Trockengleichrichteranordnung Es sind Trockengleichrichteranordnungen, gege benenfalls für mehrere Phasen, bekannt, bei denen in Reihe mit jedem Phasen-Trockengleichrichter ein Schalter liegt, wobei die Schalter durch einen Syn chronmotor geöffnet und geschlossen werden. Die Schalter haben dabei die Aufgabe, eine Steuerung der von der Trockengleichrichteranordnung abgege benen Gleichspannung zu ermöglichen; in zweiter Linie dienen sie auch dazu, die Trockengleichrichter von der Sperrspannung zu entlasten.
Bei diesen An ordnungen werden die Schalter jeweils geöffnet, wenn der in Reihe liegende Trockengleichrichter bereits unter Sperrspannung steht; die Lage der Schliessungs zeitpunkte des Schalters bezüglich der zugehörigen Wechselstromphase richtet sich nach dem beabsich tigten Aussteuerungsgrad des Gleichrichters. Bei den bisher bekannten Anordnungen dieser Art wird zum Zwecke der Steuerung das Drehfeld des antreibenden Synchronmotors beispielsweise durch einen Dreh transformator in seiner räumlichen Lage verändert. Ein- und Ausschaltzeitpunkte haben dabei einen kon stanten zeitlichen Abstand.
Bei den Trockengleichrichteranordnungen der ge schilderten Art müssen die mechanischen Schalter den Sperrstrom des jeweils mit dem Schalter in Reihe liegenden Trockengleichrichters unterbrechen. Nun kann ein mechanischer Schalter mit hoher Schalt häufigkeit, wie die Erfahrung gezeigt hat, für längere Zeiten nur Ströme in der Grössenordnung von höch stens 1 Ampere unterbrechen. Dadurch ergeben sich bei den bekannten Gleichrichteranordnungen mit konstantem zeitlichem Abstand von Ein- und Aus schaltzeitpunkten Schwierigkeiten, die im folgenden erläutert werden sollen.
Bei jedem mehrphasigen Gleichrichter überlappen sich die einander ablösenden Phasenströme. Die Dauer der überlappung hängt von der augenblicklichen Strombelastung, dem Aussteuerungsgrad und der In duktivität des Kommutierungskreises ab, der von den beiden an der Ablösung beteiligten Phasenleitungen gebildet wird. Die Zeit, in der die einzelnen Trocken gleichrichter einer mechanisch ausgesteuerten Trok- kengleichrichteranordnung Strom in Flussrichtung führen, ist daher im Betrieb unter Umständen grossen Schwankungen unterworfen.
Bei einer starren Ein stellung der Schliessungsdauer der mit den Trocken gleichrichtern in Reihe liegenden Schalter, wie sie bei den bekannten Anordnungen vorliegt, kann der Schliessungszeitpunkt des Schalters diesen Schwan kungen nicht folgen. In ungünstigen Fällen kann daher der Ausschaltzeitpunkt weit in der Sperrperiode des Trockengleichrichters liegen. Da der Sperrstrom eines Trockengleichrichters, der einen nichtlinearen Wider stand darstellt, wesentlich schneller wächst als die Sperrspannung, hat der zugehörige Schalter dabei unter Umständen Ströme zu schalten, die ihn auf die Dauer beschädigen.
Will man das vermeiden, so muss man entweder die wirksame Plattenfläche der Trok- kengleichrichter herabsetzen oder eine Mehrzahl von Platten hintereinanderschalten. Im ersten Falle ergibt sich eine verminderte Belastbarkeit in Durchlassrich- tung des Gleichrichters, im zweiten Falle ein erhöh ter Spannungsabfall in Vorwärtsrichtung und damit eine Verminderung des Wirkungsgrades der Anord nung. An sich könnte man dieser Schwierigkeit, wie es aus dem Kontaktumformerbau bekannt ist, auch durch eine sogenannte überlappungsregelung begeg nen.
Eine solche Einrichtung erfordert jedoch einen verhältnismässig hohen Aufwand und ist infolgedes sen bei den erwähnten Trockengleichrichteranordnun- gen bisher nicht verwirklicht worden.
Die vorliegende Erfindung beseitigt auf einfache Weise die dargestellten Schwierigkeiten. Sie besteht darin, dass der Schalter zu seiner Betätigung eine Ein- und eine Ausschaltwicklung besitzt, wobei die Phasen lage der Einschalterregung veränderbar ist und die Ausschalterregung des Schalters von der Spannung abhängt, die an dem in Reihe mit dem Schalter liegen den Phasengleichrichter (Hauptgleichrichter) herrscht. Bei der Erfindung ist also der Ausschaltzeitpunkt nicht mehr an den Einschaltzeitpunkt, der gesteuert werden soll, gebunden; er ist nur noch abhängig von der Spannung an dem in Reihe mit dem Schalter liegenden Trockengleichrichter.
Bei den heute zur Verfügung stehenden magnetisch erregten, beispielsweise mit Sperrmagneten betätigten Schaltern lassen sich Ge- samtschaltzeiten von einer Millisekunde oder weniger erreichen. Es ist daher bei der Anordnung nach der Erfindung möglich, den Schalter innerhalb einer sehr kurzen Zeit nach dem Nulldurchgang des Phasen stromes, mit anderen Worten, nach dem Anstieg der Sperrspannung, zu öffnen, wobei also im Ausschalt zeitpunkt unter allen Betriebsbedingungen die Sperr spannung am Trockengleichrichter und damit in noch höherem Grade der Sperrstrom noch klein und leicht beherrschbar sind.
Von besonderem Vorteil ist in die sem Zusammenhang die Verwendung von p-n-Gleich- richtern als Hauptgleichrichter; diese Gleichrichter, bei denen die Sperrwirkung an der Übergangsfläche zweier Gebiete mit positiven bzw. negativen Ladungs trägern auftritt, besitzen einen besonders hohen Gleichrichtungsfaktor und daher im Verhältnis zu ihrer Belastbarkeit in Vorwärtsrichtung einen beson ders niedrigen Sperrstrom.
Die Ausschaltwicklung kann in einem parallel zum Hauptgleichrichter verlaufenden Nebenpfad lie gen. Die Stromstärke in diesem Nebenpfad wird von der am Hauptgleichrichter liegenden Spannung be stimmt; wenn der Hauptgleichrichter in Durchlassrich- tung belastet ist, ist die Spannung am Nebenpfad und damit auch der Strom klein, im Gegensatz zur Sperr zeit des Hauptgleichrichters, in der die Spannung und der Strom gross sind.
Der Strom im Nebenpfad kann, falls erforderlich, durch einen Ohmschen Wi derstand (zusätzlich zum Widerstand der Ausschalt wicklung) begrenzt werden; er ist zweckmässig so zu bemessen, dass er in der Durchlasszeit des Hauptgleich richters eine zum Ausschalten nicht ausreichende Er regung liefert.
Der Nebenpfad kann so ausgebildet sein, dass er nur den Hauptgleichrichter überbrückt; der Schalter muss dann den Auslösestrom unterbrechen, und die Ausschalterregung endet im Ausschaltaugenblick. Der Nebenpfad kann jedoch auch den Schalter überbrük- ken; in diesem Falle fliesst der Auslösestrom nicht über den Schalter, und die Ausschalterregung bleibt auch nach der Öffnung des Schalters erhalten.
Zur Entlastung der Schalter beim Schliessen kann in Reihe mit jedem Schalter eine Einschalt-Drossel- spule liegen. Eine solche Einschalt-Drosselspule hat bekanntlich die Aufgabe, den sofortigen Stromanstieg nach dem Einschalten zu verhindern. Zu diesem Zweck besitzt die Einschalt-Drosselspule z. B. einen Kern aus einer Eisensorte mit rechteckförmiger Hysteresisschleife; sie muss beim Einschalten unge sättigt sein.
Bei Anordnungen dieser Art kann der Nebenpfad auch die Einschaltdrossel überbrücken, damit der durch den Nebenpfad fliessende Strom nicht den Magnetisierungszustand der Einschaltdrossel be- einflusst. Man kann weiterhin den während der Sperrzeit des Hauptgleichrichters durch die Einschalt- Drosselspule fliessenden Rückstrom zur Rückmagneti- sierung der Drosselspule ausnutzen.
Zu diesem Zweck wird der Widerstand der in Reihe mit der Einschalt- Drosselspule liegenden Schaltelemente mit Vorteil so bemessen, dass der während der Sperrzeit durch die Einschalt-Drosselspule fliessende Rückstrom die Höhe ihres Magnetisierungsstromes erreicht. Der Rückstrom sorgt dann dafür, dass die Magnetisierungsänderung, die die Einschalt-Drosselspule beim Durchlaufen der Einschaltstufe erfahren hat, wieder rückgängig ge macht wird, so dass also beim Schliessen des Schalters die Einschalt-Drosselspule zur Bildung der nächsten Einschaltstufe bereit ist.
Ferner kann die Einschalt-Drosselspule auch zur Bildung einer Ausschaltstufe, also zur Entlastung des Schalters beim Öffnen, herangezogen werden. Man hat dann dafür zu sorgen, dass sie beim Öffnen des Schalters ebenfalls ungesättigt ist. Während nun aber die Einschaltstufe zur Vermeidung von Spannungsver lusten zweckmässig möglichst kurz gewählt wird (etwa 10-4 sec), dauert die Ausschaltstufe wegen der un vermeidlichen Eigenzeit des Schalters zweckmässig etwa 5 bis 10 # 10--1 sec.
Verschiedene Stufendauern, das heisst verschiedene Ummagnetisierungszeiten der Drosselspule, kann man, wie es grundsätzlich bekannt ist, durch Wahl verschiedener Ummagnetisierungs- spannungen erreichen. Dazu kann man den Haupt gleichrichter und die Einschalt-Drosselspule je für sich durch einen Ohmschen Widerstand überbrücken. Da durch ergibt sich ein Spannungsteiler, der in der Zeit vom negativen Nulldurchgang des Kommutierungs- stromes bis zum Öffnen des Schalters der Einschalt- Drosselspule nur einen Teil der Phasenspannung zu führt.
Man bemisst nun die genannten Ohmschen Wi derstände, die den Spannungsteiler bilden, derart, dass das an der Drosselspule auftretende zeitliche Span nungsintegral in dem genannten Zeitraum nicht aus reicht, den Drosselkern bis zur Sättigung umzumagneti- sieren. Nach dem Öffnen des Schalters kann dann die weitere Ummagnetisierung des Drosselkerns durch parallel zum Schalter liegende Nebenpfade fortgesetzt werden. Der Strom, den der Schalter zu unterbrechen hat, ist bei einer solchen Anordnung höchstens gleich dem Magnetisierungsstrom der Drosselspule.
Insbesondere bei Verwendung von unpolarisierten Schaltern ist es vorteilhaft, in den parallel zum Haupt gleichrichter verlaufenden Nebenpfad ein in Sperrich tung des Hauptgleichrichters durchlässiges Hilfsventil zu legen. Dieses Ventil sperrt in der Durchlasszeit des Hauptgleichrichters, das heisst während der Schlie ssungszeit des Schalters, die Ausschalterregung des Schalters, so dass ein unzeitiges Öffnen verhindert wird. Der Nebenpfad kann beispielsweise die Ausschalt wicklung unmittelbar enthalten. Er kann aber auch die Primärwicklung eines Sättigungswandlers enthal ten, der sekundär die Ausschaltwicklung erregt.
Ein solcher Sättigungswandler liefert beim Durchlaufen des ungesättigten Teils seiner Magnetisierungskenn- linie kurzzeitige, scharf definierte Erregungsimpulse. Der Wandler kann durch die Ausgangsspannung der Trockengleichrichteranordnung oder auch durch einen permanenten Magneten rückmagnetisiert werden.
Bei allen Ausführungsformen der Erfindung kann der Schalter allein durch einen besonderen Nebenweg überbrückt sein, vorzugsweise in Form eines weiteren Hilfsventils, das in diesem Falle, da ein negativer Strom zu schalten ist, in Sperrichtung des Haupt gleichrichters durchlässig sein muss. Ein solcher Ne benweg hat, wie es bekannt ist, den Zweck, beim öffnen des Schalters ein Anspringen der Spannung an den sich voneinander entfernenden Kontaktstücken zu verhüten.
Die Fig. 1 bis 7 zeigen Ausführungsbeispiele der Erfindung.
Im einzelnen stellt die Fig. 1 eine dreiphasige Gleichrichteranordnung dar, bei der die zeitliche Lage der Einschalterregung (8) durch einen Drehtrans formator 12 eingestellt werden kann und die Aus schaltwicklung 9 parallel zum Trockengleichrichter (Hauptgleichrichter) 4 liegt. In Fig. 2 ist die Aus schaltwicklung in gleicher Weise wie in Fig. 1 ange ordnet; der Schalter ist jedoch für sich allein durch ein Ventil überbrückt.
In Fig. 3 überbrückt der die Ausschaltwicklung enthaltende Nebenpfad auch den Schalter, in Fig.4 ausserdem auch eine Einschalt- Drosselspule. Bei der Schaltung nach Fig.5 dient die Einschalt-Drosselspule gleichzeitig zur Entlastung des Schalters beim Öffnen. Die Fig. 6 und 7 zeigen Schaltungen, bei denen die Ausschalterregung durch einen Sättigungswandler übertragen wird.
Die Ausführungsbeispiele nach den Fig. 2 bis 7 sind der Einfachheit halber nur einphasig dargestellt; die übrigen Phasen sind analog zu Fig. 1 jeweils in der gleichen Weise ausgebildet.
In Fig. 1 ist 1 ein Drehstrom-Speisetransformator mit den Primärwicklungen 2 und den Sekundärwick lungen 3. Die an den in Stern geschalteten Sekun därwicklungen 3 abgenommenen Ströme fliessen über die Phasen-Trockengleichrichter 4 (Hauptgleichrich ter), die mechanischen Schalter 5 und die Last 10 zu rück zum Sternpunkt. Die mechanischen Schalter 5 bestehen aus festen Kontaktstücken 6, einer beweg lichen Kontaktbrücke 7, einer Einschaltwicklung 8 und einer Ausschaltwicklung 9. Die Erregung der Einschaltwicklung 8 wird einem Transformator 11 ent nommen, der über einen Drehtransformator 12 an einem Netz R1, S1, T1 liegt. Das Netz R1, S1, T1 ist vorzugsweise mit dem Speisenetz RST identisch.
Die mechanischen Schalter 5 können beispielsweise durch ein Paar von Sperrmagneten angetrieben sein; in diesem Falle wird während der Öffnungszeit des Schalters die mit dem Anker verbundene, bewegliche Kontaktbrücke 7 von dem einen Sperrmagneten fest gehalten. Bei Erregung der Einschaltwicklung 8 wird der Ankerfluss abgesperrt, so dass der Anker durch die Kraft einer (nicht dargestellten) Feder und die Anziehungskraft des anderen Magneten abgerissen und die Brücke 7 auf die festen Kontaktstücke 6 ge drückt wird. Der Zeitpunkt, in dem die Einschaltwick lung 8 erregt wird, hängt von der Einstellung des Drehtransformators 12 ab.
Wird der Schalter 5 früh zeitig innerhalb der positiven Halbperioden der be treffenden Phasenspannung geschlossen, so ist die von der Gleichrichteranordnung gelieferte Spannung relativ gross; wird er spät geschlossen, so ist sie relativ klein.
Die Ausschaltwicklung des Schalters 5, die eben falls die Sperrwicklung eines Sperrmagneten sein kann, ist über einen Ohmschen Widerstand 13 an die Elek troden des Trockengleichrichters 4 angeschlossen. Be's einer unpolarisierten Ausschalterregung des Schalters, bei der also Ströme beider Richtungen im Nebenpfad 9f13 in gleicher Weise auslösend wirken, ist der Widerstand 13 so zu bemessen, dass der von dem Nebenpfad 9/13 geführte Strom erst dann zum Aus schalten des Schalters ausreicht, wenn an den Elek troden des Gleichrichters 4 eine Spannung auftritt, die oberhalb der betriebsmässigen Durchlassspannung des Gleichrichters liegt.
Das heisst also, dass der Schalter geschlossen bleibt, solange der Gleichrichter 4 in Durchlassrichtung belastet ist, und dass er geöffnet wird, sobald bei Belastung in Sperrichtung die Sperr spannung einen bestimmten Betrag überschreitet. Dieser Betrag kann durch Wahl des Widerstandes 13 vorgegeben werden; er ist möglichst niedrig anzuset zen, damit der Schalter möglichst sofort nach dem Nulldurchgang des Stromes, das heisst nach Beginn der Sperrperiode, geöffnet wird.
Fig. 2 zeigt im wesentlichen die gleiche Anord nung wie Fig. 1; der Schalter 5 ist hier jedoch durch einen Nebenweg in Form eines Ventils 14 überbrückt. Dieses Ventil 14 übernimmt nach dem Öffnen des Schalters den weiterfliessenden Rückstrom und ver hütet dadurch ein Ansteigen der Spannung an dem sich öffnenden Schalter, die zu Rückzündungen führen könnte.
Bei der Schaltung nach Fig. 3 überbrückt der die Ausschaltwicklung enthaltende Nebenpfad auch den Schalter. Der Nebenpfad enthält ausserdem ein Ventil 15. Bei dieser Schaltung bleibt die Ausschalterregung auch nach dem Öffnen des Schalters noch bestehen. Sie ist daher für Schalter mit Zugmagneten geeignet, bei denen der Anker durch die Ausschalterregung an gezogen wird. Sie ist jedoch auch vorteilhaft bei Ver wendung von Sperrmagneten, da dann der Ausschalt bewegung der Brückenkontaktstückes keine magne tische Rückstellkraft entgegenwirkt, so dass entweder eine hohe Beschleunigung erzielt oder die Abreisskraft herabgesetzt werden kann.
Die Durchlassrichtung des Ventils 15 ist zu der des Hauptgleichrichters 4 ent gegengesetzt; eine Erregung der Ausschaltwicklung 9 während der Zeit positiver Phasenspannung, insbeson- dere auch im Einschaltaugenblick, wird dadurch ver hindert, was bei der Verwendung unpolarisierter Schalter von besonderer Bedeutung ist.
Bei der Anordnung nach Fig. 4 ist in Reihe mit dem Hauptgleichrichter 4 und dem Schalter 5 eine an sich bekannte Einschalt-Drosselspule 16 geschaltet. Der Kern dieser Einschalt-Drosselspule 16 befindet sich beim Einschalten des Schalters 5 in ungesättigtem Zustand; die Drosselspule stellt daher in dem Zeit raum kurz nach dem Einschalten einen hohen induk tiven Widerstand dar und verhindert bis zum Ein tritt in ihre Sättigung ein Ansteigen des Phasenstromes. Durch eine Vormagnetisierungswicklung 18 kann dafür gesorgt werden, dass der durch die Haupt wicklung 17 und den Schalter 5 kurz nach dem Einschalten fliessende Strom verringert wird.
Während der Öffnungszeit des Schalters kann die Einschalt- Drosselspule 16 über eine Rückmagnetisierungswick- lung 19 durch Zuführung eines bestimmten zeitlichen Spannungsintegrals wieder in ihren ursprünglichen Zu stand zurückversetzt werden. Bei Verwendung einer derartigen Einschalt-Drosselspule muss der Nebenpfad 9, 13, 15 auch diese Drosselspule überbrücken, da andernfalls die über die Wicklung 17 durch den Ne benpfad fliessenden Rückströme den Magnetisierungs- zustand der Drosselspule während der Öffnungszeit verändern würden.
In Fig. 5 ist eine Schaltung dargestellt, bei der die Rückmagnetisierung der Einschalt-Drosselspule 16 nicht über eine besondere Rückmagnetisierungswick- lung, sondern durch den Phasenrückstrom erfolgt. Die Rückmagnetisierung beginnt mit dem Richtungswech sel der Spannung von positiven zu negativen Werten.
Der Widerstand der mit der Wicklung 17 in Reihe lie genden Schaltelemente 4, 9 und 13 ist so bemessen, dass der während der Sperrzeit durch die Wicklung 17 fliessende Rückstrom die Höhe des Magnetisierungs- stromes der Drosselspule erreicht. Da zur Rück magnetisierung ein bestimmtes zeitliches Spannungs integral erforderlich ist, kann die Geschwindigkeit der Rückmagnetisierung durch Änderung der Span nung beeinflüsst werden. Bei der Schaltung nach Fig. 5 ist die Spannung, die während der Sperrzeit an der Wicklung 17 liegt, durch das Verhältnis der Wider stände 13 und 20 bestimmt, die einen Spannungsteiler bilden.
Man kann nun das Verhältnis dieser Wider stände so bemessen, dass die Drosselspule im öff- nungszeitpunkt des Schalters 5 noch nicht voll rück magnetisiert, das heisst noch ungesättigt ist. In diesem Falle ist der von dem Schalter 5 zu unterbrechende Strom höchstens gleich dem durch die Wicklung 17 fliessenden Magnetisierungsstrom der Drossel. Im allgemeinen wird er sogar kleiner sein, da ein Teil des Magnetisierungsstromes über das Ventil 14, die Wick lung 9 und den Widerstand 13 fliesst.
Darüber hinaus kann der durch die Wicklung 17 fliessende Strom durch eine entsprechende Vormagnetisierung über die Wicklung 18 noch weiter erniedrigt werden, so dass der vom Schalter 5 zu unterbrechende Strom praktisch auf Null gebracht werden kann. Die hier gemeinte Ausschaltvormagnetisierung über die Wicklung 18 muss der Einschaltvormagnetisierung, wie sie im Zu sammenhang mit Fig. 4 beschrieben wurde, entgegen gerichtet sein.
Bei der Anordnung nach Fig. 6 enthält der den Gleichrichter 4, den Schalter 5 und die Einschalt- Drosselspule 16 überbrückende Nebenpfad die Aus schaltwicklung 9 nicht unmittelbar; er erregt sie viel mehr über einen Sättigungswandler 21 mit der Primär wicklung 22 und der Sekundärwicklung 23. Der Wandler besitzt einen Kern mit rechteckförmiger Hysteresisschleife; beim Durchlaufen des ungesättig ten Teiles dieser Kennlinie erhält die Ausschaltwick lung 9 einen scharf definierten Erregungsimpuls.
Die Vormagnetisierung des Wandlers 21 erfolgt über eine Wicklung 24, die zwischen dem sekundären Stern punkt des Speisetransformators und der Gleichstrom sammelschiene der Gleichrichteranordnung über einen Ohmschen Widerstand 25 eingeschaltet ist. Der Wandler kann statt dessen aber auch entsprechend Fig. 7 permanent vormagnetisiert sein. Das Ventil 26 in den Fig. 6 und 7 unterdrückt Impulse, die bei der Rückstellung des Wandlers entstehen.
Dry rectifier arrangement There are dry rectifier arrangements, if necessary for several phases, known in which a switch is in series with each phase dry rectifier, the switches being opened and closed by a syn chronotor. The switches have the task of enabling control of the DC voltage given by the dry rectifier arrangement; Secondly, they also serve to relieve the dry rectifier of the reverse voltage.
In these arrangements, the switches are opened when the series dry rectifier is already under reverse voltage; the position of the closing times of the switch with respect to the associated alternating current phase depends on the intended level of modulation of the rectifier. In the previously known arrangements of this type, the rotating field of the driving synchronous motor is changed in its spatial position, for example by a rotary transformer, for the purpose of control. Switch-on and switch-off times have a constant time interval.
In the dry rectifier arrangements of the type described, the mechanical switches must interrupt the reverse current of the dry rectifier in series with the switch. Now, as experience has shown, a mechanical switch with high switching frequency can only interrupt currents in the order of magnitude of at most 1 ampere for long periods of time. This results in the known rectifier arrangements with a constant time interval between on and off switching times difficulties, which will be explained below.
In every polyphase rectifier, the phase currents that separate from one another overlap. The duration of the overlap depends on the current load, the modulation level and the inductivity of the commutation circuit that is formed by the two phase lines involved in the separation. The time in which the individual dry rectifiers of a mechanically controlled dry rectifier arrangement conduct current in the direction of flow is therefore subject to large fluctuations during operation.
With a rigid setting of the closing time of the switches in series with the dry rectifiers, as is the case in the known arrangements, the closing time of the switch cannot follow these fluctuations. In unfavorable cases, the switch-off time can therefore be far in the blocking period of the dry rectifier. Since the reverse current of a dry rectifier, which was a non-linear resistance, grows much faster than the reverse voltage, the associated switch may have to switch currents that damage it in the long term.
If this is to be avoided, one must either reduce the effective plate area of the dry rectifier or connect a plurality of plates one behind the other. In the first case there is a reduced load capacity in the forward direction of the rectifier, in the second case an increased voltage drop in the forward direction and thus a reduction in the efficiency of the arrangement. In principle, this difficulty, as it is known from contact converter construction, could also be met by a so-called overlap regulation.
Such a device, however, requires a relatively high outlay and, as a result, has not yet been implemented in the aforementioned dry rectifier arrangements.
The present invention overcomes the difficulties illustrated in a simple manner. It consists in the fact that the switch has an on and an off winding for its actuation, whereby the phase position of the switch excitation can be changed and the switch excitation of the switch depends on the voltage that is connected to the phase rectifier (main rectifier) in series with the switch. prevails. In the invention, the switch-off time is no longer linked to the switch-on time that is to be controlled; it is only dependent on the voltage at the dry-type rectifier in series with the switch.
With the magnetically excited switches available today, for example actuated with blocking magnets, total switching times of one millisecond or less can be achieved. It is therefore possible in the arrangement according to the invention to open the switch within a very short time after the zero crossing of the phase current, in other words, after the rise in the reverse voltage, so the reverse voltage at the switch-off time under all operating conditions Dry rectifiers and thus the reverse current to an even greater extent are still small and easy to control.
The use of p-n rectifiers as main rectifiers is of particular advantage in this context; these rectifiers, in which the blocking effect occurs at the transition surface between two areas with positive or negative charge carriers, have a particularly high rectification factor and therefore a particularly low blocking current in relation to their load capacity in the forward direction.
The turn-off winding can lie in a secondary path running parallel to the main rectifier. The current intensity in this secondary path is determined by the voltage applied to the main rectifier; when the main rectifier is loaded in the forward direction, the voltage on the secondary path and thus also the current is small, in contrast to the blocking time of the main rectifier, in which the voltage and the current are high.
The current in the secondary path can, if necessary, be limited by an ohmic resistance (in addition to the resistance of the switch-off winding); it is expedient to dimension it so that it does not provide sufficient excitation to switch it off during the passage time of the main rectifier.
The secondary path can be designed such that it only bridges the main rectifier; the switch must then interrupt the tripping current, and the breaker excitation ends at the moment of the switch-off. However, the secondary path can also bypass the switch; in this case the tripping current does not flow through the switch and the switch excitation remains even after the switch is opened.
To relieve the switch when closing, a switch-on choke coil can be connected in series with each switch. It is known that such a switch-on inductor has the task of preventing the current increase immediately after switching on. For this purpose, the switch-on reactor z. B. a core made of one type of iron with a rectangular hysteresis loop; it must be unsaturated when switched on.
In arrangements of this type, the secondary path can also bypass the switch-on throttle so that the current flowing through the secondary path does not influence the magnetization state of the switch-on throttle. The reverse current flowing through the switch-on inductor during the blocking time of the main rectifier can also be used to reverse magnetize the inductor.
For this purpose, the resistance of the switching elements in series with the switch-on choke coil is advantageously dimensioned so that the reverse current flowing through the switch-on choke coil during the blocking time reaches the level of its magnetizing current. The reverse current then ensures that the change in magnetization that the switch-on inductor has experienced while running through the switch-on stage is reversed, so that when the switch is closed, the switch-on inductor is ready to form the next switch-on stage.
Furthermore, the switch-on choke coil can also be used to form a switch-off stage, that is, to relieve the switch when it is opened. You then have to ensure that it is also unsaturated when the switch is opened. While the switch-on stage is now expediently selected as short as possible to avoid voltage losses (around 10-4 sec), the switch-off stage takes around 5 to 10 # 10-1 sec due to the unavoidable operating time of the switch.
Different step durations, that is to say different times of magnetization reversal of the reactor, can be achieved, as is fundamentally known, by choosing different magnetization reversal voltages. To do this, the main rectifier and the switch-on inductor can be bridged by an ohmic resistor. This results in a voltage divider that only supplies part of the phase voltage in the time from the negative zero crossing of the commutation current to the opening of the switch of the switch-on inductor.
The mentioned ohmic resistances, which form the voltage divider, are now measured in such a way that the voltage integral over time occurring at the choke coil is not sufficient to re-magnetize the choke core to saturation. After opening the switch, the further remagnetization of the inductor core can then be continued through secondary paths lying parallel to the switch. In such an arrangement, the current that the switch has to interrupt is at most equal to the magnetizing current of the choke coil.
In particular when using unpolarized switches, it is advantageous to place an auxiliary valve that is permeable in the blocking direction of the main rectifier in the secondary path running parallel to the main rectifier. This valve blocks the off-switch excitation of the switch during the passage time of the main rectifier, that is to say during the closing time of the switch, so that untimely opening is prevented. The secondary path can, for example, contain the turn-off winding directly. However, it can also contain the primary winding of a saturation converter, which secondarily excites the switch-off winding.
Such a saturation converter delivers short-term, sharply defined excitation pulses when passing through the unsaturated part of its magnetization characteristic. The converter can be magnetized back by the output voltage of the dry rectifier arrangement or by a permanent magnet.
In all embodiments of the invention, the switch can be bridged by a special bypass, preferably in the form of a further auxiliary valve, which in this case, since a negative current is to be switched, must be permeable in the reverse direction of the main rectifier. Such a Ne benweg has, as is known, the purpose of preventing a jump in the voltage on the contact pieces that are moving away from each other when the switch is opened.
FIGS. 1 to 7 show exemplary embodiments of the invention.
In detail, Fig. 1 shows a three-phase rectifier arrangement in which the timing of the switch excitation (8) can be set by a rotary transformer 12 and the off switching winding 9 is parallel to the dry rectifier (main rectifier) 4. In Fig. 2, the off switching winding is arranged in the same way as in Fig. 1; however, the switch is bridged by a valve on its own.
In FIG. 3, the secondary path containing the turn-off winding also bridges the switch, and in FIG. 4 also a turn-on choke coil. In the circuit according to FIG. 5, the switch-on choke coil also serves to relieve the switch when it is opened. 6 and 7 show circuits in which the switch-off excitation is transmitted through a saturation converter.
The exemplary embodiments according to FIGS. 2 to 7 are shown only in single phase for the sake of simplicity; the other phases are each formed in the same way analogously to FIG. 1.
In Fig. 1, 1 is a three-phase supply transformer with the primary windings 2 and the secondary windings 3. The currents drawn from the star-connected secondary windings 3 flow through the phase dry rectifier 4 (main rectifier), the mechanical switch 5 and the load 10 back to the star point. The mechanical switches 5 consist of fixed contact pieces 6, a moveable union contact bridge 7, an on winding 8 and an off winding 9. The excitation of the on winding 8 is taken from a transformer 11, which is connected to a network R1, S1, T1 via a rotary transformer 12 . The network R1, S1, T1 is preferably identical to the supply network RST.
The mechanical switches 5 can for example be driven by a pair of locking magnets; in this case, the movable contact bridge 7 connected to the armature is held firmly by the one locking magnet during the opening time of the switch. When the switch-on winding 8 is excited, the armature flux is shut off, so that the armature is torn off by the force of a spring (not shown) and the attraction of the other magnet and the bridge 7 is pressed onto the fixed contact pieces 6. The time at which the switch-on winding 8 is excited depends on the setting of the rotary transformer 12.
If the switch 5 is closed early within the positive half-periods of the phase voltage in question, the voltage supplied by the rectifier arrangement is relatively large; if it is closed late, it is relatively small.
The turn-off winding of the switch 5, which can also be the blocking winding of a blocking magnet, is connected to the electrodes of the dry rectifier 4 via an ohmic resistor 13. In the case of an unpolarized off-switch excitation of the switch, in which currents in both directions in the secondary path 9f13 have the same triggering effect, the resistor 13 is to be dimensioned so that the current carried by the secondary path 9/13 is only sufficient to switch the switch off when a voltage occurs at the electrodes of the rectifier 4 which is above the operational forward voltage of the rectifier.
This means that the switch remains closed as long as the rectifier 4 is loaded in the forward direction, and that it is opened as soon as the reverse voltage exceeds a certain amount when loaded in the reverse direction. This amount can be specified by selecting the resistor 13; it is to be set as low as possible so that the switch is opened as soon as possible after the current has passed zero, i.e. after the start of the blocking period.
Fig. 2 shows essentially the same arrangement as Fig. 1; however, the switch 5 is bridged here by a bypass in the form of a valve 14. After the switch is opened, this valve 14 takes over the return current that continues to flow and thereby prevents the voltage at the opening switch from rising, which could lead to backfiring.
In the circuit according to FIG. 3, the secondary path containing the turn-off winding also bridges the switch. The secondary path also contains a valve 15. In this circuit, the switch-off excitation remains even after the switch has been opened. It is therefore suitable for switches with pull magnets in which the armature is pulled by the switch excitation. However, it is also advantageous when using locking magnets, since the switch-off movement of the bridge contact piece then does not counteract any magnetic restoring force, so that either a high acceleration can be achieved or the tear-off force can be reduced.
The flow direction of the valve 15 is opposite to that of the main rectifier 4; an excitation of the switch-off winding 9 during the time of positive phase voltage, in particular also at the moment of switch-on, is prevented, which is of particular importance when using unpolarized switches.
In the arrangement according to FIG. 4, a switch-on inductor 16, which is known per se, is connected in series with the main rectifier 4 and the switch 5. The core of this switch-on choke coil 16 is in the unsaturated state when the switch 5 is switched on; the choke coil therefore represents a high inductive resistance in the period shortly after switching on and prevents an increase in the phase current until it reaches its saturation point. A bias winding 18 can ensure that the current flowing through the main winding 17 and the switch 5 shortly after switching on is reduced.
During the opening time of the switch, the switch-on choke coil 16 can be reset to its original state via a reverse magnetization winding 19 by supplying a specific temporal voltage integral. When using such a switch-on inductor, the secondary path 9, 13, 15 must also bridge this inductor, since otherwise the reverse currents flowing through the secondary path via the winding 17 would change the magnetization state of the inductor during the opening time.
In FIG. 5, a circuit is shown in which the reverse magnetization of the switch-on inductor 16 does not take place via a special reverse magnetization winding, but rather through the phase reverse current. The reverse magnetization begins with the change in direction of the voltage from positive to negative values.
The resistance of the switching elements 4, 9 and 13 lying in series with the winding 17 is dimensioned such that the reverse current flowing through the winding 17 during the blocking time reaches the level of the magnetizing current of the choke coil. Since a certain temporal voltage is integrally required for re-magnetization, the speed of re-magnetization can be influenced by changing the voltage. In the circuit of FIG. 5, the voltage that is applied to the winding 17 during the blocking time is determined by the ratio of the opposing states 13 and 20, which form a voltage divider.
The ratio of these resistances can now be dimensioned in such a way that the choke coil is not yet fully re-magnetized, that is to say is still unsaturated, when the switch 5 is opened. In this case, the current to be interrupted by the switch 5 is at most equal to the magnetizing current of the choke flowing through the winding 17. In general, it will even be smaller, since part of the magnetizing current flows through the valve 14, the winding 9 and the resistor 13.
In addition, the current flowing through the winding 17 can be further reduced by a corresponding premagnetization via the winding 18, so that the current to be interrupted by the switch 5 can be brought to practically zero. The turn-off bias meant here via the winding 18 must be directed in the opposite direction to the turn-on bias, as it was described in connection with FIG. 4.
In the arrangement according to FIG. 6, the secondary path bridging the rectifier 4, the switch 5 and the switch-on inductor 16 does not contain the switch-off winding 9 directly; it excites them much more via a saturation converter 21 with the primary winding 22 and the secondary winding 23. The converter has a core with a rectangular hysteresis loop; when passing through the unsaturated th part of this characteristic curve, the Ausaltwick development 9 receives a sharply defined excitation pulse.
The premagnetization of the converter 21 takes place via a winding 24 which is connected via an ohmic resistor 25 between the secondary star point of the supply transformer and the direct current busbar of the rectifier arrangement. Instead of this, however, the converter can also be permanently premagnetized as shown in FIG. The valve 26 in FIGS. 6 and 7 suppresses pulses which arise when the converter is reset.