滤波H桥变流单元的另一种电路，包括单相输入端232、过流保护器247、电流互感器258、半控整流桥248、单相并联式充电电路250、顺变控制器249、有源滤波电路251、直流滤波电容252、单相H型逆变桥194、变流单元控制器195、输出开关196及单相输出端197和198。

在图33中，过流保护器247可以是一个或两个熔断器，也可以是一个有一对触点的或两对触点的断路器；半控整流桥248由两个晶体闸流管和两个整流二极管组成；输出开关196可以选用电控机械开关或者快速熔断器；顺变控制器249控制半控整流桥248中两个晶体闸流管的门极，通过直流母线电压和257传送的变流单元控制器195的指令信号，顺变控制器249决定这两个晶体闸流管的启闭，另外，通过电流互感器258传来的信号，顺变控制器249在输入端232发生过流时关断两个晶体闸流管，必要时还可以直接断开使用断路器时的过流保护器247，另外，根据通过257从变流单元控制器195送来的相位信号控制有源滤波电路251，另外，顺变控制器249还直接控制单相串联充电电路的工作状态；有源滤波电路251由直流电感253、止回二极管254、开关器件255及其反向并联的续流二极管256组成；直流滤波电路只有直流滤波电容252即可，滤波电容252一般由多个电容通过串联和并联组成；单相逆变桥237包括由四个半导体开关器件组成的桥式逆变电路及其反向并联在各个开关器件上的续流二极管；变流单元控制器195通过通讯媒介199获得波形发生控制器120的所有指令，包括占空比和单元载频周期信息，控制单相逆变桥194中的半导体开关器件的开关状态，并将滤波电容器252两端的直流母线电压通过通讯媒介199传回波形发生控制器120且代入波形发生计算；单相并联式充电电路250的详述见本发明的第13实施例。

图34是本发明第13实施例的电路图，其示出了三相并联式充电电路215和单相并联式充电电路250的几种例子。下述三相并联式充电电路215和单相并联式充电电路234的几种例子可以应用于交直交型低压变频器或电源中。

图34(a)示出的是三相并联式充电电路215的原理性电路，图34(a)中三相并联式充电电路215包括进线端218、进线熔断器261、充电电容262、三相充电副桥263、出线熔断器264和出线端219。这种利用电容作为恒流源给滤波电容充电的方法的优点是无发热器件、充电电流容易控制、器件容量较小，成本较低。

图34(b)示出的是三相并联式充电电路215的一种改进型电路，图34(b)中三相并联式充电电路215包括进线端218、进线熔断器261、充电电容262、放电电阻265、迟滞电阻266、三相充电副桥263、充电控制开关267和出线端219。充电电容262起恒流源的作用；放电电阻265的作用是在该充电电路停止工作时把充电电容262中的电荷放掉；迟滞电阻266是为了控制充电电流的上升特性；三相充电副桥263的作用是整流；充电控制开关267在其电磁线圈的作用下开始或关闭充电过程，如果不控制充电过程，充电控制开关267可以换成熔断器或者使充电副桥直接输出。图34(b)的电路除具有图34(a)的电路的优点外，其充电电流的瞬时特性较好，停止工作时充电电容262中无残余电荷。

图34(c)示出的是单相并联式充电电路250的一种例子，图34(c)中单相并联式充电电路250包括进线端259、进线熔断器261、充电电容262、放电电阻265、迟滞电阻266、单相充电副桥269、充电控制开关267和出线端260。充电电容262起恒流源的作用；放电电阻265的作用是在该充电电路停止工作时把充电电容262中的电荷放掉；迟滞电阻266是为了控制充电电流的上升特性；单相充电副桥269的作用是整流；充电控制开关267在其电磁线圈的作用下开始或关闭充电过程，如果不控制充电过程，充电控制开关267可以换成熔断器或者使充电副桥直接输出。

图35是本发明第14实施例的电路图，其示出了三相串联充电电路228和单相串联充电电路234的几种例子。下述三相串联充电电路228和单相串联充电电路234的几种例子可以应用于交直交型低压变频器或电源中。

图35(a)示出的是三相串联充电电路228的原理性电路。图35(a)中三相串联充电电路228包括进线端270、充电电容271、三对触点的隔离继电器272、三对主触点的切除接触器273和出线端274。三对触点的隔离继电器272闭合而三对主触点的切除接触器273打开为充电状态，三对触点的隔离继电器272打开而三对主触点的切除接触器273闭合为工作状态。这种利用电容作为恒流源给滤波电容充电的方法的优点是无发热器件、充电电流容易控制。

图35(b)示出的是三相串联充电电路228的一个实用性例子。图35(b)中三相串联充电电路228包括进线端270、充电电容271、三对常开常闭触点的隔离继电器277、三对主触点的切除接触器273、阻滞电阻275、滤波电阻276和出线端274。三对常开常闭触点的隔离继电器277闭合而三对主触点的切除接触器273打开为充电状态，三对常开常闭触点的隔离继电器277打开而三对主触点的切除接触器273闭合为工作状态，由于三对常开常闭触点的隔离继电器277常闭触点的作用，工作状态时充电电容271与滤波电阻276串联形成星形接法并在变流单元的输入电路中，起滤波的作用。图35(b)示出的电路不但有图35(a)示出的电路的优点，而且充电电容271得到复用，改善了变流单元输入的滤波条件。

图35(c)示出的是单相串联充电电路234的一个实用性例子。图35(c)中三相串联充电电路234包括进线端277、充电电容271、有常开常闭触点的隔离继电器277、切除接触器273、阻滞电阻275、滤波电阻276和出线端278。隔离继电器277闭合而切除接触器273打开为充电状态，隔离继电器277打开而切除接触器273闭合为工作状态，由于隔离继电器277常闭触点的作用，工作状态时充电电容271与滤波电阻276串联后并在变流单元的输入电路中，起滤波的作用。

图36、图37、图38和图39是本发明第15实施例的电路图，其示出了保护单元124的电路的几种例子。

图36示出的是保护单元124的一种电路。图36中，保护单元124包括进线端197和198、电控机械开关281、电子开关282和保护控制板283。进线端197和198与变流单元的输出端标号相同，表示其并联连接；保护控制板283可以通过媒介284接受波形发生控制器120的指令，可以通过285接受变流单元控制器的控制，另外，保护控制板283根据线端197和198之间的电压决定机械开关281和电子开关282动作与否，保护单元124动作时，机械开关281和电子开关282同时受保护控制板283的驱动，由于电子开关282的动作速度快而内阻大，只在与机械开关281的时间差内工作，所需容量远远小于机械开关281的容量和其相应的变流单元的容量，另外，保护控制板283通过微动开关226感知变流单元是否在其位置上，如变流单元抽出，机械开关281总保持闭合导通状态；机械开关281的可选范围由图38示出，电子开关282的可选范围由图39示出。

图37示出的是保护单元124的另一种电路。图37中，保护单元124包括进线端197和198、电控机械开关281、过压自导通器件286、电流传感器287和保护控制板288。进线端197和198与变流单元的输出端标号相同，表示其并联连接；过压自导通器件286是一种特殊的电子开关，其上的电压达到一定值时两端导通，过压自导通器件286可以选用BOD二极管(Breakover Diode)或者SPD吸能型过压保护器；保护控制板288通过媒介284接受波形发生控制器120的指令，同时通过285接受变流单元控制器的控制，另外，如果电流传感器287检出电流信号达到一定宽度时，表示过压自导通器件286进入过压保护状态，保护控制板288自动闭合机械开关281，另外，保护控制板283通过微动开关226感知变流单元是否在其位置上，如变流单元抽出，机械开关281总保持闭合导通状态。

图38示出的是图36和图37中机械开关281的可选范围。

图38(a)示出的是机械开关281采用接触器式自动开关的方案，其中，触点289由电磁线圈290驱动，电磁线圈290受保护控制板288的控制。图38(b)示出的是机械开关281采用接触器式自动开关而保护单元工作时电磁线圈不连续通电的方案，其中，触点291由吸合电磁线圈292驱动而吸合，止退杆295将挡铁293卡住，吸合电磁线圈292断电而触点291并不断开；需要触点291断开时，释放电磁线圈294通电，止退杆295将挡铁293放开，触点291在回位弹簧的作用下断开；吸合电磁线圈292和释放电磁线圈294均受保护控制板的控制。

图39示出的是图36和图37中电子开关282的可选范围。其中，各种电路中的开关器件280，不论其数量如何，都是与机械开关281一起开通，其容量远小于机械开关281的容量。

图40和图41是本发明的第16实施例，示出的是按照“脉冲分配”波形发生方法一个有9个无并联H桥变流单元和三相输出的电力变换装置输出波形的关系。

图40中，296是U相第1个变流单元的输出波形，297是U相第2个变流单元的输出波形，298是U相第3个变流单元的输出波形，299是V相第1个变流单元的输出波形，300是V相第2个变流单元的输出波形，301是V相第3个变流单元的输出波形，302是W相第1个变流单元的输出波形，303是W相第2个变流单元的输出波形，304是W相第3个变流单元的输出波形，305是一个系统载频周期的长度，306是U相输出基波函数曲线，307是V相输出基波函数曲线，308是W相输出基波函数曲线，309是U相实际输出波形，310是V相实际输出波形，311是W相实际输出波形。

图40中，因为一共由9个变流单元，9个系统载频周期为1个单元载频周期；每一个竖向虚线为一个计算时刻，竖向虚线之间的距离为系统周期305，每个计算时刻涉及的变流单元用三角形表示，对于某个变流单元来说两个三角形之间的距离为单元载频周期。以U相第1个变流单元的输出波形296为例，在每一个计算时刻计算U相输出基波函数的值，即U相输出基波函数曲线306在纵轴的截距，由于最大占空比的作用，U相输出基波函数曲线306小于1，在其随后的单元载频周期中做出一个脉冲，此脉冲的宽度与这次计算的U相输出基波函数的值相同，位置居中；如此一次一次地反复进行，得到输出波形296。其他变流单元输出波形同理可以得到。将U相第1个变流单元的输出波形296、U相第2个变流单元的输出波形297和U相第3个变流单元的输出波形298叠加在一起得到U相实际输出波形309；将V相第1个变流单元的输出波形299、V相第2个变流单元的输出波形300和V相第3个变流单元的输出波形301叠加在一起得到V相实际输出波形310；将W相第1个变流单元的输出波形302、W相第2个变流单元的输出波形303和W相第3个变流单元的输出波形304叠加在一起得到W相实际输出波形311。由图39可知，U相实际输出波形309与U相输出基波函数曲线306、V相实际输出波形310与V相输出基波函数曲线307、W相实际输出波形311与W相输出基波函数曲线308之间有半个单元载频周期的相移，在具体实施的时候要在占空比计算公式中代入修正系数予以消除。

图41示出的是H桥变流单元输出脉冲及其左右半桥输出脉冲计算关系示意图。图41中，312是变流单元的输出波形，313是该变流单元左半桥的输出波形，314是该变流单元右半桥的输出波形，315是单元载频周期，316是半桥载频周期，317是左半桥脉冲上升沿时间，318是右半桥脉冲上升沿时间，319是左半桥脉冲下降沿时间，320是右半桥脉冲下降沿时间。当左半桥脉冲宽于右半桥脉冲时，变流单元输出正向脉冲；右半桥脉冲宽于左半桥脉冲时，变流单元输出反向脉冲。

图42是本发明的第17实施例的示意图，示出了具有电位独立变流单元的电力变换装置波形发生控制器120的结构。

图42中，波形发生控制器120包括主模块321、计算模块322、分配模块323、总线模块324、专用总线325、Q个简选模块326、Q个通讯媒介327、Q个实算模块328，当变流单元有有源滤波功能时还包括输入相位模块329。通讯媒介327可以是光纤，也可以采用电磁波。

主模块321通过总线330与上位控制系统进行通讯；Q个简选模块326从M1至MQ全部挂在专用总线325上，简选模块326中的上通讯模块369通过通讯媒介327与实算模块328中的下通讯模块370进行通讯并传递波形发生信息，所有Q个实算模块328从C1至CQ与Q个简选模块326从M1至MQ相对应。

图43是本发明第18实施例的主电路图，其示出的由独立电位中点箝位变流单元组成的电力变换装置包括工频交流电源121、S个过流保护装置331、S个三相进线变压器332、Q个中点箝位变流单元335、Q个与中点箝位变流单元335并联的保护单元124和此电力变换装置的M相输出125。

在图43中，S台三相进线变压器332的初级绕组333可以采用星形或角形接法，受各自的过流保护装置331的保护，其次级绕组334可以移相也可以不移相，移相时可以按移相角的不同分成若干组，在图43中各分成3组，组与组之间的移相角的差相同，移相角度差的和为60度；次级绕组也可以逐个移相，但移相角度差的和依然为60度；所有三相次级绕组334分别接入对应的三相输入中点箝位变流单元123的输入端，原则是要使变压器次级绕组的负荷尽量一致。

三相输入中点箝位变流单元335和保护单元124的结构在本发明的第19和第15实施例中详述。

采用本专利第18实施例的电力变换装置的优点是：一个中点箝位变流单元的输出相当两个H桥输出的输出，且在同样电压条件下所需的开关器件耐压值较低，有助于取得良好的输出波形的同时降低成本；在某个变流单元发生故障时，保护单元快速动作，将该变流单元的输出端短路而将其切除，实现最大可能的连续运行和故障安全性；充电过程是可控与低损耗的，可以反复进行。

图44是本发明第19实施例的电路图，其示出的三相输入中点箝位变流单元包括三相输入端345和346、两个三相顺变桥192、两个滤波电路347、两个中点箝位半桥349和350和单相输出端113和114。

在图44中，三相顺变桥192的输入端为191，其输出端为211和212，其可以采用在第8、第9和第10实施例中详述过的各种形式；滤波电路347由共轭直流电抗器和滤波电容器组成，滤波电容器一般由多个电容通过串联和并联组成，该图中示出的是可以没有共轭直流电抗器的情况；中点箝位半桥349包括四个半导体开关器件351、352、353和354及其反向并联在各个开关器件上的续流二极管和两个箝位二极管355、356，中点箝位半桥350包括四个半导体开关器件361、362、363和364及其反向并联在各个开关器件上的续流二极管和两个箝位二极管357、358；变流单元控制器359依据通讯媒介199传送来的波形发生控制器的命令，包括占空比和单元载频周期信息，控制半导体开关器件201至204的工作状态，将滤波电路347两端的两个直流母线电压通过通讯媒介199传回波形发生控制器120代入计算。

图45是本发明第20实施例的电路图，其示出的六开关式变流装置包括三相工频电源381、三相顺变桥192、滤波电路382、三相逆变桥383、控制器384和三相负载385。

在图45中，三相顺变桥192可以采用在本发明第8、第9和第10实施例中详述过的各种形式；滤波电路382由共轭直流电抗器和滤波电容器组成，滤波电容器一般由多个电容通过串联和并联组成；三相逆变桥383包括六个半导体开关器件及反向并联在各个开关器件上的续流二极管；控制器384驱动三相逆变桥383输出三相负载385所需要的电压波形。

本发明的第21实施例构成这样一种由多个电位独立的H桥变流单元组合而成的三相正弦波输出的电力变换装置的波形发生方法：

一个系统周期的角度增量：Δ＝2π·f·c

实时相位角：θ＝Δ·x

U相各个变流单元的占空比函数：Y_uj＝a_uj·cos(θ+α_u)

V相各个变流单元的占空比函数： $Y_{\mathrm{vj}}=a_{\mathrm{vj}}\·\cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3}+{\mathrm{\α}}_v)$

W相各个变流单元的占空比函数： $Y_{\mathrm{wj}}=a_{\mathrm{wj}}\·\cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3}+{\mathrm{\α}}_w)$

U相幅值修正系数：a_uj＝v·d·u_uj

V相幅值修正系数：a_vj＝v·d·u_vj

W相幅值修正系数：a_wj＝v·d·u_wj

其中，c为系统周期，x为系统周期的个数，f为输出频率，v是当前输出电压的百分比，d是每相中的变流单元的标准直流母线电压的和对额定输出时相电压幅值的差的修正系数，u是各个变流单元当前直流母线电压对标准直流母线电压的修正系数；

幅值修正系数a_uj、a_vj和a_wj的最大值是最大占空比，且大于0，小于1；α_u、α_v和α_w是相位修正角，其包括单元故障时用改变相位差对电压的提升和计算延迟；

U相变流单元的单元周期：C_u＝3·N_u·c

V相变流单元的单元周期：C_v＝3·N_v·c

W相变流单元的单元周期：C_w＝3·N_w·c

U相变流单元的半桥周期：C_Bu＝2·C_u

V相变流单元的半桥周期：C_Bv＝2·C_v

W相变流单元的半桥周期：C_Bw＝2·C_w

其中，N_u为U相的变流单元数，N_v为V相的变流单元数，N_w为W相的变流单元数；

脉冲分配的排队方法是先按相循环，后按单元个数循环；如果每相中有三个单元，有：Y_u1、Y_v1、Y_w1、Y_u2、Y_v2、Y_w2、Y_u3、Y_v3、Y_w3，周而复始；

设某相中同时输出脉冲的工作变流单元数为R，所有变流单元正常且R小于该相的变流单元总数N时，每相中(N-R)个变流单元还可以使用，脉冲还可以依次向它们上面分配，只是同时工作的变流单元有R个，如果有变流单元发生故障且故障单元数为Q，(N-R-Q)≥0时，可以满足输出电压的要求，脉冲分配方式可以不变，(N-R-Q)＜0时，可以采取改变占空比函数(如加入三次谐波和相位差)来补偿变流单元缺失所造成的输出电压幅值的下降；

对于某一个H桥变流单元，脉冲发生时刻计算的方法是每相邻的两次占空比得出一次左右半桥的脉冲，左右半桥脉冲的周期是相同和起点一致的，对于一个变流单元相邻的两次计算的占空比为Y₁和Y₂，有：

左半桥上升沿定时器值： $\mathrm{Ls}=$ $\frac{C_B}{2}(1-Y_1)$

右半桥上升沿定时器值： $\mathrm{Rs}=\frac{C_B}{2}(1+Y_1)$

左半桥下降沿定时器值： $\mathrm{Lx}=\frac{C_B}{2}(1+Y_2)$

右半桥下降沿定时器值： $\mathrm{Rx}=\frac{C_B}{2}(1-Y_2)$

其中，C_B为半桥周期；Ls即附图41中的317，Rs即附图41中的318，Lx即附图41中的319，Rx即附图41中的320。

这样有几个方面的好处：一个变流单元上分配一个脉冲，由于变压器副边绕组移相的原因，实际上产生了轮流均衡取电的效果，可以消除因为关闭变流单元所造成的进线谐波增大的情况；轮流工作，可以使各个进线变压器次级绕组和变流单元的热负荷平衡；使所有的变流单元都参与工作，可及早发现故障变流单元。

本发明的第22实施例构成这样一种由多个电位独立的中点箝位变流单元组合而成的三相正弦波输出的电力变换装置的波形发生方法：

一个中点箝位变流单元的输出效果相当于两个串联的H桥变流单元的输出效果，可以看作是上述波形发生方法的、一个组中有两个同相的H桥变流单元的特例。

中点箝位变流单元的左桥的第1个开关器件导通输出一个正向电压E，其右桥第4个开关器件同时导通时输出两倍的正向电压2E，第一种情况可看作第一个H桥变流单元正向导通，第二中情况可以看作第二个H桥变流单元同时正向导通；中点箝位变流单元的右桥的第1个开关器件导通输出一个反向电压-E，其左桥第4个开关器件同时导通时输出两倍的反向电压-2E，第一种情况可看作第一个H桥变流单元反向导通，第二中情况可以看作第二个H桥变流单元同时反向导通。其具体的计算过程为：

一个系统周期的角度增量：Δ＝2π·f·c

实时相位角：θ＝Δ·x

U相各个变流单元的占空比：Y_uj＝a_uj·cos(θ+α_u)

V相各个变流单元的占空比： $Y_{\mathrm{vj}}=a_{\mathrm{vj}}\·\cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3}+{\mathrm{\α}}_v)$

W相各个变流单元的占空比： $Y_{\mathrm{wj}}=a_{\mathrm{wj}}\·\cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3}+{\mathrm{\α}}_w)$

U相幅值修正系数：a_uj＝v·d·u_uj

V相幅值修正系数：a_vj＝v·d·u_vj

W相幅值修正系数：a_wj＝v·d·u_wj

其中，c为系统周期，x为系统周期的个数，f为输出频率，v是当前输出电压的百分比，d是每相中的变流单元的标准直流母线电压的和对额定输出时相电压幅值的差的修正系数，u是各个变流单元当前直流母线电压对标准直流母线电压的修正系数，要对幅值修正系数进行限幅计算，使之不大于最大占空比，且大于0，小于1，α_u、α_v和α_w是相位修正角，其包括单元故障时用改变相位差对电压的提升和计算延迟，

U相变流单元的单元周期：C_u＝3·N_u·c

V相变流单元的单元周期：C_v＝3·N_v·c

W相变流单元的单元周期：C_w＝3·N_w·c

脉冲分配的排队方法是先按变流相数循环，后按单元组数循环；如果每相中有2个单元，有：Y_u1、Y_v1、Y_w1、Y_u2、Y_v2、Y_w2；

设某相中同时输出脉冲的工作变流单元数为R，所有变流单元正常且R小于该相的变流单元总数N时，每相中(N-R)个变流单元还可以使用，脉冲还可以依次向它们上面分配，只是同时工作的变流单元有R个，如果有变流单元发生故障且故障单元数为Q，(N-R-Q)≥0时，可以满足输出电压的要求，脉冲分配方式可以不变，(N-R-Q)＜0时，可以采取改变占空比函数(如加入三次谐波和相位差)来补偿变流单元缺失所造成的输出电压幅值的下降；

对于某一个中点箝位变流单元，脉冲发生时刻计算的方法是每次占空比得出一次左右半桥中第1或第4个开关器件的开通的脉冲，其工作周期为单元周期，第1和第4个开关器件的开通的周期是相同和起点一致的，有：

脉冲上升沿定时器值： $S=$ $\frac{C}{2}(1-Y)$

脉冲下降沿定时器值： $X=\frac{C}{2}(1+Y)$

在有2E或-2E输出时，中点箝位变流单元的左桥的第1个开关器件或右桥的第1个开关器件是保持导通的。

这样有几个方面的好处：一个变流单元上分配一个脉冲，由于变压器副边绕组移相的原因，实际上产生了轮流均衡取电的效果，可以消除因为关闭变流单元所造成的进线谐波增大的情况；轮流工作，可以使各个进线变压器次级绕组和变流单元的热负荷平衡；使所有的变流单元都参与工作，可及早发现故障变流单元。

按照所述的本发明，可以提供一种经济性好的电力变换装置及其控制方法，在获得良好输出的同时减少电源侧的谐波电流，均衡各个变流单元的负载，可以在更大的频率和电压范围内稳定地工作。

Claims (2)

1、一种由多个电位独立的H桥变流单元组合而成的三相正弦波输出的电力变换装置的波形发生方法，其特征在于：

一个系统周期的角度增量：Δ＝2π·f·c

实时相位角：θ＝Δ·x

U相各个变流单元的占空比函数：Y_uj＝a_uj·cos(θ+α_u)

V相各个变流单元的占空比函数： $Y_{\mathrm{vj}}=a_{\mathrm{vj}}\·\cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3}+{\mathrm{\α}}_v)$

W相各个变流单元的占空比函数： $Y_{\mathrm{wj}}=a_{\mathrm{wj}}\·\cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3}+{\mathrm{\α}}_w)$

U相幅值修正系数：a_uj＝v·d·u_uj

V相幅值修正系数：a_vj＝v·d·u_vj

W相幅值修正系数：a_wj＝v·d·u_wj

其中，c为系统周期，x为系统周期的个数，f为输出频率，v是当前输出电压的百分比，d是每相中的变流单元的标准直流母线电压的和对额定输出时相电压幅值的差的修正系数，u是各个变流单元当前直流母线电压对标准直流母线电压的修正系数；

幅值修正系数a_uj、a_vj和a_wj的最大值是最大占空比，且大于0，小于1；α_u、α_v和α_w是相位修正角，其包括单元故障时用改变相位差对电压的提升和计算延迟；

U相变流单元的单元周期：C_u＝3·N_u·c

V相变流单元的单元周期：C_v＝3·N_v·c

W相变流单元的单元周期：C_w＝3·N_w·c

U相变流单元的半桥周期：C_Bu＝2·C_u

v相变流单元的半桥周期：C_Bv＝2·C_v

W相变流单元的半桥周期：C_Bw＝2·C_w

其中，N_u为U相的变流单元数，N_v为v相的变流单元数，N_w为W相的变流单元数；

脉冲分配的排队方法是先按相循环，后按单元个数循环；如果每相中有三个单元，有：Y_u1、Y_v1、Y_w1、Y_u2、Y_v2、Y_w2、Y_u3、Y_v3、Y_w3，周而复始；

设某相中同时输出脉冲的工作变流单元数为R，所有变流单元正常且R小于该相的变流单元总数N时，每相中(N-R)个变流单元还可以使用，脉冲就依次向它们上面分配，只是同时工作的变流单元有R个；如果有变流单元发生故障且故障单元数为Q，(N-R-Q)≥0时，可以满足输出电压的要求，脉冲分配方式不变；(N-R-Q)＜0时，采取改变占空比函数来补偿变流单元缺失所造成的输出电压幅值的下降。

对于某一个H桥变流单元，脉冲发生时刻计算的方法是每相邻的两次占空比得出一次左右半桥的脉冲，左右半桥脉冲的周期是相同和起点一致的，对于一个变流单元相邻的两次计算的占空比为Y₁和Y₂，有：

左半桥上升沿定时器值： $\mathrm{Ls}=\frac{C_B}{2}(1-Y_1)$

右半桥上升沿定时器值： $\mathrm{Rs}=\frac{C_B}{2}(1+Y_1)$

左半桥下降沿定时器值： $\mathrm{Lx}=\frac{C_B}{2}(1+Y_2)$

右半桥下降沿定时器值： $\mathrm{Rx}=\frac{C_B}{2}(1-Y_2)$

其中，C_B为半桥周期；

2、根据权利要求1的三相正弦波输出的电力变换装置的波形发生方法，其特征在于：

一个中点箝位变流单元的输出效果相当于两个串联的H桥变流单元的输出效果，可以看作是权利要求2所述波形发生方法的、一个组中有两个同相的H桥变流单元的变种；

中点箝位变流单元的左桥的第1个开关器件导通输出一个正向电压E，可看作第一个H桥变流单元正向导通，其右桥第4个开关器件同时导通时输出两倍的正向电压2E，可以看作第二个H桥变流单元同时正向导通；中点箝位变流单元的右桥的第1个开关器件导通输出一个反向电压-E，看作第一个H桥变流单元反向导通，其左桥第4个开关器件同时导通时输出两倍的反向电压-2E，可以看作第二个H桥变流单元同时反向导通，其具体的计算过程为：

一个系统周期的角度增量：Δ＝2π·f·c

实时相位角：θ＝Δ·x

U相各个变流单元的占空比：Y_uj＝a_uj·cos(θ+α_u)

V相各个变流单元的占空比： $Y_{\mathrm{vj}}=a_{\mathrm{vj}}\·\cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3}+{\mathrm{\α}}_v)$

W相各个变流单元的占空比： $Y_{\mathrm{wj}}=a_{\mathrm{wj}}\·\cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3}+{\mathrm{\α}}_w)$

U相幅值修正系数：a_uj＝v·d·u_uj

V相幅值修正系数：a_vj＝v·d·u_vj

W相幅值修正系数：a_wj＝v·d·u_wj

其中，c为系统周期，x为系统周期的个数，f为输出频率，v是当前输出电压的百分比，d是每相中的变流单元的标准直流母线电压的和对额定输出时相电压幅值的差的修正系数，u是各个变流单元当前直流母线电压对标准直流母线电压的修正系数，要对幅值修正系数进行限幅计算，使之不大于最大占空比，且大于0，小于1；α_u、α_v和α_w是相位修正角，其包括单元故障时用改变相位差对电压的提升和计算延迟；

U相变流单元的单元周期：C_u＝3·N_u·c

V相变流单元的单元周期：C_v＝3·N_v·c

W相变流单元的单元周期：C_w＝3·N_w·c

脉冲分配的排队方法是先按变流相数循环，后按单元组数循环；如果每相中有2个单元，有：Y_u1、Y_v1、Y_w1、Y_u2、Y_v2、Y_w2；

设某相中同时输出脉冲的工作变流单元数为R，所有变流单元正常且R小于该相的变流单元总数N时，每相中(N-R)个变流单元还可以使用，脉冲依次向它们上面分配，只是同时工作的变流单元有R个，如果有变流单元发生故障且故障单元数为Q，(N-R-Q)≥0时，可以满足输出电压的要求，脉冲分配方式不变，(N-R-Q)＜0时，采取改变占空比函数来补偿变流单元缺失所造成的输出电压幅值的下降；

对于某一个中点箝位变流单元，脉冲发生时刻计算的方法是每次占空比得出一次左右半桥中第1或第4个开关器件的开通的脉冲，其工作周期为单元周期，第1和第4个开关器件的开通的周期是相同和起点一致的，有：

脉冲上升沿定时器值： $S=\frac{C}{2}(1-Y)$

脉冲下降沿定时器值： $X=\frac{C}{2}(1+Y)$

在有2E或-2E输出时，中点箝位变流单元的左桥的第1个开关器件或右桥的第1个开关器件是保持导通的。

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