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FILTRES PASSE-BANDE.
La présente invention concerne des filtres et plus particulière- ment des filtres passe-bande dans les gammes WHF, UHF et des fréquences supé- rieures du type résonateur à cavité ayant une caractéristique de coupure abrup- te.
Il est bien connu dans la technique depuis de nombreuses années que les réseaux de filtres dont l'impédance ou l'admittance de transfert pos- sède à la fois des ples et des zéros, peuvent être prévus de manière à don- ner une caractéristique de coupure plus abrupte que ce qu'il est possible d' obtenir avec des réseaux comparables n'ayant que des pôles et pas de zéros.
Par exemple, des configurations de filtres dérivés de m peuvent donner des caractéristiques de coupure plus abruptes que celles qu'on obtient avec des configurations à k-constant comparables. Quand on travaille dans les gammes VHF, UHF et des fréquences supérieures, on sait d'autre pat que les filtres passe-bande doivent généralement fonctionner avec une bande passante relati- vement étroite et pour remplir cette condition d'une manière satisfaisante, les rapports entre les réactances, mesurés à la fréquence moyenne, des différents éléments de l'ensemble, doivent satisfaire à des tolérances précises. Ceci peut encore s'exprimer en précisant que la fréquence de résonance de chaque résona- teur et lest coefficients de couplage entre les résonateurs doivent satisfaire à des tolérances rigides.
On a essayé de prévoir des filtres passe-bande dans'les gammes VHF,M UHF et des fréquences supérieures ayant une caractéristique de coupure abrupte par suite de zéros dans la caractéristique de"transfert en utilisant les configurations et les concepts bien connus de la théoire classique des filtres.
Il en est résulté des circuits ayant à la fois une configuration et des rapports nécessaires de réactamces qui ne sont pas réalisables pratique- ment. mento Un des objets d la présente invention est de prévoir un filtre .
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passe-bande ayant à la fois une configuration et les rapports désirés de réactances qui soit réalisable et qui possde des moyens pour faire varier la fréquence de résonance de telles-,.configurations de manière à pouvoir être uti- lisés dans une bande de fréquences dans les gammes VHF, UHF et aux fréquences supérieures.
En utilisant des résonateurs coaxiaux ou à cavité qui sont ana- logues à un circuit résonnant à basse fréquence, chaque résonateur étant cor- rectement couplé au résonateur suivant magnétiquement ou électriquement, on prévoit un filtre passe-bande pouvant fonctionner dans les gammes VHF, UHF et aux fréquences supérieures. Les dimensions du résonateur à cavité sont choi- sies de manière à ce qu'il résonne à la fréquence désirée ou on peut prévoir des moyens pour que la résonance se produise à la fréquence désirée. Les di- mensions entre les ouvertures de couplage entre les résonateurs adjacents donnent le coefficient de couplage correct entre les résonateurs adjacents.
En conséquence, en réglant correctement la fréquence de résonance des réso- nateurs, les coefficients de couplage entre les résonateurs adjacents et le couplage entre le générateur et la charge au premier et au'dernier résona- teurs respectivement, on obtient une caractéristique de transfert- ayant des poles de fréquence complexes.
Un autre objet de l'invention est de prévoir un système de filtre ayant à la fois des pôles et des zéros dans la caractéristique de transfert pour donner une caractéristique de coupure élevée. Cet objet est atteint en prévoyant le filtre de manière à obtenir des zéros afin d'obtenir une carac- téristique de coupure abrupte semblable à celle obtenue avec une configuration de filtre dérivée du type m. Ces zéros ou points d'atténuation infinis sont obtenus par deux lignes de couplage entre des cavités alternées de la struc- ture du filtre. Ainsi, en plus des connexions de couplage normales entre les résonateurs adjacents, les résonateurs alternés auxquels les lignes de coupla- ge sont connectées possèdent une paire de dispositifs de couplage du type son- de pour chaque paire de lignes de couplage qui leur sont connectées.
Du fait qu'il est possible d'avoir des sondes inductives de phase opposée, il y a qua- tre combinaisons différentes qui peuvent être utilisées pour les deux paires de sondes sus-mentionnées et leurs lignes de couplage. Ceci nécessite que la longueur électrique des lignes de couplage entre les résonateurs alternés dé- pende des combinaisons de sondes utilisées dans chacun des résonateurs alter- nés. En général, en incluant les effets d'extrémité des sondes, les lignes de couplage auront une longueur égale à un multiple d'un quart de longueur d'onde.
La condition fondamentale pour les combinaisons de sondes et leurs lignes de couplage associées est qu'une ligne devra produire entre les deux résonateurs un couplage du ype capacitif qui est essentiellement constant dans la bande de fréquence à l'intérieur de laquelle le filtre doit être utilisé et l'autre ligne devra produire entre les deux résonateurs un couplage constant du typer inductif et les deux types de couplage devront essentiellement entre égaux en amplitude. Le nombre des résonateurs à cavité peut être quelconque avec la restriction que les lignée de couplage sus-mentionnées doivent coupler des cavités alternées de la manière 'indiquée et qu'aucune ligne de couplage ne doit laisser passer d'énergie vers les astres lignes de couplage.
On peut expliquer la production de zéros par le fait qu'à certaines fréquences il-y a une diffé- rence de 1800 entre les courants injectés par la cavité intermédiaire, les deux courants s'annulant si les couplages sont convenablement réglés par un choix des dimensions convenables et du mode de fonctionnement dans les résonateurs en guide d'ondes.
D'autres objets, caràctéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront à la lecture de la description suivante d'exemples de réalisation la dite description étant faite en relation avec les dessins joints dans lesquels la Fig. 1 est une vue en coupe d'un filtre passe-bande pouvant fonctionner et mettant en oeuvre des principes¯de la présente invention. la Fig. 2 est une vue en coupe partiellement en élévation le long de la ligne 2-2 de la Fig. 1; la Fig. 3 montre les corubes de réponse pour le filtre passe-ban-
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de, une avec des zéros et l'autre sans zéros ; les Figs. 4, 5, 6 et 7 sont desvues en coupe longitudinale de filtres passe-bande montrant chacune un exemple différent de réalisation de la présente invention.
On a représenté, aux Figs. 1 et 2 des dessins auxquels on se ré- fèrera maintenant, un filtre passe-bande pouvant fonctionner dans les gammes
VHF UHF et aux fréquences plus élevées et comprenant cinq résonateurs coaxi- aux 1, 2, 3, 4 et 5 possédant des tiges d'accord 6, 7, 8, 9 et 10 à l'intérieur.
Le résonateur à cavité 1 qui est accordé par la tige 6 sera décrit en détail du point de vue de sa structure, et les résonateurs à cavité 2, 3, 4 et 5, qui sont similaires, ne seront pas décrits.
Le résonateur 1 est considéré comme étant coaxial du fait que la tige d'accord 6 est introduite dans cavité. La tige d'accord 6 se comporte d'une manière similaire au conducteur central d'une ligne coaxiale, tandis que les parois du résonateur 1 se comportent comme le conducteur extérieur d'une telle ligne coaxiale par rapport au champ capacitif ou électrique qui existe entre eux. Outre le champ électrique qui existe dans le résonateur coaxial, il existe également un champ magnétique qui est lié au champ électrique, les lig- nes de force de ce champ étant perpendiculaires aux lignes de force du champ électrique. Pour permettre l'établissement de champs liés de cette manière, il est nécessaire d'avoir des dimensions de cavité correctes pour une fréquen- ce donnée.
Par exemple un filtre fonctionnant à 1500 mégacycles peut utiliser des cubes de 1 1/2 pouce (environ 38 millimètres), les parois ayant une épais- seur voisine de 1/16 de pouce (environ 1,5 millimètre) et la tige ayant un diamètre approximativement égal à 3/8 de pouce (environ 9,5 millimètre). Comme il est bien connu dans la technique, les dimensions du cube sont importantes tandis que l'épaisseur des parois t le diamètre de la tige peuvent varier suivant les nécessités de l'effet de surface et l'importance du couplage dé- siré pour le résonateur à la fréquence de fonctionnement. La tige d'accord 6 est réglable pour le choix de la fréquence et l'ouverture 11 qui est asso- ciée à l'ouverture 12 détermine le coefficient de couplage avec le résonateur adjacent.
Les équations approximatives de détermination du coefficient de cou- plage entre les résonateurs adjacents étant :
BW
K 0,7 3 db (adjacent) - 0,7 f o Les résonateurs coaxiaux 1, 2,3, 4 et 5 peuvent être fixés l'un à l'autre par 'soudage, au moyen de ceintures et d'écrous, au moyen de vis ou par tout autre moyen convenable. 'Si on le désire, les parois de plusieurs ca-vités peuvent être communes. Le couplage entre les résonateurs coaxiaux adjacents 1, 2, 3, 4 et 5 est réalisé par des ouvertures telles que les ouvertures Il et 12 dans les parois des résonateurs coaxiaux 1 et 2. L'arrangement représenté à la fig. 1 du dessin est tel qu'il y a un couplage magnétique et électrique pro- gressant alternativement dû résonateur 1 au résonateur 5 du filtre.
Cet arran- gement de couplage par champs alternés réduit le passage direct des fréquences, ce qui tendrait à réduire la sélectivité du filtre. En d'autres termes, en ' alternant les couplages des résonateurs adjacents entre les champs magnétiques et électriques, il est nécessaire que l'énergie du champ magnétique soit trans- férée au champ électrique dans un résonateur avant qu'elle puisse passer au ré- sonateur suivant, de sorte que l'énergie doit passer sélectivement d'une cavi- té à l'autre donnant la sélectivité maximum. En utilisant le même raisonnement, on peut voir que l'ouverture d'entrée 13 et l'ouverture de sortie 14 présente- ront le même caractère.
On conçoit.que la position des ouvertures 13 et 14 pour- rait ne pas être conforme à ce qui'a été dit, ce qui aurait pour seul résultat que sur les frontières de la courbe de réponse l'atténuation pourrait ne pas être aussi grande que possible.
Le champ électrique le plus,intense se trouve dans la zone 15 près de l'extrémité de la tige d'accord 6 et le champ magnétique le plus intense est
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dans la zone 16 éloignée de l'extrémité, du piston d'accord. pour tirer d8u filtre les résultats maximum, il est disposer les ouvertures de couplage adjacentes telles que 11 et 12 et les ouvertures 13 et 14 dans ces zones oî le champ possède l'intensité maximum Toutefois, les performances du filtre ne dépendent pas de la position des ouvertures dans la zone où le champ 'est* le plus intense tant que les moyens de couplage sont disposés contre ces champs.
Les ouvertures 11 et 12 quand elles sont situées contre. le champs, magnétique peuvent être de forme ovale ou rectangulaire, la dimension la plus grande étant parallèle aux lignes de force du champ magnétique et quand' de. telles ouvertures sont situées près du champ électrique, elles peuvent être de forme circulaire bien que d'autres formes puissent être utilisées.
Un filtre tel quil vient d'être décrit contient des polos mais pas de zéros, comme dans le cas d'une configuration à k constant utilisée à basse fréquence. La courbe de¯réponse de tels filtres passe-bande dans' les gammes VHF, UHF et aux fréquences plus élevées, a 'été représentée à la Fig.
3, courbe A. On remarquera que cet arrangement n'est pas aussi bon qu'on pour- rait le désirer puisque la caractéristique de coupure telle que représentée par la pente, peut'ne pas être aussi abrupte est nécessaire. Le couplage sépà- rédes résonateurs alternés, tel que représenté a la Fig. 1, et mettant en oeu- vre des principes de l'invention, donne la courbe B, Fig. 3. Une ligne de cou- plage 17 et ses sondes d'extrémité 21 et 21a, est utilisée pour produire un couplage inductif résultant entre les résonateurs 1 et 3 tandis qu'une ligne de couplage 18 avec ses sondes d'extrémité 22 et 22a produit un couplage capa- citif entre les résonateurs 1 et 3. Les lignes de couplage 19 et 20 et leurs sondes d'extrémité remplissent les mêmes fonctions en relation avec les réso- nateurs 3 et 5.
Comme il a été mentionné, la longueur électrique des lignes de couplage 17, 18, 19 et 20 dépendra des combinaisons de sondes mais en géné- ral, ce sera un multiple du quart de longueur d'onde.
Une des quatre combinaisons différentes des sondes de couplages et des longueurs de lignes est représentée dans les résonateurs 1 et 3 de la Fig. 1 dans laquelle les sondes magnétiques 21 et 21a connectées à la ligne de couplage 17 ayant une longueur égale à un quart de longueur d'onde et les sondes électriques 22 et 22a connectées par la ligne de couplage 18 ayant une longueur égale à un quart de longueur d'onde sont physiquement disposées dans une relation telle que tout courant injecté dans le résonateur 3 par suite du voltage dans le résonateur 1 est déplacé de - 90 et + 90 respectivement par rapport au voltage dans le résonateur 1. C'est une des conditions fondamen- tales qui doivent être satisfaites par une paire de lignes de couplage, et leurs sondes d'extrémité.
Une autre condition fondamentale est que l'amplitude du courant sus-mentionné déphasé de 90 augmente en fonction directe de la fré- quence et que l'amplitude de l'autre courant déphasé de 90 diminue en fonc- tion directe de la fréquence.
Il y a une condition fondamentale supplémentaire pour les coupla- ges du résonateur intermédiaire ou adjacent qui peut s'énoncer comme suit : la relation de phase entre le courant injecté dans le résonateur 3 par le cou- plage avec le résonateur alterné et le courant injecté dans le résonateur 3 par le couplage avec le résonateur intermédiaire doit tre telle qu'à la fré- quence désirée pour l'atténuation infinie, ils soient en opposition de phase.
Ainsi, aux fréquences où les ondes sont déphasées de 180 par un réglage con- venable des couplages intermédiaires et adjacents, il est possible de suppri- mer complètement les propagations électriques et magnétiques produisant ain- si des zéros ou encore insérant ainsi des points d'atténuation infinie tels que 23, courbe B, Fig. 3. L'équation précédente donne approximativement la va- leur nécessaire pour les couplages adjacents, de manière à obtenir la lar- geur de bande passante désirée et Inéquation ci-dessous donne approximative- ment la valeur désirée pour les couplages alternés.
EMI4.1
K = I alterné '2( ######) ) '}.. , , + BW 3db
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Les seconds points d'atténuation infinie 24 sur la courbe B sont obtenus d'une manière similaire en utilisant les lignes de couplage 19 et 20 coopérant avec les résonateurs coaxiaux 3, 4 et 5 dans lesquels les différen- tes relations de phase sont identiques. Dans la bande de fréquence à l'inté- rieur de laquelle le filtre fonctionne, le coefficient de couplage du type ca- pacitif de la ligne de couplage 18 et le coefficient de couplage du type in- ductif de la ligne de couplage 19 sont essentiellement constants et d'ampli- tudes égales.
La Fig. 4 du dessin représente un autre exemple de réalisation de l'invention dans lequel les résonateurs à cavité individuels sont identi- ques aux résonateurs coaxiaux 1, 2, 3,4 et 5 étudiés plus haut. La différen- ce entre les exemples de réalisation réside dans l'arrangement suivant lequel les ouvertures pour le couplage adjacent 25,26, 27 et 28 sont disposées al- ternativement dans une région de champ électrique et dans une région de champ magnétique, l'ouverture d'entrée 29' et l'ouverture de sortie 30 étant toutes deux situées contre une région de champ magnétique.
Les résultats obtenus avec cet arrangement sont pratiquement identique à ceux obtenus au moyen de l'arran- gement sus-mentionné avec la différence possible que l'atténuation en dehors de la bande passante décroît légèrement du fait que l'ouverture 28 pour le couplage adjacent et l'ouverture de sortie 30 sont dans la région du même champ d'énergie pour les raisons mentionnées précédemment. Cet inconvénient apparent de l'arrangement de couplage du résonateur coaxial 31 peut être facilement sur- monté en déplaçant verticalement l'ouverture 30 de manière à ce que le coupla- ge s'effectue à partir du champ électrique plutôt qu'à partir du champ magné- tique réduisant ainsi la possibilité de passage direct d'énergie indésirable par le champ magnétique.
Le voltage dans les lignes de couplage 32,33 et 34, 35 qui coopère avec le voltage passant par les résonateurs 2 et 4 respective- ment, produit les points d'atténuation infinie ainsi qu'il a été décrit en relation avec les Figs. 1 et 2 des dessins.
La combinaison des sondes magnétiques 36 et 36a et des sondes électriques 37 et 37a avec leurs lignes de couplage respectives 33 et 32 sont physiquement disposées de manière à safisfaire aux conditions de phase qui ont été indiquées dans l'exemple de réalisation représenté à la Fig. l, en prenant une ligne de couplage 32 dont la longueur est la même que la lon- gueur de la ligne de couplage 33, la longueur totale de chaque ligne étant un multiple impair d'un quart de longueur d'onde.
Un autre exemple de réalisation de l'invention est représenté à la Fige 5 du dessin. Cette variante fonctionne sur le même principe que l'ex- emple précédemment décrit du point de vue de l'obtention des zéros. Les réso- nateurs à cavité sont des guides d'ondes rectangulaires 38, 39, 40, 41 et 42 qui fonctionnent suivant'le mode TE0,1 Les dimensions physiques des résona- teurs individuels en guides d'ondes sont approximativement 0.070 de long et 0,707 de large, où est la longueur d'onde dans l'espace libre, la hauteur étant choisie de manière à satisfaire aux conditions relatives à l'intensité du champ électrique.
Comme il est bien connu, le champ électrique est concen- tré entre les points 43 et 44 dans un résonateur en guide d'ondes classique de ce type, tandis que le champ magnétique possède une section circulaire concen- trique par rapport au champ électrique concentré.
Dans l'arrangement indiqué, l'entrée du filtre est constituée par la boucle 45 passant par l'ouverture 46 dans la paroi adjacente au champ magnétique du résonateur en guide d'ondes 38. Le voltage oscille entre le champ magnétique et le champ électrique, une partie du champ électrique étant couplée au résonateur en guide d'ondes 39 par l'ouverture circulaire 44. Une oscillation résultante du champ magnétique et électrique apparaît dans le ré- sonateur en guide d'ondes 39 et une partie du champ magnétique est couplée au résonateur en guide d'ondes 40 par une-ouverture rectangulaire 48 découpée dans la paroi.
Ce processus alterné de couplage électrique et de couplage mag- nétique continue progressivement le long du filtre jusqu'à ce que l'énergie choisie soit extraite du système par l'ouverture 49 au moyen du champ élec trique dans le résonateur en guide d'ondes 42. Les zéros dans la caractéris-
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tique de transfert sont obtenus, comme il a déjà été expliqué,'en relation avec la Fig. 1, en utilisant les lignes de couplage 50, 51,52, 53 et les sondes associées. Avec les sondes qui sont représentées, les lignes 50 et
51 doivent avoir une longueur égale à un nombre impair de quart de longueur d'onde. Les lignes 52 et 53 doivent également avoir une longueur identique égale à un multiple impair du quart de la longueur d'onde.
Un autre exemple de réalisation de l'invention est repré0senté à la Fig. 6 qui montre trois résonateurs en guides d'ondes adjacents 54, 55, et 56 dont les dimensions ont été étudiées en relation avec la Fig. 5 et qui sont munis de couplages adjacents au moyen des lignes coaxiales en quart d' onde 58 et 59.
Les zéros sont obtenus en,utilisant la troisième des quatre combi- naisons de sondes de couplage qui ont déjà été mentionnées. Comme il est repré- senté, par suite du sens opposé des boules de couplage 64 et 64a, les lignes de couplage 62 et 63 et les sondes associées 64, 64a et 65,65a doivent avoir des longueurs différant d'une demi-longueur d'onde. La demi-longueur d'onde supplémentaire peut tre disposée dans la ligne de couplage 62 connectant les sondes magnétiques. Cet arrangement montre, en accord avec les conditions fon- damentales de phase précisées en relation avec la discussion de la Fig. 1, que les boucles de couplage 61 etµ0 doivent être pliées dans des sens oppo- sés, comme il est représenté.
Une quatrième combinaison de couplage peut être obtenue en pla- çant la demi-longueur d'onde supplémentaire nécessaire dans la ligne de cou- plage 63 connectant les sondes capacitives. Ceci nécessitera qu'une boucle de ' couplage 60 ou 61 soit inversée de la position représentée pour établir la relation de phase correcte, telle qu'elle a été précisée dans la discussion de la Fig. 1, ce qui permet-d'obtenir le filtre désiré ayant un taux de cou- pure élevé.
La Fig. 7 représente un autre exemple de réalisation dans le- quel des résonateurs à guides d'ondes 64,65 et 66 sont couplés l'un à l'autre par des guides d'ondes en quart de longueur d'onde 67, 68. Le couplage entre les résonateurs alternés est obtenu au moyen de lignes de couplage 69 et 70 coopérant avec des sondes magnétiques 71 et 71a et les sondes de couplage capacitif 72 et 72a. Les sondes magnétiques 71 et 71a sont physiquement dis- posées en sens opposé par rapport aux sondes de couplage capacitif respec- tives 72 et 72a, c'est pourquoi les longueurs des lignes de couplage 69 et 70 doivent différer d'une demi-longueur d'onde pour atteindre les résultats mentionnés plus'haut.
Par suite des couplages 67 et 68, les guides d'ondes adjacents sont tous les deux du type à inductance mutuelle positive et il est nécessaire d'ajouter la demi-longueur d'onde supplémentaire nécessaire dans la ligne de couplage 70 reliant les sondes capacitives 72 et 72a pour que le résultat recherché soit obtenu.
Bien que la présente invention ait été décrite en relation avec des exemples particuliers de réalisation, il est clair qu'elle n'est pas li- mitée aux dits exemples et qu'elle est susceptible de variantes et modifica- tions sans sortir de son domaine.
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BANDPASS FILTERS.
The present invention relates to filters and more particularly to band pass filters in the WHF, UHF and higher frequency ranges of the cavity resonator type having a sharp cut-off characteristic.
It has been well known in the art for many years that arrays of filters whose transfer impedance or admittance has both ples and zeros can be designed so as to provide a characteristic of. cut more abrupt than what is possible with comparable networks having only poles and no zeros.
For example, filter configurations derived from m may give sharper cutoff characteristics than those obtained with comparable k-constant configurations. When working in the VHF, UHF and higher frequency ranges, it is further known that bandpass filters generally have to operate with a relatively narrow bandwidth and in order to fulfill this condition satisfactorily, the reports between the reactances, measured at the average frequency, of the various elements of the assembly, must meet precise tolerances. This can also be expressed by specifying that the resonant frequency of each resonator and the coupling coefficients between the resonators must meet rigid tolerances.
Attempts have been made to provide bandpass filters in the VHF, M UHF and higher frequency ranges having a sharp cutoff characteristic due to zeros in the transfer characteristic using configurations and concepts well known in the art. classic filters.
This resulted in circuits having both a configuration and necessary reactivation ratios which are not practically feasible. mento One of the objects of the present invention is to provide a filter.
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band pass having both a configuration and the desired reactance ratios which is achievable and which has means for varying the resonant frequency of such configurations so as to be usable in a frequency band within the VHF, UHF and higher frequency ranges.
By using coaxial or cavity resonators which are analogous to a low frequency resonant circuit, each resonator being correctly coupled to the following resonator magnetically or electrically, a band pass filter is provided which can operate in the VHF, UHF ranges. and at higher frequencies. The dimensions of the cavity resonator are chosen so that it resonates at the desired frequency or means can be provided for the resonance to occur at the desired frequency. The dimensions between the coupling openings between the adjacent resonators give the correct coupling coefficient between the adjacent resonators.
Accordingly, by properly adjusting the resonant frequency of the resonators, the coupling coefficients between adjacent resonators and the coupling between the generator and the load at the first and last resonators respectively, a transfer characteristic is obtained. having complex frequency poles.
Another object of the invention is to provide a filter system having both poles and zeros in the transfer characteristic to give a high cutoff characteristic. This object is achieved by designing the filter to obtain zeros to achieve a steep cutoff characteristic similar to that obtained with a derivative m-type filter configuration. These zeros or infinite attenuation points are obtained by two lines of coupling between alternating cavities of the filter structure. Thus, in addition to the normal coupling connections between adjacent resonators, the alternating resonators to which the coupling lines are connected have a pair of probe-type coupling devices for each pair of coupling lines connected to them.
Because it is possible to have inductive probes of opposite phase, there are four different combinations that can be used for the above two pairs of probes and their coupling lines. This requires that the electrical length of the coupling lines between the alternating resonators depends on the combinations of probes used in each of the alternating resonators. In general, including the end effects of the probes, the coupling lines will be a length equal to a multiple of a quarter wavelength.
The basic condition for the combinations of probes and their associated coupling lines is that a line should produce between the two resonators a coupling of the capacitive ype which is essentially constant in the frequency band within which the filter is to be used. and the other line will have to produce between the two resonators a constant coupling of the inductive typer and the two types of coupling will have essentially between equal in amplitude. The number of cavity resonators can be any with the restriction that the above-mentioned coupling lines must couple alternating cavities in the manner indicated and that no coupling line must pass energy to the stars coupling lines .
The production of zeros can be explained by the fact that at certain frequencies there is a difference of 1800 between the currents injected by the intermediate cavity, the two currents canceling each other out if the couplings are suitably adjusted by a choice of suitable dimensions and mode of operation in waveguide resonators.
Other objects, characteristics and advantages of the present invention will become apparent on reading the following description of exemplary embodiments, said description being given in relation to the accompanying drawings in which FIG. 1 is a sectional view of an operable band pass filter embodying principles of the present invention. Fig. 2 is a sectional view partially in elevation taken along line 2-2 of FIG. 1; Fig. 3 shows the response corubes for the bandpass filter
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of, one with zeros and the other without zeros; Figs. 4, 5, 6 and 7 are longitudinal sectional views of band-pass filters each showing a different embodiment of the present invention.
There is shown, in Figs. 1 and 2 of the drawings to which we will now refer, a band-pass filter which can operate in the ranges
VHF UHF and higher frequencies and comprising five coaxial resonators 1, 2, 3, 4 and 5 having tuning rods 6, 7, 8, 9 and 10 inside.
The cavity resonator 1 which is tuned by the rod 6 will be described in detail from the point of view of its structure, and the cavity resonators 2, 3, 4 and 5, which are similar, will not be described.
The resonator 1 is considered to be coaxial because the tuning rod 6 is introduced into the cavity. The tuning rod 6 behaves in a manner similar to the central conductor of a coaxial line, while the walls of the resonator 1 behave like the outer conductor of such a coaxial line with respect to the capacitive or electric field which exists. between them. Besides the electric field which exists in the coaxial resonator, there is also a magnetic field which is related to the electric field, the lines of force of this field being perpendicular to the lines of force of the electric field. To allow the establishment of linked fields in this way, it is necessary to have the correct cavity dimensions for a given frequency.
For example, a filter operating at 1500 megacycles may use 1 1/2 inch (about 38 millimeters) cubes, the walls being about 1/16 inch (about 1.5 millimeters) thick and the rod having a thickness of about 1/16 inch (about 1.5 millimeters). diameter approximately equal to 3/8 of an inch (approximately 9.5 millimeter). As is well known in the art, the dimensions of the cube are important while the thickness of the walls and the diameter of the rod can vary depending on the requirements of the surface effect and the amount of coupling desired for the rod. resonator at the operating frequency. The tuning rod 6 is adjustable for the choice of the frequency and the opening 11 which is associated with the opening 12 determines the coupling coefficient with the adjacent resonator.
The approximate equations for determining the coupling coefficient between adjacent resonators being:
BW
K 0.7 3 db (adjacent) - 0.7 fo The coaxial resonators 1, 2, 3, 4 and 5 can be attached to each other by welding, by means of belts and nuts, to the by means of screws or by any other suitable means. 'If desired, the walls of several cavities can be common. The coupling between the adjacent coaxial resonators 1, 2, 3, 4 and 5 is achieved by openings such as openings II and 12 in the walls of the coaxial resonators 1 and 2. The arrangement shown in FIG. 1 of the drawing is such that there is an alternately progressing magnetic and electrical coupling from resonator 1 to resonator 5 of the filter.
This alternating field coupling arrangement reduces the direct passage of frequencies, which would tend to reduce the selectivity of the filter. In other words, by alternating the couplings of adjacent resonators between magnetic and electric fields, it is necessary for the energy of the magnetic field to be transferred to the electric field in a resonator before it can pass to the resonator. next sonator, so that the energy must pass selectively from one cavity to another giving the maximum selectivity. Using the same reasoning, it can be seen that the inlet opening 13 and the outlet opening 14 will have the same character.
It will be appreciated that the position of the openings 13 and 14 could not be in accordance with what has been said, which would only result in that on the boundaries of the response curve the attenuation could not be so great. as possible.
The strongest electric field is in zone 15 near the end of the tuning rod 6 and the strongest magnetic field is
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in the zone 16 remote from the end, of the tuning piston. to obtain the maximum results from the filter, it is necessary to arrange the adjacent coupling openings such as 11 and 12 and the openings 13 and 14 in those areas where the field has the maximum intensity However, the performance of the filter does not depend on the position openings in the zone where the field 'is the most intense as long as the coupling means are placed against these fields.
The openings 11 and 12 when they are located against. The magnetic field can be oval or rectangular, the largest dimension being parallel to the lines of force of the magnetic field and when. such openings are located near the electric field, they can be circular in shape although other shapes can be used.
A filter as just described contains polos but no zeros, as in the case of a constant k configuration used at low frequency. The response curve of such bandpass filters in the VHF, UHF and higher frequency ranges has been shown in FIG.
3, curve A. Note that this arrangement is not as good as might be desired since the cut-off characteristic as represented by the slope, may not be so steep, is required. The coupling of separate alternating resonators, as shown in FIG. 1, and applying principles of the invention, gives curve B, FIG. 3. A coupling line 17 and its end probes 21 and 21a, is used to produce a resulting inductive coupling between resonators 1 and 3 while a coupling line 18 with its end probes 22 and 22a. produces a capacitive coupling between resonators 1 and 3. Coupling lines 19 and 20 and their end probes perform the same functions in relation to resonators 3 and 5.
As mentioned, the electrical length of the coupling lines 17, 18, 19 and 20 will depend on the combinations of probes but generally this will be a multiple of a quarter wavelength.
One of the four different combinations of coupling probes and line lengths is shown in resonators 1 and 3 of FIG. 1 in which the magnetic probes 21 and 21a connected to the coupling line 17 having a length equal to a quarter wavelength and the electrical probes 22 and 22a connected by the coupling line 18 having a length equal to a quarter of a wavelength wavelengths are physically arranged in such a relationship that any current injected into resonator 3 as a result of the voltage in resonator 1 is shifted by - 90 and +90 respectively with respect to the voltage in resonator 1. This is one of the basic conditions which must be satisfied by a pair of coupling lines, and their end probes.
Another fundamental condition is that the amplitude of the above-mentioned current phase-shifted by 90 increases as a direct function of the frequency and that the amplitude of the other current phase-shifted by 90 decreases as a direct function of the frequency.
There is an additional fundamental condition for the couplings of the intermediate or adjacent resonator which can be stated as follows: the phase relation between the current injected into the resonator 3 by the coupling with the alternating resonator and the injected current in the resonator 3 by the coupling with the intermediate resonator must be such that at the frequency desired for the infinite attenuation, they are in phase opposition.
Thus, at frequencies where the waves are phase-shifted by 180 by a suitable adjustment of the intermediate and adjacent couplings, it is possible to completely suppress the electric and magnetic propagations thus producing zeros or thus inserting points of. infinite attenuation such as 23, curve B, Fig. 3. The preceding equation gives approximately the value needed for the adjacent couplings, so as to obtain the desired bandwidth width and Inequation below approximately gives the desired value for the alternate couplings.
EMI4.1
K = I alternating '2 (######))'} ..,, + BW 3db
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The second infinite attenuation points 24 on curve B are obtained in a similar manner using the coupling lines 19 and 20 cooperating with the coaxial resonators 3, 4 and 5 in which the different phase relationships are identical. In the frequency band within which the filter operates, the capacitive-type coupling coefficient of the coupling line 18 and the inductive-type coupling coefficient of the coupling line 19 are essentially constant and of equal amplitude.
Fig. 4 of the drawing shows another exemplary embodiment of the invention in which the individual cavity resonators are identical to the coaxial resonators 1, 2, 3, 4 and 5 discussed above. The difference between the exemplary embodiments resides in the arrangement in which the apertures for adjacent coupling 25, 26, 27 and 28 are disposed alternately in an electric field region and in a magnetic field region, the inlet opening 29 'and outlet opening 30 being both located against a region of magnetic field.
The results obtained with this arrangement are practically identical to those obtained by means of the above-mentioned arrangement with the possible difference that the attenuation outside the passband decreases slightly because the opening 28 for the adjacent coupling and the outlet opening 30 are in the region of the same energy field for the reasons mentioned above. This apparent disadvantage of the coupling arrangement of the coaxial resonator 31 can be easily overcome by vertically moving the aperture 30 so that the coupling takes place from the electric field rather than from the field. magnetic thus reducing the possibility of direct passage of unwanted energy through the magnetic field.
The voltage in the coupling lines 32, 33 and 34, 35 which co-operates with the voltage passing through the resonators 2 and 4 respectively, produces the points of infinite attenuation as has been described in connection with Figs. 1 and 2 of the drawings.
The combination of the magnetic probes 36 and 36a and the electrical probes 37 and 37a with their respective coupling lines 33 and 32 are physically arranged so as to satisfy the phase conditions which have been indicated in the exemplary embodiment shown in FIG. 1, by taking a coupling line 32 the length of which is the same as the length of the coupling line 33, the total length of each line being an odd multiple of a quarter wavelength.
Another exemplary embodiment of the invention is shown in Fig. 5 of the drawing. This variant operates on the same principle as the example described above from the point of view of obtaining zeros. Cavity resonators are rectangular waveguides 38, 39, 40, 41 and 42 which operate in the TE0.1 mode. The physical dimensions of the individual waveguide resonators are approximately 0.070 long and 0.707 wide, where is the wavelength in free space, the height being chosen so as to satisfy the conditions relating to the strength of the electric field.
As is well known, the electric field is concentrated between points 43 and 44 in a conventional waveguide resonator of this type, while the magnetic field has a circular section that is concentric with the concentrated electric field. .
In the arrangement shown, the inlet of the filter is formed by the loop 45 passing through the opening 46 in the wall adjacent to the magnetic field of the waveguide resonator 38. The voltage oscillates between the magnetic field and the electric field. , a portion of the electric field being coupled to the waveguide resonator 39 through the circular opening 44. A resulting oscillation of the magnetic and electric field occurs in the waveguide resonator 39 and a portion of the magnetic field is coupled to the waveguide resonator 40 by a rectangular opening 48 cut in the wall.
This alternating process of electrical coupling and magnetic coupling continues progressively along the filter until the selected energy is extracted from the system through opening 49 by means of the electric field in the waveguide resonator. 42. The zeros in the character-
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transfer tick are obtained, as has already been explained, 'in relation to FIG. 1, using the coupling lines 50, 51, 52, 53 and the associated probes. With the probes shown, lines 50 and
51 must have a length equal to an odd number of quarter wavelengths. Lines 52 and 53 must also have an identical length equal to an odd multiple of a quarter of the wavelength.
Another exemplary embodiment of the invention is shown in FIG. 6 which shows three adjacent waveguide resonators 54, 55, and 56, the dimensions of which have been studied in relation to FIG. 5 and which are provided with adjacent couplings by means of the quarter-wave coaxial lines 58 and 59.
The zeros are obtained by using the third of the four combinations of coupling probes which have already been mentioned. As shown, due to the opposite direction of the coupling balls 64 and 64a, the coupling lines 62 and 63 and the associated probes 64, 64a and 65,65a must have lengths differing by half the length d. 'wave. The additional half-wavelength can be placed in the coupling line 62 connecting the magnetic probes. This arrangement shows, in accordance with the basic phase conditions specified in connection with the discussion of FIG. 1, that the coupling loops 61 andµ0 must be bent in opposite directions, as shown.
A fourth coupling combination can be achieved by placing the necessary additional half wavelength in the coupling line 63 connecting the capacitive probes. This will require that a coupling loop 60 or 61 be reversed from the position shown to establish the correct phase relationship, as clarified in the discussion of FIG. 1, which makes it possible to obtain the desired filter having a high cut-off ratio.
Fig. 7 shows another exemplary embodiment in which the waveguide resonators 64, 65 and 66 are coupled to each other by quarter wavelength waveguides 67, 68. The coupling between the alternating resonators is obtained by means of coupling lines 69 and 70 cooperating with magnetic probes 71 and 71a and the capacitive coupling probes 72 and 72a. The magnetic probes 71 and 71a are physically arranged in the opposite direction with respect to the respective capacitive coupling probes 72 and 72a, therefore the lengths of the coupling lines 69 and 70 must differ by half the length d. wave to achieve the results mentioned above.
As a result of the couplings 67 and 68, the adjacent waveguides are both of the positive mutual inductance type and it is necessary to add the additional half wavelength needed in the coupling line 70 connecting the capacitive probes. 72 and 72a so that the desired result is obtained.
Although the present invention has been described in relation to particular embodiments, it is clear that it is not limited to said examples and that it is susceptible of variants and modifications without departing from its field. .