WO2006001184A1 - 確率密度関数で重み付けした積分処理を用いた線形性評価方法と、それを用いた回路シミュレータ、評価装置、通信回路、およびプログラム - Google Patents

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WO2006001184A1
WO2006001184A1 PCT/JP2005/010768 JP2005010768W WO2006001184A1 WO 2006001184 A1 WO2006001184 A1 WO 2006001184A1 JP 2005010768 W JP2005010768 W JP 2005010768W WO 2006001184 A1 WO2006001184 A1 WO 2006001184A1
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WO
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evaluation
signal
distortion
circuit
evm
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PCT/JP2005/010768
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Shingo Yamanouchi
Kazuaki Kunihiro
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Nec Corporation
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Definitions

  • the present invention relates to evaluation of a linearity index of a circuit, and particularly relates to evaluation of error beta magnitude that is a linearity index.
  • EVM Error Vector Magnitude
  • FIG. 1 is a diagram illustrating an example of a general demodulated signal. Referring to FIG. 1, the ideal symbol 11, the measurement symbol 12, and the error symbol 13 of the demodulated signal are shown. The error symbol 13 is the difference between the measurement symbol 12 and the ideal symbol 11.
  • EVM is defined as a quantity obtained by standardizing the mean square of error vectors 13 in a plurality of sampling data with the average power P of the ideal symbol 11 and taking the square root. Measuring thin
  • Equation (1) If Bol 12 is represented by a vector quantity and the ideal symbol 11 is represented by a vector quantity c, the EVM value is expressed by equation (1).
  • k is a variable representing the sampling number
  • N is the number of samples.
  • EVM limit values are set directly or indirectly.
  • FIG. 2 is a flowchart showing a procedure according to a conventional general EVM evaluation method.
  • the modulation signal is input to the measurement target (step A1), and the modulation signal that also outputs the measurement target force is measured (step A2).
  • the modulated signal is demodulated (step A3), and an error vector is extracted from the obtained demodulated signal (step A4). This demodulated signal and error vector are obtained at a plurality of sampling points.
  • step A5 an average value of error vector power obtained at each sampling point is obtained (step A5).
  • the average value of the error vector power is divided by the average power of the ideal demodulated signal, and the EVM value is calculated by taking the square root (step A6).
  • the evaluation of the EVM value may be repeated as necessary (step A7).
  • parameters such as the average power of the input modulation signal or the bias condition to be measured may be changed, and the EVM value may be evaluated using the same method. In addition, measurement may be repeated without changing the parameters.
  • the circuit simulator, the evaluation device, and the EVM evaluation method in the communication circuit according to the related art described below are basically based on the method shown in FIG.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a conventional circuit simulator having a function of calculating an EVM value.
  • the conventional circuit simulator has an input device 31, a storage device 33, a data processing device 34, and an output device 35.
  • the input device 31 is a device that inputs information such as various data by an operation, for example, a keyboard.
  • the storage device 33 includes a modulation method storage unit 27, a measurement target storage unit 28, a demodulation method storage unit 29, and an extraction error vector storage unit 30.
  • the modulation scheme storage unit 27 stores modulation scheme information input from the input device 31.
  • the measurement target storage unit 28 stores information on the measurement target input from the input device 31.
  • the demodulation scheme storage unit 29 stores the demodulation scheme information input from the input device 31.
  • the error vector storage unit 30 stores information on the error vector extracted by the data processing device 34.
  • the data processing device 34 executes a predetermined simulation process by executing a program.
  • the data processing apparatus 34 includes a modulation signal generation unit 21, a measurement target model la, a modulation signal evaluation unit 22, a demodulation unit 23, an error vector extraction unit 24, an error vector averaging unit 25, and an EVM.
  • a configuration having a value calculation unit 26 is realized.
  • the output device 35 is a device that outputs information from the data processing device 34, for example, a display device or a printing device.
  • the output device 35 has an EVM value display 32.
  • a modulation method is selected, and information on a model that reproduces the operation of a generator that generates a modulation signal of the modulation method is input using the input device 31.
  • Information relating to the modulation scheme input here is stored in the modulation scheme storage unit 27.
  • information on a model that reproduces the operation of the measurement target is input using the input device 31.
  • the input information of the model of the measurement target is stored in the measurement target storage unit 28.
  • the input information is stored in the demodulation method storage unit 29.
  • the modulation signal generation unit 21 generates a numerical modulation signal based on the information stored in the modulation method storage unit 27.
  • the generated modulation signal is input to the modeled measurement object la.
  • the measurement target la modeled based on the information of the measurement target model stored in the measurement target storage unit 28 is predetermined with respect to the output modulation signal from the modulation signal generation unit 21. Perform numerical calculations.
  • the output modulation signal evaluation unit 22 evaluates the calculation performed on the modulation signal performed in the measurement target la. Then, the demodulator 23 demodulates the modulation signal evaluated by the output modulation signal evaluation unit 22 based on the demodulator model stored in the demodulation method storage unit 29. Both the modulated signal and demodulated signal are acquired at a plurality of sampling points.
  • the error vector extraction unit 24 extracts an error vector from the demodulated signal obtained by the demodulation unit 23. Error vectors obtained at a plurality of sampling points are recorded in the error vector storage unit 30 as necessary.
  • the error vector averaging unit 25 obtains the average value of the power of the plurality of error vectors extracted by the error vector extraction unit 24.
  • the EVM value calculation unit 26 divides the average power of the error vector obtained by the error vector averaging unit 25 by the average power of the ideal demodulated signal according to equation (1), and further obtains the square root to obtain the EVM value.
  • the EVM value display unit 32 displays the EVM value obtained by the EVM value calculation unit 26.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a conventional measuring apparatus having a function for evaluating an EVM value.
  • the conventional measuring apparatus has a modulation signal generating apparatus 50 and an EVM value evaluating apparatus 51.
  • the EVM value evaluation apparatus 51 includes a demodulator 42, an error vector extraction circuit 43, an error vector averaging circuit 44, an EVM value calculation circuit 45, and an EVM value display circuit 46.
  • the modulation signal generator 41 generates a modulation signal and inputs the modulation signal to the measurement object 1.
  • the average power of the input and output modulation signals of the measurement object 1 is evaluated using the input power measuring device 48 and the output power measuring device 49 through the force bra 47a and the force bra 47b, respectively.
  • the demodulator 42 demodulates the modulated signal output from the measurement target 1.
  • the error vector extraction circuit 43 extracts an error vector from the demodulated signal.
  • the error vector averaging circuit 44 calculates the average power of the error vector.
  • the EVM value calculation circuit 45 calculates the error vector obtained by the error vector averaging circuit 44 according to the equation (1). Divide the average power by the average power of the ideal demodulated signal, and calculate the EVM value by taking the square root.
  • the EVM value display circuit 46 displays the obtained EVM value.
  • FIG. 5 is a block diagram of a conventional reception circuit having a function of selecting a reception mode based on the result of evaluating the EVM value.
  • Japanese Patent Laid-Open No. 2004-56499 shows a receiving circuit having a mode selection function shown in FIG.
  • the reception circuit 87 includes two antennas 8 la and 8 lb corresponding to different reception modes and two demodulators 82a and 82b.
  • the receiving circuit 87 receives the modulated signal with the antennas 81a and 8 lb, and demodulates the modulated signal with the demodulators 82a and 82b.
  • the demodulated signals of the demodulators 82a and 83b are transmitted to the reception baseband signal processing circuit 83.
  • Reception baseband signal processing circuit 83 performs predetermined signal processing on each demodulated signal, and sends the demodulated signal subjected to signal processing to error vector extraction circuit 84.
  • the error vector extraction circuit 84 extracts each error vector from each demodulated signal.
  • the error vector averaging circuit 85 also obtains the average power of each error vector for each error vector force extracted by the error vector extraction circuit 84.
  • the control circuit 86 calculates the EVM values of the different reception modes received by the antennas 81a and 81b based on the equation (1) and compares them, and the EVM value is reduced to reduce the signal quality. A good reception mode is selected.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a conventional transmission / reception circuit having a function of generating a modulation signal for correcting distortion of a measurement object based on an evaluation result of an error vector.
  • Japanese Patent Laid-Open No. 2002-9642 discloses a transmission / reception circuit having a function of correcting an error due to distortion shown in FIG.
  • the transmitter / receiver circuit 69 includes a measurement target 1, a modulation signal generator 61, a control circuit 62, a force bra 63, a demodulator 64, an error vector extraction circuit 65, a reception baseband signal processing circuit 66, and a switching circuit.
  • a vessel 67 is provided.
  • the control circuit 62 controls the switch 67 to connect the path from the measurement target 1 to the force bra 63.
  • the output modulation signal from measurement object 1 is transmitted to demodulator 64.
  • the demodulator 64 demodulates the output modulation signal.
  • the error vector extraction circuit 65 extracts the error vector from the demodulated signal obtained by the demodulator 64, and sets the parameter of the modulation signal generator 61 so as to minimize the error vector based on the extracted error vector information. Correct.
  • the conventional transmission / reception circuit 69 corrects the error vector due to the distortion of the measurement object 1 and improves the linearity.
  • the control circuit 63 controls the switch 67 so as to cut the path from the measurement target 1 to the force bra 63.
  • the conventional transmission / reception circuit 69 performs a transmission operation using the modulation signal generator 61, the measurement target 1, and the antenna 68, and a reception operation using the antenna 68, the demodulator 64, and the reception baseband signal processing circuit 66. It will be in the state to perform.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a conventional circuit having a function of correcting distortion of a measurement target.
  • Japanese Patent Laid-Open No. 2003-258560 discloses a circuit having a distortion correction function as shown in FIG.
  • the circuits are couplers 101a and 101b, delay circuit 102, square wave detection circuit 103, AZD converter 104, table 105, DZA converters 106 and 115, low pass filters 107a and 107b, and phase circuits. 108, an amplitude circuit 109, an amplifier 110, a distortion detection circuit 112, a table update circuit 113, a VCO control circuit 114, and a VCO 116.
  • the AZD converter 104, the table 105, the DZA converters 106 and 115, the table update circuit 113, the VCO control circuit 114, and the VCO 16 are configured as a digital processing unit 111.
  • the input signal branched by the force bra 101a and detected by the square wave detection circuit 103 and the output signal branched by the force bra 101b and detected by the distortion detection circuit 112 are input to the digital processing unit 111. Yes.
  • the digital processing unit 111 corrects the distortion of the amplifier 110 on the basis of the input signal and the output signal and the data stored in the distortion compensation table 105.
  • the table update circuit 113 updates the data in the table 105 based on the output signal from the distortion detection circuit 112. Disclosure of the invention
  • the number of sampling points required to determine the EVM value in the wireless LAN standard IEEE802.11a is (number of subcarriers) X (packet length) X (number of frames).
  • the number of subcarriers in IEEE802.11a is determined to be 52
  • the packet length is 16 or more
  • the calculation time becomes long because the calculation is performed at a large number of sampling points.
  • the communication circuit shown in Fig. 5 requires a high-performance computing circuit and a large-scale memory that can perform operations at a large number of sampling points. As a result, problems such as large-scale circuits and associated increase in power consumption occur.
  • a demodulator 64 is used to obtain an error vector due to distortion of the measurement object 1 included in the transmission circuit.
  • the demodulator 64 is essentially unnecessary for the transmission circuit, and if the demodulator 64 is provided to obtain the error vector, the circuit scale increases. For this reason, in the example of FIG. 6, the demodulator 64 of the receiving circuit is used to obtain the error vector of the transmitting circuit.
  • the transmitter / receiver circuit 69 in FIG. 6 has a problem that a normal reception operation cannot be performed during error correction.
  • the circuit in FIG. 7 corrects the distortion to be measured without using the demodulator corresponding to the desired modulation signal.
  • this circuit does not have a modulator, there is no means to evaluate the EVM value, and it is confirmed whether the characteristics after distortion correction satisfy the EVM standard at the desired modulation signal average power. There was a problem that it was not possible and was not reliable.
  • circuit of FIG. 7 does not have a means for determining which of the amplitude distortion and the phase distortion has a large influence on the EVM value, which is also a factor that lacks the reliability of distortion correction. It was.
  • An object of the present invention is to provide a linearity evaluation method capable of evaluating linearity without calculating error vectors at a large number of sampling points and without using a demodulator corresponding to a desired modulation method. And a circuit simulator, an evaluation device, a communication circuit, and a program using the same.
  • an evaluation apparatus of the present invention is an evaluation apparatus for evaluating a linearity index in an evaluation target of an electric circuit, and includes a measuring instrument, an evaluation unit, an integration unit, an It also has a linearity index calculation unit.
  • the measuring instrument measures an input signal and an output signal to be evaluated, to which a predetermined evaluation signal is input.
  • the evaluation unit obtains at least one distortion amount of amplitude distortion or phase distortion of the output signal using the input signal and the output signal.
  • the integration unit uses the distortion amount and performs integration processing weighted by the probability density function of the power Z average power ratio of a predetermined modulation signal.
  • the linearity index calculation unit calculates a linearity index from the result of processing by the integration unit.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating an example of a general demodulated signal.
  • FIG. 2 is a flowchart showing a procedure according to a conventional general EVM evaluation method.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a conventional circuit simulator having a function for calculating an EVM value.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a conventional measuring apparatus having a function for evaluating an EVM value.
  • FIG. 5 Conventional reception with a function to select the reception mode based on the EVM value evaluation result. It is a block diagram of a communication circuit.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a conventional transmission / reception circuit having a function of generating a modulation signal for correcting distortion of a measurement object based on an evaluation result of an error vector.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a conventional circuit having a function of correcting distortion of a measurement target.
  • FIG. 8 is a flowchart showing a procedure of an EVM evaluation method according to the first embodiment.
  • FIG. 9 is a schematic configuration diagram of a virtual measurement system for explaining the definition of signals in the first embodiment.
  • FIG. 10 is a flowchart showing a procedure of an EVM evaluation method according to a second embodiment.
  • FIG. 11 is a flowchart showing a procedure of an EVM evaluation method according to a third embodiment.
  • FIG. 12 is a flowchart showing a procedure of an EVM evaluation method according to a fourth embodiment.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of a circuit simulator according to a fifth embodiment.
  • FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of a circuit simulator according to a sixth embodiment.
  • FIG. 18 is a block diagram showing a configuration of a measuring apparatus according to an eighth embodiment.
  • FIG. 19 is a block diagram showing a configuration of a communication circuit according to a ninth embodiment.
  • FIG. 20A is a block diagram illustrating a configuration example of an amplitude / phase evaluation circuit in a communication circuit according to a ninth embodiment.
  • ⁇ 20B] is a block diagram showing another configuration example of the amplitude / phase evaluation circuit in the communication circuit of the ninth embodiment.
  • ⁇ 21 It is a block diagram showing a configuration of a communication circuit according to the tenth embodiment.
  • FIG. 22 is a schematic circuit diagram showing a configuration of an amplifier as an example of a measurement object.
  • FIG. 23 is a graph showing the result of simulating the power dependency of the EVM value in the 54 Mbps mode of the wireless LAN standard IEEE802.11a by changing the static current of the amplifier shown in FIG.
  • FIG. 24 is a block diagram showing a configuration of a communication circuit according to an eleventh embodiment.
  • FIG. 25 is a schematic circuit diagram showing a configuration of an amplifier as an example of a measurement object.
  • FIG. 27 is a block diagram showing a configuration of a communication circuit according to a twelfth embodiment.
  • FIG. 8 is a flowchart showing the procedure of the EVM evaluation method according to the first embodiment.
  • This EVM evaluation method is a method for performing EVM evaluation of measurement objects, and is a basic method applicable to various devices and circuits. Therefore, this method is widely applicable to various configurations that do not depend on a specific configuration.
  • FIG. 8 shows, as the first embodiment, a method for directly calculating the EVM value from the evaluation result of the power dependence of the amplitude distortion and phase distortion of the measurement target.
  • an evaluation signal is input to the measurement target (step A21).
  • the amplitude distortion and phase distortion of the measurement object are measured (step A22).
  • the probability density function of the power Z average power ratio of the desired modulation signal is read out by processing independent of steps A21 and A22 (step A23).
  • step A22 the amplitude distortion and the phase distortion obtained in step A22 are weighted by the probability density function obtained in step A23 and integrated (step A24).
  • step A25 an EVM value is calculated using the integral value obtained in step A24 (step A25).
  • step A26 it is determined whether or not the force is sufficient to end the strain evaluation (step A26). If the distortion evaluation is not finished here, the process returns to step A21 and step A23.
  • step A27 When it is determined to evaluate the residual EVM value, next, the residual EVM value is evaluated (In step A28), the EVM value obtained by combining the EVM value due to the strain to be measured and the residual EVM value is calculated (step A29). [0057] If it is determined in step A26 that the residual EVM value should not be evaluated, or after the processing in step A29, it is next determined whether or not to end the example evaluation process (step A30). If the evaluation process is not terminated, the process returns to step A21 and step A23.
  • FIG. 9 is a schematic configuration diagram of a virtual measurement system for explaining the definition of signals in the first embodiment. As shown in Fig. 9, here the modulated signal sequence ⁇ S (n) ⁇ is
  • n may be a time variable or a variable representing a frequency. Since the characteristics of the measurement object 1 are generally distorted, ⁇ S ′ (n) ⁇ is deviated from an ideal modulation signal sequence ⁇ S (n) ⁇ when there is no distortion.
  • S (n), S (n), and ⁇ (n) are complex signals, and the complex signals
  • Signal sequence ⁇ c (k) ⁇ is obtained, and output modulation signal sequence ⁇ S '(n) ⁇ including distortion effects is obtained.
  • variable k representing the sampling number of the demodulated signal
  • k may be a time variable or a variable representing a good frequency.
  • the EVM value is given using the ratio of the error vector average power and the ideal signal average power in the demodulated signal, that is, the signal-to-distortion power ratio of the demodulated signal.
  • the error vector is generated by distortion of both the measurement object 1 and the demodulator 121.
  • attention should be paid only to the effect of the measurement object, which is a part of the measurement apparatus. It is desirable to eliminate the influence of the demodulator 121.
  • Equation (4) the expected value of X is E [x], and the average power of the ideal modulation output is P
  • Equation (4) obtained from this policy can be applied regardless of the type of modulation / demodulation method.
  • the signal gain G (P (n)) varies with the power P (n) of the input modulation signal.
  • the power gain is given by the square of the signal gain G (P (n)). Note that this gain
  • the power unit used in the definition is an absolute value unit that is not [dB], for example [W].
  • phase ⁇ (P (n)) is a non-linear that varies with the power P (n) of the input modulation signal.
  • the EVM value is degraded by this nonlinear characteristic, that is, phase distortion.
  • phase 0 (P (n)) is in [rad] units.
  • the gain and phase criteria also determine the characteristic power at average power. Therefore, in the ideal case without distortion, the gain and phase of the output modulation signal are the average power of the input modulation signal P
  • Equation (7) the ratio of the power of the modulation signal to the average power matches between the input and output.
  • r (n) is a force that varies according to the sampling point n.
  • the variation of r (n) follows the probability density function p (r). That is, r is a random variable whose distribution is described by the probability density function p (r).
  • P (n) can be replaced with P r (n).
  • Equation 8 From Eq. (8), I (n) — S (n) is a random variable including the random variable r. Therefore, the expected value E [IS '(n) -S (n)
  • PAR peak-to-average power ratio
  • Equation (10) The relational expression between the EVM value in in (, ave,) and the power dependence of gain and phase is obtained as shown in Equation (10).
  • the power dependence data of gain G and phase ⁇ is evaluated by step A21 in which the evaluation signal is input to the measurement target and step A22 in which the amplitude distortion and phase distortion of the measurement target are evaluated.
  • the evaluation signal it is desirable to use a signal having a frequency that includes or is close to the carrier frequency of the desired modulation signal.
  • the desired The EVM value can be accurately evaluated by the power dependence of the gain G and phase ⁇ obtained by inputting a sine wave at the carrier frequency of the modulation signal as the evaluation signal to the measurement object.
  • the power dependence of gain G and phase ⁇ can be obtained. For this reason, it is desirable to use a sine wave at the carrier frequency of the desired modulation signal as the evaluation signal when the measurement target force does not show the Mori effect or the effect is weak.
  • the change in distortion characteristics due to the frequency with which the channel bandwidth of the communication system is wide is not negligible even within the channel band, the power dependence of the gain G and phase ⁇ at several frequencies within the channel band.
  • the EVM value at each frequency point may be evaluated as a result. Also, the average value of EVM values at each frequency point may be used as the representative value of EVM values in the channel.
  • the power dependence of the gain G and phase ⁇ varies depending on the power sweep speed. Therefore, it is desirable that the power sweep speed when evaluating the power dependence of the gain G and phase ⁇ be close to the speed of change of the amplitude of the desired modulation signal. As a result, the EVM value can be accurately evaluated from the power dependence of the gain G and phase ⁇ close to actual operation.
  • the evaluation signal described above is a preferred example, but is not limited thereto. Any signal may be used as the evaluation signal as long as the power dependency of the gain G and phase ⁇ at or near the carrier frequency of the desired modulation signal can be measured.
  • Equation (10) there is a power dependence G (P) of gain and a power dependence ⁇ (P) of phase.
  • G ' be the limit value at zero input power of G (P), that is, the linear gain G (O).
  • phase distortion 0 (P)- ⁇ (0) may be used.
  • G (P) / G (0) which is the distortion amount of amplitude distortion
  • Units such as [degrees] and [seconds] may be used, and the formula may be modified accordingly.
  • the probability density function P (r) of the power Z average power ratio of the desired modulation signal is read out.
  • the probability density function p (r) has an inherent function form depending on the type of modulation signal. For example, in an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) system with a sufficiently large number of subcarriers, the probability density function p (r) is given by equation (11). This is referred to in the literature “September 2002,“ Technology ”,“ Technology ”, II, 899-903. , vol. 2, pp. 899—903, Septe mber, 2002) ”[This is shown!
  • the function form of the probability density function p (r) determined in advance according to the desired modulation signal is recorded in advance in a data processing device or storage device as data, and step A23
  • the data of the probability density function P (r) of the power Z average power ratio of the modulation signal may be read from the data processing device or storage device.
  • the data of the probability density function p (r) may be information on a mathematical expression representing a function form, or may be numeric string data obtained from a mathematical expression.
  • a probability density function p (r) is obtained in advance by measurement, and the obtained numerical sequence data is recorded in a data processing device, a storage device or the like, and in step A23, It may be read out as data of the probability density function p (r).
  • This method can be effectively applied even when the functional form of the probability density function p (r) is not theoretically known.
  • the probability density function p (r) is measured in advance, and as a result, an empirical formula representing the probability density function p (r) is derived, and this formula is recorded in a data processing device or a storage device. It's fine.
  • the probability density function p (r) is preferably stored in a data processing device, a storage device, or the like as numerical information representing a function form rather than numerical sequence data. .
  • step A24 of the flowchart shown in FIG. 8 the power dependence of the gain G (P) and phase 0 (P) obtained in steps A21 and A22 and the probability density obtained in step A23.
  • data of the integrand is taken with a plurality of r values, and the integral value is calculated using, for example, a trapezoidal formula.
  • the data points can be arbitrarily selected according to need. For example, if accuracy is important, data that needs to be taken as many data points as possible. If importance is attached to the reduction of the processing amount and processing time, the data points may be reduced.
  • the power Z average power ratio r of the modulation signal is used as the integration variable. However, if necessary, the integration variable may be converted to another appropriate variable.
  • step A2 [0100] In step A25 of the flowchart shown in FIG. 8, according to equation (10), step A2
  • the value obtained here is an absolute value unit. It may be changed to another unit as required.
  • the value obtained by equation (10) may be multiplied by 100.
  • step A26 of the flowchart of Fig. 8 it is determined whether or not to end the distortion evaluation.
  • the distortion evaluation may be repeated under the same evaluation conditions as before, and the power sweep for evaluating the power dependence of average power, carrier frequency, or gain and phase may be used. The evaluation may be performed again by changing evaluation conditions such as speed.
  • the actual EVM value may be affected by the residual EVM of the peripheral circuit or measurement system of the measurement target. Step A27 in the flowchart of FIG. 8 determines whether or not this residual EVM is to be evaluated.
  • step A27 If it is determined in step A27 that the residual EVM is to be evaluated, the residual EVM is evaluated in step A28! If it is determined not to evaluate, the process proceeds to step A30.
  • step A28 When the residual EVM value is evaluated in step A28, the EVM value obtained by combining the residual EVM value and the EVM value based on the strain to be measured is obtained in step A29!
  • the calculation method is shown below.
  • EVM ErM
  • EVM EVM
  • the error vector e due to the distortion of the measurement object and the peripheral circuit or measurement system of the measurement object is the error vector e due to the distortion of the measurement object and the peripheral circuit or measurement system of the measurement object
  • Equation 2 D (/ r (). Eres () 0 and Equations (19) and (20) are substituted into Equation (18) and rearranged. If there is a correlation between e and e, generally The inequality of equation (16) holds: EV
  • EVM + EVM the maximum value (EVM + EVM) when e total DUT res D and e are parallel and in the same direction at an arbitrary sampling point.
  • EVM is the minimum value (I EVM —EVM
  • Equation 16 [0112] [Equation 16] ) ⁇ EVM DUT (P in (a J + EVM res (P in (me) )-(16) Therefore, if the characteristic (EVM) of the residual EVM is known, for example, Equation (10) is used.
  • the EVM value (EVM) can be obtained when there is an influence of both the target distortion and the residual EVM caused by other than the measurement target.
  • the EVM value obtained using equation (15) is the strain to be measured total
  • Equation (16) instead of Equation (15), use Equation (16) to lower the EVM value (EVM) when both the distortion of the measurement object and the residual EVM caused by other than the measurement object are affected.
  • EVM EVM
  • step A30 of the flowchart shown in FIG. 8 it is determined whether or not the power to end the example evaluation process is sufficient. If the evaluation is not terminated, the Step A21 force will be evaluated again.
  • the power dependence of gain G (P) and phase 0 (P) is evaluated.
  • Equation (10) The EVM value when both amplitude distortion and phase distortion were taken into account was calculated using Equation (10). However, in the present invention, the gain G (P)
  • EVM EVM
  • EVM value given by Eq. (17) is the gain expressed in [dB] in terms of gain G (P).
  • the combined EVM value is G (rP) / G (P) in Eq.
  • Equation (20) is obtained when the phase distortion is sufficiently small ( ⁇ (rP)- ⁇ (P) ⁇ 2rad
  • Equation (17) the EVM value when only the amplitude distortion is considered is expressed by Equation (17) or Equation (18).
  • formula (21) force is calculated, and EVM value and EVM value obtained individually are used to formula (22)
  • FIG. 10 is a flowchart showing the procedure of the EVM evaluation method according to the second embodiment.
  • Figure 10 shows how to evaluate the entire EVM from the EVM value considering only the amplitude distortion and the EVM value considering only the phase distortion! It is a flowchart which shows the procedure of the EVM evaluation method.
  • step A24a that integrates amplitude distortion weighted with a probability density function is integrated, and phase distortion is integrated in the same manner.
  • step A24b to process.
  • step A25a for calculating the EVM value of amplitude distortion from the integral value obtained in step A24a, and the integral obtained in step A24b.
  • step A25b for calculating the EVM value from the value and the phase distortion.
  • the second embodiment is also the first implementation in that after step A25a and A25b, in step A31, the EVM value due to both distortions is calculated from the EVM value due to amplitude distortion and phase distortion. Different from form.
  • step A24a and step A25a the power-dependent data power of gain G (P) is also converted into amplitude distortion using, for example, equations (17), (18), (19), etc.
  • step 24b and step A2 You can calculate the EVM value (EVM). Also, step 24b and step A2
  • EVM EVM
  • step A31 for example, using equation (22), both the amplitude distortion and the phase distortion are calculated from the EVM value (E VM) due to the amplitude distortion and the EVM value (EVM) due to the phase distortion.
  • EVM EVM value
  • EVM value (EVM) due to AM / AM phase distortion is evaluated, and amplitude is calculated separately using equation (10).
  • EVM value including both distortion and phase distortion may be calculated.
  • EVM EVM value due to amplitude distortion
  • the third embodiment is such an example.
  • FIG. 11 is a flowchart showing a procedure of an EVM evaluation method according to the third embodiment.
  • step 22 in the second embodiment shown in FIG. 10 is replaced with step 22a for measuring the amplitude distortion of the measurement target.
  • steps 24b and 25b for calculating the EVM value due to phase distortion and step 31 for calculating the EVM value due to both distortions from the EVM values due to amplitude distortion and phase distortion are omitted.
  • EVM EVM value due to phase distortion
  • the fourth embodiment is such an example.
  • FIG. 12 is a flowchart showing the procedure of the EVM evaluation method according to the fourth embodiment.
  • step 22 in the second embodiment shown in FIG. 10 is replaced with step 22b for measuring the phase distortion to be measured.
  • steps 24a and 25a for calculating the EVM value due to amplitude distortion, and the EVM value due to amplitude distortion and phase distortion Step 31 of calculating the EVM value is omitted.
  • the EVM value can be calculated from the rate density function p (r), there is no need to perform a large number of sampling and averaging operations that lead to an increase in circuit scale, power consumption, and computational complexity.
  • the EVM value was evaluated by obtaining the average power of error vectors at a number of sampling points based on equation (1).
  • the EVM value is calculated by calculating an integral as shown in Equation (10). The amount of computation and data is reduced.
  • the EVM value can be evaluated using, for example, a sine wave without using the modulation signal, so that it corresponds to the modulation signal. There is no need to install a high-cost demodulator for EVM evaluation!
  • EVM evaluation methods include, for example, circuit simulators mounted on data processing devices and storage devices, devices that experimentally evaluate EVM values, and communication circuits that use EVM values as parameters. It can be applied to a wide range of subjects.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of a circuit simulator according to the fifth embodiment.
  • the circuit simulator includes an input device 149, a storage device 155, a data processing device 156, and an output device 157.
  • the circuit simulator of the fifth embodiment uses the EVM evaluation method shown in the first embodiment.
  • the input device 149 is a device that inputs information such as various data by an operation, for example, a keyboard.
  • the storage device 155 includes an evaluation signal storage unit 150, a measurement target storage unit 151, a distortion amount storage unit 152, a variable / function storage unit 153, and a residual EVM value storage unit 154.
  • Evaluation signal storage section 150 stores evaluation signal information input from input device 149.
  • the measurement target storage unit 151 stores information on the measurement target input from the input device 149.
  • the distortion amount storage unit 152 stores the amplitude distortion and the phase distortion obtained by the data processing device 156.
  • the variable / function storage unit 153 stores the modulated signal power Z average power ratio and the probability density function input from the input device 149.
  • the residual EVM value storage unit 154 stores the residual EVM value input from the input device 149.
  • the data processing device 156 also has a computer power to perform a predetermined simulation process by executing a program.
  • the data processing device 156 includes an evaluation signal generation unit 141, a measurement target model la, an evaluation unit 142, an integration processing unit 143, a measurement target EVM value calculation unit 144, and a total EVM value calculation unit 146.
  • the output device 157 is a device that outputs information from the data processing device 156, such as a display device or a printing device.
  • the output device 157 includes a measurement target EVM value display unit 147 and a total EVM value display unit 148.
  • evaluation signal information is input from the input device 149 and stored in the evaluation signal storage unit 150.
  • the evaluation signal information described here refers to the type of evaluation signal, for example, information specifying the evaluation signal as a sine wave or modulation wave power, carrier frequency, power sweep speed, routine program for generating the evaluation signal, etc. Point to.
  • the measurement target information described here refers to model parameters, routine programs, etc. for reproducing the characteristics of the measurement target.
  • information on the probability density function p (r) of the power Z average power ratio r of the desired modulation signal is input from the input device 149 and stored in the variable / function storage unit 153.
  • the information on the probability density function p (r) has been described in detail in the first embodiment.
  • the evaluation signal generation unit 141 is based on the information stored in the evaluation signal storage unit 150.
  • the generated evaluation signal is input to the measurement target model la. Based on the measurement target information stored in the measurement target storage unit 151, the measurement target model la performs a predetermined numerical calculation on the output evaluation signal from the evaluation signal generation unit 141.
  • the evaluation unit 142 measures the power dependence of the amplitude distortion and phase distortion of the measurement target model la from the output signal of the measurement target model la.
  • the evaluation signal is not limited insofar as it can measure the power dependence of the gain G and phase ⁇ at or near the carrier frequency of the desired modulation signal. It may be a simple signal.
  • the data on the power dependence of the amplitude distortion and phase distortion of the measurement target model la obtained in this way is stored in the distortion amount storage unit 152.
  • the integration processing unit 143 includes power dependence data of the amplitude distortion and phase distortion of the measurement target model la stored in the distortion amount storage unit 152, and a probability density function stored in the variable / function storage unit 153. Using the information of p (r), a predetermined integral calculation of the strain amount weighted by the probability density function is performed. This integration calculation is, for example, an integration calculation included in Equation (10).
  • the measurement target EVM value calculation unit 144 calculates the EVM value based on the distortion of the measurement target model by taking the square root of the integration amount obtained by the integration processing unit 143 based on, for example, Equation (10).
  • the EVM value obtained by the measurement target EVM value calculation unit 144 is displayed by the measurement target EVM value display unit 147.
  • the residual EVM value data obtained in advance is input from the input device 149, and the residual EVM value is stored. Stored in part 154.
  • the total EVM value calculation unit 146 uses the EVM value obtained by the measurement target EVM value calculation unit 144 and the residual EVM value stored in the residual EVM value storage unit 154 to calculate EV M and Calculate the total EVM value including the effects of both from the residual EVM.
  • the total EVM value is calculated by, for example, Equation (15) or Equation (16).
  • the EVM value obtained by the total EVM value calculation unit 146 is displayed in the total EVM value display unit 148.
  • the evaluation unit 142 evaluates only the amplitude distortion, and the integration processing unit 143 and the measurement target EVM value calculation unit 144 For example, EVM value due to amplitude distortion based on Equation (17), Equation (18), or Equation (19) Should be calculated.
  • the evaluation unit 142 evaluates only the phase distortion, and the integration processing unit 143 and the measurement target EVM value calculation unit 144, for example, The EVM value due to phase distortion should be calculated based on Equation (20) or Equation (21).
  • FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of a circuit simulator according to the sixth embodiment.
  • the circuit simulator includes an input device 149, a storage device 155, a data processing device 156, and an output device 157.
  • the input device 149 and the storage device 155 are the same as those in FIG.
  • the data processing device 156 performs predetermined simulation processing by executing a program.
  • the data processing device 156 includes the evaluation signal generation unit 141, the measurement target model la, the amplitude distortion evaluation unit 142a, the phase distortion table 142b, the amplitude distortion integration processing unit 143a, and the phase distortion integration processing unit 143b.
  • a configuration having an amplitude distortion EVM value calculation unit 144a, a phase distortion EVM value calculation unit 144b, a measurement target EVM value calculation unit 145, and a total EVM value calculation unit 146 is realized.
  • the evaluation unit 142 in the fifth embodiment shown in FIG. 13 is replaced with the amplitude distortion evaluation unit 142a and the phase distortion evaluation unit 142b, and the integration processing unit 143 integrates the amplitude distortion amount. It is replaced with a processing unit 143a and a phase distortion amount integration processing unit 143b.
  • the measurement target EVM value calculation unit 144 in the fifth embodiment is replaced with an amplitude distortion EVM value calculation unit 144a and a phase distortion EVM value calculation unit 144b, and a measurement target EVM value calculation unit 145 is newly provided.
  • the output device 157 is a device that outputs information from the data processing device 156, such as a display device or a printing device.
  • the output device 157 includes a measurement target EVM value display unit 147 and a total EVM value display unit 148. That is, in this embodiment, an amplitude distortion EVM value display unit 147a and a phase distortion EVM value display unit 147b are newly provided in the configuration of the fifth embodiment shown in FIG. [0161] In the above configuration, the amplitude distortion evaluation portion 142a determines the power dependency of the amplitude distortion and sends it to the amplitude distortion amount integration processing unit 143a.
  • the amplitude distortion amount integration processing unit 143a uses, for example, the power dependence of the amplitude distortion obtained by the amplitude distortion evaluation unit 142a and the probability density function p (r) read from the variable 'function storage unit 153, for example, Perform the integral operation contained in Equation (17), (18), or (19)
  • phase distortion evaluation part 142b obtains the power dependence of the phase distortion and sends it to the phase distortion amount integration processing unit 144b.
  • the phase distortion amount integration processing unit 143b uses the power dependence of the phase distortion obtained by the phase distortion evaluation unit 142b and the probability density function p (r) read from the variable / function storage unit 153, for example, Perform the integral operation included in equation (20) or (21).
  • the EVM value calculation unit 144a calculates the amplitude by taking the square root of the integration value obtained by the amplitude distortion amount integration processing unit 143a based on, for example, the equation (17), (18), or (19). Calculate the E VM value due to distortion. Also, the phase distortion EVM value calculation unit 144b calculates an EVM value due to amplitude distortion by taking the square root of the integral value obtained by the phase distortion amount integration processing unit 143b based on, for example, the equation (20) or (21). .
  • the amplitude distortion EVM value display unit 147a displays the EVM value due to the amplitude distortion obtained by the amplitude distortion EVM value calculation unit 144a. The EVM value due to the phase distortion obtained by the phase distortion EVM value calculation unit 144b is displayed on the phase distortion EVM value display unit 147b.
  • the measurement target EVM value calculation unit 145 uses the EVM value based on the amplitude distortion obtained by the amplitude distortion EVM value calculation unit 144a and the EVM value based on the phase distortion obtained by the phase distortion EVM value calculation unit 144b. For example, based on Equation (22), calculate the EVM value of the measurement object including the effects of both amplitude distortion and phase distortion.
  • the residual EVM value storage unit 154, the total EVM value calculation unit 146, and the total EVM value display unit 148 May be omitted.
  • FIG. 15 is a graph showing the power dependence of amplitude distortion and phase distortion of an amplifier as an example of a measurement target.
  • FIG. 16 is a graph showing a comparison of EVM values calculated in the related art and the sixth embodiment.
  • Fig. 16 shows the EVM value when the measurement target is the amplifier having the characteristics shown in Fig. 15 and an OFDM modulated signal of the IEEE802.11a standard is input to the measurement target. The calculation results based on the conventional technology and the sixth embodiment shown in FIG. 14 are shown.
  • the calculation result in the sixth embodiment agrees very well with the calculation result in the prior art. This is because the EVM value can be correctly evaluated by the EVM value evaluation method of the sixth embodiment, which is performed without taking a large number of sampling points and without using a demodulator corresponding to the desired modulation method, and is at least shown in FIG. This shows that the EVM value can be obtained with the same accuracy as the conventional technology!
  • the power-dependent force EVM value of amplitude distortion and phase distortion obtained by inputting a sine wave to the measurement object is calculated. That is, according to the sixth embodiment, the EVM value can be evaluated without performing OFDM modulation and demodulation. In other words, in the sixth embodiment, it is sufficient if there is a simulator having a function capable of calculating at least a sine wave response. Such calculation can be executed by a relatively inexpensive and popular harmonic balance simulator.
  • a sine wave is used as the evaluation signal, but a signal other than the sine wave may be used as appropriate.
  • the EVM value can be calculated with the same accuracy as the conventional technology with the number of data points!
  • the calculation time required to obtain the EVM value results in Fig. 16 was 228 seconds in the conventional technology, whereas In this embodiment, it was 26 seconds.
  • the reason why the r range was selected as the range where the r value is -13.5 dB to 7 dB is that the probability density function value should be 1% or more for the IEEE802.1 la standard OFDM modulated signal. It is also a force that defines the range of r so that However, the present invention is not limited to a specific range as long as the integration range can be set to a value different from the range described here. Similarly, the number of data points used for integration calculation is not limited to the values described here.
  • the wireless LAN standard IEEE802.11a has been described as an example of the modulation method here, the present invention is not limited to this.
  • the EVM value evaluation method in the present invention can be easily applied to other modulation methods.
  • circuit simulators shown in the fifth and sixth embodiments do not require a large number of samplings and their averaging processes as in the prior art, so that the simulation calculation time is greatly increased. Shortened.
  • circuit simulators shown in the fifth and sixth embodiments do not require computation for the modulation and demodulation processing as in the prior art, and can be realized by a cheaper and simple circuit simulator. It is.
  • FIG. 17 is a block diagram showing a configuration of a measuring apparatus according to the seventh embodiment.
  • the measuring device has a signal generator 177 and an EVM value evaluation device 176.
  • the signal generator 177 has an evaluation signal generator 161.
  • the EVM value evaluation apparatus 176 includes a measurement unit 172, a storage unit 173, a data processing unit 174, an output unit 175, and a signal generation device 177.
  • the measurement unit 172 includes an input signal measuring device 164, an output signal measuring device 165, and an evaluation unit 166.
  • the storage unit 173 includes a distortion amount storage unit 167 and a variable “function storage unit 168.
  • the data processing unit 174 has an integration unit 169 and an EVM value calculation unit 170.
  • the output unit 175 has an EVM value display unit 171.
  • the evaluation signal generated by the evaluation signal generator 161 is branched to the measurement object 1 and the EV M value evaluation device 176 by the force bra 162a.
  • the output signal from the measurement object 1 is branched to the terminator 163 and the EVM value evaluation device 176 by the force bra 160b.
  • the evaluation signal generator 161 of the signal generator 177 generates a predetermined evaluation signal and inputs it to the force bra 162a.
  • the evaluation signal is the carrier frequency of the desired modulation signal, or any power dependency of the gain G and phase ⁇ at frequencies close thereto. Such a signal may be used.
  • the evaluation signal is input to measurement object 1 and input signal measuring device 164 through force bra 162a.
  • the input signal measuring device 164 measures the amplitude and phase of the evaluation signal.
  • the output signal output from the measuring object 1 by inputting the evaluation signal to the measuring object 1 is sent to the output signal measuring device 165 via the force bra 162b.
  • the other end branched by the force bra 162b is terminated by a terminator 163 here.
  • the terminator 163 may be connected to another measuring device such as a spectrum analyzer.
  • the output signal measuring device 165 given the output signal measures the amplitude and phase of the output signal.
  • the measurement results obtained by the input signal measuring device 164 and the output signal measuring device 165 are given to the evaluation unit 166.
  • the evaluation unit 166 uses the amplitude and phase of the input evaluation signal obtained by the input signal measuring device 164 and the amplitude and phase of the output evaluation signal obtained by the output signal measuring device 165 to Obtain the power dependence of amplitude distortion and phase distortion. Amplitude of measurement object 1 obtained by evaluation unit 166 Data on power dependency of distortion and phase distortion is stored in the distortion amount storage unit 167.
  • phase amount of the input signal does not depend on the power, the phase of the input signal is not measured, and the phase amount of the output signal remains as phase 0 (P).
  • variable and function storage unit 168 stores information on the probability density function p (r) of the power Z average power ratio r of the desired modulation signal!
  • the information of the probability density function p (r) is the same as that described in detail as the first embodiment.
  • the integration unit 169 includes the power dependency data of the amplitude distortion and phase distortion of the measurement target 1 read from the distortion amount storage unit 167, and the power Z average of the desired modulation signal read from the variable / function storage unit 168. Using the information of the probability density function p (r) of the power ratio r, for example, the integration operation included in Equation (10) is performed.
  • the EVM value calculation unit 170 obtains an EVM value by taking the square root of the integration value obtained by the integration unit 169 based on, for example, Equation (10).
  • the EVM value display unit 17 1 displays the EVM value obtained by the EVM value calculation unit 170.
  • the EVM value evaluation device 176 including the measurement unit 172, the storage unit 173, the data processing unit 174, and the output unit 175 shown in the seventh embodiment may be separated into a plurality of devices! / ⁇
  • FIG. 18 is a block diagram showing the configuration of the measuring apparatus according to the eighth embodiment.
  • the EVM value evaluation device 176 of the seventh embodiment includes an arithmetic device 178 including a storage unit 173 and a data processing unit 174, an output device 175a, The input signal measuring device 164 and the output signal measuring device 165 are separated.
  • the evaluation unit 166 is included in the data processing unit 174. The details of the operation of the measuring apparatus in the eighth embodiment are the same as those in the seventh embodiment.
  • the force showing an example of evaluating the amplitude and the phase distortion and evaluating the EVM value including the influence of the both is not limited to this.
  • the data processing unit 174 Based on the evaluation result of the power dependence of the amplitude distortion, calculates the EVM value considering only the influence of the amplitude distortion, for example, the equation (17), the equation (18) Or based on equation (19). Further, in order to calculate the EVM value considering the effect of only the phase distortion based on the evaluation result of the power dependence of the phase distortion, the data processing unit 174, for example, based on the equation (20) or the equation (21), If you calculate,
  • the influence of amplitude distortion and phase distortion on the EVM value can be quantitatively evaluated and compared.
  • the prior art includes a demodulator 42 as shown in Fig. 4 for EVM evaluation, apart from a measurement device that uses a sine wave as an evaluation signal to obtain basic characteristics such as gain and saturation output.
  • EVM evaluation device 51 was required.
  • the measurement devices of the seventh and eighth embodiments are used, for example, the EVM value can be evaluated even if the measurement device does not include a demodulator and does not support the modulation signal.
  • a measuring device that evaluates the EVM value can be configured by a measuring device that supports sine waves used to evaluate basic characteristics such as gain and saturation output.
  • the measuring device for evaluating the EVM value can be configured by the measuring device used for evaluating the basic characteristics, the cost of introducing the device for evaluation can be reduced. , Leading to shortened measurement time.
  • the EVM evaluation is possible even in the configuration without the demodulator in the measurement circuit, the basic characteristics such as the gain and the saturated output can be evaluated. EVM evaluation can be realized with the sine wave measurement device used for the measurement, and the cost for introducing the device for evaluation and measurement can be reduced and the measurement time can be shortened.
  • FIG. 19 is a block diagram showing a configuration of a communication circuit according to the ninth embodiment.
  • the transmission circuit 192a includes the measurement target lb, lc, ld, signal generator 181, force bra 182a, 182b, switch 183a, 183b, 191a, 191b, amplitude / phase evaluation circuit 184, storage circuit 189 and an arithmetic circuit 190 are provided.
  • the storage circuit 189 includes a variable / function storage unit 185 and an amplitude / phase amount storage unit 186.
  • the arithmetic circuit 190 is an EVM value calculator 18 7 and a control circuit 188 are provided.
  • the signal generator 181 is compatible with a plurality of communication systems and has a function of generating a modulation signal of a plurality of systems.
  • a plurality of measurement objects lb, lc, and Id ⁇ included in the transmission circuit 192a are circuits corresponding to different communication methods.
  • the measurement target lb corresponds to the wireless LAN standard IEEE802.11a
  • the measurement target lc corresponds to the mobile communication standard GSMZEDGE.
  • one measurement object may correspond to a plurality of communication methods.
  • the measurement target may be a circuit constituting any function in the communication device, for example, a transmission amplifier.
  • Transmission circuit 192a is operated by measuring the measurement target corresponding to the desired modulation signal system, the period during which the modulation signal is transmitted via antenna 193, and the EVM values of measurement targets lb, lc, Id ... There is a period to do.
  • the switches 183a and 183b are in a conductive state, and the couplers 182a and 182b are connected to the amplitude / phase evaluation circuit 184.
  • the switches 183a and 183b are controlled by the control circuit 188.
  • the measurement target is the wiring to the signal generator 181 and the transmission circuit It is connected to the output of 192a, for example, the wiring leading to the antenna 193.
  • the switches 191a and 191b are controlled by the control circuit 188.
  • the signal generator 181 in the period for evaluating the EVM value, the signal generator 181 generates a signal for EVM evaluation.
  • the evaluation signal may be any signal as long as it can measure the power dependence of the gain G and phase ⁇ at or near the carrier frequency of the desired modulation signal.
  • it may be a signal that sweeps the amplitude of a sine wave at a speed close to the amplitude fluctuation speed of the modulation wave!
  • the evaluation signal input to the measurement object is sent to the amplitude / phase evaluation circuit 184 via the force bra 182a, and the evaluation signal output from the measurement object is transmitted to the force bra 182b.
  • the amplitude / phase evaluation circuit 184 is sent to the amplitude / phase evaluation circuit 184.
  • Amplitude 'phase evaluation circuit 184 determines the measurement target from the input signal and output signal of the measurement target. Evaluate the gain and phase.
  • FIG. 20 is a block diagram showing a configuration example of the amplitude / phase evaluation circuit in the communication circuit of the ninth embodiment.
  • the amplitude / phase evaluation circuit 184 includes quadrature demodulators 20 la and 20 lb, low-pass filters 202a, 202b, 202c, 202d, and analog Z digital transformation 203.
  • the quadrature demodulator 201a is connected to the coupler 182a via the switch 183a
  • the quadrature demodulator 201b is connected to the force bra 182b via the switch 183b.
  • the quadrature demodulator 201a obtains the in-phase channel signal (Iin) and the quadrature channel signal (Qin) of the envelope of the evaluation signal input to the measurement target. These obtained signals are sent to the analog / digital converter 203 via the anti-alias low-pass filters 202a and 202b.
  • the quadrature demodulator 201b is an in-phase channel signal of the envelope of the output signal to be measured.
  • the analog Z digital transformation ⁇ 203 converts the envelope signals Iin and Qin of these evaluation signals and the envelope signals lout and Qout of the output signal into digital signals and sends them to the amplitude'phase quantity storage unit 186 .
  • the amplitude / phase amount storage unit 186 stores the signal information obtained by the amplitude / phase evaluation circuit 184.
  • the EVM value calculator 187 calls the information of the envelope signals Iin, Qin, lout, and Qout stored in the amplitude / phase quantity storage unit 186, and evaluates the signals at the input and output of the measurement target from these. Calculate the amplitude and phase. For example, the amplitude and phase of the input evaluation signal are calculated using Iin and Qin. The amplitude is determined by (Iin 2 + Qin 2 ) 1/2 and the phase is determined by Arctan (QinZlin). The amplitude and phase of the output signal are calculated in the same way using lout and Qout. Also, the specific gain of the amplitude of the input and output signals Gain (P)
  • phase 0 (P) is obtained from the phase difference between the input and output signals.
  • the EVM value calculator 187 obtains the power dependence data of the gain and phase of the measurement object as described above.
  • the loss or phase rotation may not match between the path through which the evaluation signal passes and the path through which the output signal passes.
  • the gain calculated from the envelope signals Iin, Qin, lout, and Qout obtained by the amplitude / phase evaluation circuit 184 is a value obtained by multiplying the gain to be measured by a certain constant.
  • the phase obtained from the envelope signal is a value deviated by a certain constant from the phase to be measured.
  • the EVM value evaluation has an effect on the loss and phase rotation values as long as the loss and phase rotation in the path leading to the amplitude and phase evaluation circuit 184 have no power dependence. I understand that I do not receive it. That is, it is understood that the gain and phase calculated from the envelope signal obtained by the amplitude / phase evaluation circuit 184 may be used for the EVM value evaluation. However, when associating the EVM value with the power of the evaluation signal and output signal to be measured, it is necessary to obtain the loss amount of the path from the measurement target force to the amplitude / phase evaluation circuit 184 in advance. Hope.
  • phase amount of the output signal is not required to measure the phase of the input signal.
  • the amplitude / phase evaluation circuit 184 may be configured as shown in FIG. 20B.
  • the amplitude / phase evaluation circuit 184 in FIG. 20B is different from that in FIG. 20A in that the quadrature modulator 201a that handles the input signal is replaced with the amplitude detector 204.
  • the variable and function storage unit 168 stores information on the probability density function p (r) of the power Z average power ratio r of the desired modulation signal. This is the same as that described in detail in the first embodiment.
  • the EVM value calculator 187 includes the gain and phase power dependency data calculated from the envelope signal read from the amplitude / phase amount storage unit 186, and the desired modulation read from the variable / function storage unit 168. From the probability density function p (r) of the signal power Z average power ratio r, for example, the EVM value of the measurement object corresponding to the desired modulation method is calculated according to the equation (10).
  • the transmission circuit 192a applies the EVM evaluation by the above operation to the measurement target lb, lc, Id---, and evaluates each EVM value.
  • the modulation system corresponding to each measurement target Determine whether the EVM standard is achieved at the desired output power.
  • the transmission circuit 192a capable of selecting a plurality of modulation methods satisfies the EVM value standard based on the EVM evaluation results of the measurement targets lb, lc, Id- ⁇ obtained by the EVM value calculator 187.
  • the modulation method with the best characteristics such as communication speed and output power and the measurement target corresponding to it.
  • the control circuit 188 causes the signal generator 181 to generate a modulated signal corresponding to the modulation method selected as described above. Instruct. At the same time, the control circuit 188 connects the measuring object corresponding to the modulation method to the wiring to the signal generator 181 and the wiring to the antenna 193 that is the output of the transmission circuit 192a. Controls 191a and 191b. Further, the control circuit 188 controls the switch 183a and the switch 183b so that the connection between the force bras 182a and 182b and the amplitude / phase evaluation circuit 184 is disconnected.
  • the transmission circuit 192a can perform transmission by selecting a modulation method that satisfies the EVM value standard and has the best characteristics such as communication speed and output power and a measurement target corresponding to the modulation method.
  • the transmission circuit 192a can easily evaluate the dependency of the EVM value on the desired modulation signal with respect to the average power by performing the calculation by changing the average power using the EVM value evaluation method described above. . Therefore, the control circuit 188 determines that the output to be measured satisfies the EVM value standard based on the dependence of the desired modulation signal on the average power obtained in the evaluation. In addition, the average power of the output of the signal generator 181 can be controlled.
  • the transmission circuit 192a shown here is an example of a circuit that realizes a desired function, and the present invention is not limited to the circuit of FIG.
  • the object to be switched corresponding to each modulation method is the measurement object, but there may be portions other than the measurement objects lb, lc, Id-.
  • the present invention can also be applied to a configuration in which a plurality of antennas corresponding to each modulation method are provided and switched according to each modulation method.
  • the transmission circuit 192a has one measurement target corresponding to a plurality of modulation schemes, and EVM is obtained from the data on the power dependency of gain and phase and the data of the probability density function p (r) corresponding to each modulation scheme.
  • a circuit configuration may be adopted in which the value is evaluated and an optimum modulation method is selected based on the evaluation result.
  • the power assumed to calculate the EVM value using the digital arithmetic circuit 190 is not limited thereto.
  • the arithmetic circuit 190 or a part thereof may be replaced with an analog circuit having a similar function, and the integration calculation included in the EVM value calculation processing may be performed by an analog integrator.
  • each dedicated demodulator corresponding to each modulation method includes A dedicated processing circuit corresponding to the modulation method is required.
  • a demodulation circuit that supports OFDM modulation requires a circuit for discrete Fourier transform processing and serial Z-parallel conversion processing. This is not only an increase in circuit size but also a great burden in terms of design and manufacturing man-hours, especially when there are many types of corresponding modulation methods.
  • the EVM value can be evaluated by the amplitude / phase amount evaluation circuit 184 shown in FIG. 20 for any modulation method.
  • the circuit configuration can be simplified and the burden on circuit design and manufacturing can be reduced.
  • Japanese Unexamined Patent Application Publication No. 2004-56499 describes that the error vector power is averaged over 2000 to 3000 frames.
  • taking the average of many error vector powers in this way increases the amount of calculation and requires a large-scale memory circuit for the calculation.
  • the circuit is increased in size and the power consumption is increased.
  • the EVM value can be accurately calculated. can do.
  • the EVM value can be calculated with a small amount of data. As a result, a large-scale storage circuit is not required, and the circuit scale can be reduced and the power consumption can be reduced.
  • FIG. 21 is a block diagram showing a configuration of a communication circuit according to the tenth embodiment.
  • the transmission circuit 192b includes a measurement object 1, a signal generator 181, a force bra 182a and 182b, a switch 183a and 183b, an amplitude / phase evaluation circuit 184, a storage circuit 189, an arithmetic circuit 1 90, and a bias.
  • a control circuit 194 is provided.
  • the storage circuit 189 includes a variable / function storage unit 185 and an amplitude / phase amount storage unit 186.
  • the arithmetic circuit 190 includes an EVM value calculator 187 and a control circuit 188.
  • a bias control circuit 194 is newly added to the transmission circuit 192a of the ninth embodiment shown in FIG.
  • the bias control circuit 194 controls the bias condition for the measurement object 1 according to the instruction of the control circuit 188.
  • the transmitter circuit 192b in FIG. 21 has a single measurement object and omits the switches 191a and 191b for the sake of simplicity.Similar to the transmitter circuit 192a in FIG. A container having 19 la and 19 lb may be used.
  • the transmission circuit 192b of the tenth embodiment having such a configuration performs the same EVM evaluation as that of the ninth embodiment.
  • the control circuit 188 is based on the calculation result of the EVM value due to the distortion of the measurement object 1 obtained by the EVM value calculator 187.
  • the bias condition of measurement object 1 is controlled via 194.
  • the distortion of the measurement object 1 depends on the bias condition. Therefore, it is possible to achieve both desired distortion characteristics and power consumption by appropriately controlling the bias condition of the measuring object 1.
  • FIG. 22 is a schematic circuit diagram showing a configuration of an amplifier as an example of a measurement target.
  • the amplifier 227a shown in FIG. 22 includes a bipolar transistor 221, a coupling capacitor 222 &, 222b, an input matching circuit 223a, an output matching circuit 224, a base bias circuit 225, and a choke coil 226.
  • the RF input terminal 228 of the amplifier 227a is connected to the coupler 182a
  • the RF output terminal 229 is connected to the coupler 182b
  • the base bias control terminal 230 is connected to the bias control circuit 194.
  • the base bias circuit 225 controls the static current I flowing through the bipolar transistor 221 according to the potential of the base bias control terminal 230.
  • FIG. 23 is a graph showing a result of simulating the power dependency of the EVM value in the 54 Mbps mode of the wireless LAN standard IEEE802.la by changing the static current of the amplifier shown in FIG. Referring to Fig. 23, it can be seen that increasing the static current Iq decreases the EVM value. By increasing the static current Iq, it can be said that the EVM value standard (EVM ⁇ 5.6%) in the 54Mbps mode of the wireless LAN standard IEEE802.1 la is achieved at higher output power. However, from the viewpoint of reducing power consumption, it is desirable to reduce the static current I as much as possible.
  • the static current Iq is reduced by controlling the potential of the base noise control terminal 230 with the bias control circuit 194 while referring to the evaluation result of the EVM value. Therefore, it is sufficient to control to the minimum value that satisfies the EVM value standard at the desired output power.
  • the control shown here can be easily applied to other modulation methods.
  • the transmission circuit 192b and The amplifier 227a is an example of a circuit that realizes a desired function, and the present invention is not limited to the circuit configuration shown in FIGS.
  • FIG. 24 is a block diagram showing a configuration of a communication circuit according to the eleventh embodiment.
  • the transmission circuit 192c includes the measurement object 1, the signal generator 181, the couplers 182a and 182b, the switchers 183a and 183b, the amplitude / phase evaluation circuit 184, the storage circuit 189, the arithmetic circuit 190, and the impedance.
  • a control circuit 195 is provided.
  • the storage circuit 189 includes a variable / function storage unit 185 and an amplitude / phase amount storage unit 186.
  • the arithmetic circuit 190 includes an EVM value calculator 187 and a control circuit 188.
  • the transmission circuit 192c of the eleventh embodiment shown in FIG. 22 is different from the transmission circuit 192b of the tenth embodiment shown in FIG. 21 in that it has an impedance control circuit 195 instead of the bias circuit 194. .
  • the impedance control circuit 195 controls the impedance condition of the measurement object 1 according to the instruction of the control circuit 188.
  • the transmission circuit 192c of the eleventh embodiment is the same as the transmission circuit 192b of the tenth embodiment in other configurations. Also, in the transmission circuit 192c of the eleventh embodiment, one measurement object is used to simplify the description, but as in FIG. 19, a plurality of measurement objects are used, and the switch 191a, 191b may be installed.
  • the transmission circuit 192c of the eleventh embodiment having such a configuration performs EVM evaluation similar to the transmission circuit 192a of FIG. 19 and the transmission circuit 192b of FIG.
  • the control circuit 188 passes the impedance control circuit 195 through the load impedance condition of the measurement target 1. To control.
  • the strain to be measured depends on the load impedance condition. Therefore, it is possible to improve the distortion characteristics by appropriately controlling the load impedance condition of the measurement target 1.
  • FIG. 25 is a schematic circuit diagram showing a configuration of an amplifier as an example of a measurement target.
  • the amplifier 227b shown in Fig. 25 consists of a bipolar transistor 221, a coupling capacitor 222a, 222b, An input matching circuit 223b, an output matching circuit 224, a base bias circuit 225, and a choke coil 226 are provided.
  • the RF input terminal 228 of the amplifier 227a is connected to the coupler 182a
  • the RF output terminal 229 is connected to the coupler 182b
  • the base bias control terminal 230 is connected to the bias control circuit 194.
  • the amplifier 227b in FIG. 25 is different from the amplifier 227a in FIG. 22 in that the input matching circuit 223b is provided instead of the input matching circuit 223a.
  • the input matching circuit 223b includes inductor elements 233 and 235, capacitive elements 234 and 236, and variable capacitive element 232.
  • the capacitance value of the variable capacitance element 232 is controlled by the potential of the variable capacitance control terminal 231 given from the variable capacitance control terminal 231.
  • the variable capacitance element 232 may be an element whose capacitance value can be controlled by a potential, for example, a varactor diode (MEMS, micro electro mechanical systems) element.
  • MEMS varactor diode
  • the input matching impedance of the bipolar transistor 221 is controlled by controlling the potential of the variable capacitance control terminal 231.
  • the impedance of the force output matching circuit 224 in which the impedance of only the input matching circuit 223b is variable may be variable.
  • Fig. 2 is a graph showing the result of simulating the power dependency of the EVM value in 54Mbps mode of the wireless LAN standard I EEE802.1 la by changing the capacitance value of the variable capacitance element of the amplifier shown in Fig. 25. is there. Referring to Fig. 25, it can be seen that the EVM value is reduced most when the capacitance value is 3pF. This result shows that the input matching impedance of the bipolar transistor 221 is optimized with respect to the EVM characteristic by changing the value of the variable capacitance element 212.
  • the impedance control circuit 195 sets the potential of the variable capacitance control terminal 231 so as to improve the distortion characteristics. Control is sufficient. Such a function is particularly effective when compensating for characteristic variations caused by circuit characteristics in amplifier 227b during manufacturing or temperature changes or aging, etc., by impedance control. .
  • the power exemplified by the wireless LAN standard IEEE802.11a as the modulation method here can be easily applied to other modulation methods.
  • the transmission circuit 192c and the amplifier 227b are examples of circuits for realizing a desired function, and the present invention is not limited to the circuit examples shown in FIGS.
  • a circuit different from the amplifier 227b shown in FIG. In the amplifier 227b, a variable resistance element or a variable inductor element may be used as another example of the force that realizes the impedance control function using the variable capacitance element 232.
  • FIG. 27 is a block diagram showing a configuration of a communication circuit according to the twelfth embodiment.
  • the transmission circuit 192d includes the measurement object 1, the signal generator 181, the couplers 182a and 182b, the switchers 183a and 183b, the amplitude / phase evaluation circuit 184, the storage circuit 189, the arithmetic circuit 190, and the phase circuit. 196, and an amplitude circuit 197.
  • the storage circuit 189 includes a variable / function storage unit 185 and an amplitude / phase amount storage unit 186.
  • the arithmetic circuit 190 includes an EVM value calculator 187 and a control circuit 188.
  • the transmission circuit 192d of the twelfth embodiment shown in FIG. 27 is different from the transmission circuit of the ninth embodiment shown in FIG. 19 in that a phase circuit 196 and an amplitude circuit 197 are newly added. Different from 192a. Also in the transmission circuit 192d of FIG. 27, to simplify the explanation, the force with a single measurement object may be used, and as in FIG. 19, a plurality of measurement objects may be used and the switches 191a and 191b may be installed.
  • the transmission circuit 192d of the twelfth embodiment having such a configuration performs the same EVM evaluation as the transmission circuit 192a of FIG.
  • the control circuit 188 obtains the reverse characteristics of the phase distortion and amplitude distortion of the measurement object 1
  • the phase circuit 196 and the amplitude circuit 197 are controlled.
  • a configuration in which a circuit having characteristics opposite to those of the amplitude distortion and phase distortion of measurement object 1 is placed in front of measurement object 1 to compensate the distortion is known as a predistortion method.
  • a predistortion method For example, the literature “2002, Advanced 'Tech-Itatus' in 'RF'Pa'ichi'AmplifierI' Design, written by Steve 'Shiichi' Clips, Artek House, 153-195 (Ste ve C. Cripps, Advanced Techniques in RF Power Amplifier Design, Artech House, pp. 153—195, 2002) ”.
  • phase circuit 196 and the amplitude circuit 197 may have any characteristics as long as the distortion of the measurement target 1 can be compensated.
  • amplitude distortion (AM-AM conversion) and phase distortion (AM-PM conversion) due to a pure envelope amplitude distortion (AM-AM conversion) and phase distortion (AM-PM conversion) due to drain fluctuation are also included. It is also possible to use a circuit having a characteristic to correct (see Japanese Patent Laid-Open No. 2003-258560).
  • the distortion compensation according to the prior art shown in FIG. 6 requires a demodulator corresponding to a desired modulation signal in order to perform the distortion compensation, which increases the circuit scale and causes an increase in cost and power consumption. It was.
  • a demodulator corresponding to the desired modulation signal is necessary! / ⁇ , so distortion compensation is realized with a small-scale circuit that reduces cost and power consumption. it can.
  • the distortion compensation circuit according to the prior art shown in Fig. 7 does not have a means for confirming the EVM value, it cannot be confirmed that the EVM value standard is achieved at a desired output by the distortion correction. There was a problem of putting it on reliability.
  • the EVM value can be easily evaluated with a simple circuit as described in the ninth embodiment, and the EVM value standard is achieved with a desired output. Can be confirmed.
  • phase circuit 196 and the amplitude circuit 197 may be controlled again.
  • distortion may be improved by using a combination of bias control or load impedance control as shown in the tenth or eleventh embodiments in consideration of phase and amplitude control. Also, as shown in the ninth embodiment, it is possible to combine the selection of communication methods to enable appropriate communication.
  • the influence of the EVM value due to amplitude distortion and phase distortion can be evaluated separately, and such an evaluation method can be easily realized on a communication circuit.
  • the phase circuit 196 and the amplitude circuit 197 are controlled so that the influence on the EVM value of the amplitude distortion and the phase distortion is large, the component is determined, and the correction is focused on. It is good. For example, for components whose amplitude distortion and phase distortion are determined to have a small effect on the EVM value, do not measure distortion and calculate the EVM value for a certain period after the determination. As a result, the amount of calculation required for EVM calculation can be reduced and the load on the arithmetic circuit can be suppressed.
  • the configuration in which the circuit for evaluating the EVM value is added to the distortion compensation circuit based on the predistortion method is illustrated, but the present invention is not limited to this.
  • a circuit for evaluating the EVM value may be added to other distortion compensation circuits, for example, a distortion compensation circuit using a feedback method or a feedforward method. The details of the feedback method and the feedforward method are described in the above-mentioned Steve C. Cripps document, as in the predistortion method.
  • the memory required for the memory circuit is stored.
  • the capacity can be reduced, the circuit scale can be reduced, and the power consumption can be reduced.
  • the communication circuits of the ninth to twelfth embodiments can perform EVM evaluation with a simple configuration that does not require a demodulator that supports a predetermined modulation method, and therefore, according to the EVM value. Modulation method selection or distortion compensation can be performed with a small and inexpensive circuit.
  • the communication circuit can check whether the EVM standard is achieved at a desired output, and if not, improve the situation. Therefore, the reliability of communication quality can be improved as compared with the conventional technology.
  • a circuit that changes the communication method based on the evaluation result of the EVM value as in the ninth embodiment, although a circuit that compensates for distortion based on the evaluation result of the EVM value is illustrated as in the twelve embodiments, the present invention is not limited thereto.
  • the EVM value evaluation method of the present invention and the circuit using the method can be applied to various other purposes.
  • a circuit that evaluates the EVM value may be used only for the purpose of evaluating the EVM value on the communication circuit.
  • Transmitter circuits 192a, 192b, 192c, 192di, Fig. 19, Fig. 21, Fig. 24, and Fig. 27 [Power transmission circuits with configurations as shown here.
  • the circuits included in 192a, 192b, 192c, 192d Can be mounted on a single die or can be mounted separately on multiple dies Yes.
  • the EVM value evaluation method is applied to the transmission circuit.
  • the present invention is not limited to this and is applied to the reception circuit. You may do it.
  • distortion is more a major cause of EVM degradation than noise in the transmitter circuit, whereas noise is a major factor in EVM degradation rather than distortion in the receiver circuit. It is often more effective to apply
  • the evaluation method of the linearity index EVM has been shown here, it is obtained by substituting the EVM value obtained by the evaluation method of the present invention for X of the function f (x) that monotonically increases or decreases.
  • the resulting value may be evaluated or used as an index of control.
  • the EVM value is in a monotonically increasing or decreasing relationship with the signal-interference wave power ratio (Carrier to Interference Ratio, CIR) and the bit error rate (BER) (Japanese Patent Laid-Open No. 2004-56499). reference). Therefore, the relationship between the EVM value and CIR or BER can be obtained in advance by measurement or simulation, and CIR or BER can be calculated from the EVM value obtained by EVM value evaluation.
  • CIR Signal-interference wave power ratio
  • BER bit error rate
  • the index for which EVM value power is calculated is not limited to CIR or BER. If the index has some relationship with the EVM value, the index may be evaluated based on the relationship. it can.
  • the EVM value force obtained by the EVM value evaluation method of the present invention can be evaluated by, for example, the circuit simulators shown in the fifth and sixth embodiments and the seventh and eighth embodiments. It can be easily applied to the evaluation apparatus shown.
  • the communication circuits shown in the ninth, tenth, eleventh, and twelfth embodiments it is also possible to perform control such as changing the communication method and compensating for distortion using another index instead of the EVM value.
  • the square of the EVM value matches the integral value in equation (10), so if the square of the EVM value is used as the control index instead of the EVM value, it is necessary to calculate the EVM value. It is possible to reduce the amount of calculation by omitting an arithmetic process for taking a square root.

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Abstract

　多数のサンプリング点での誤差ベクトルの演算を行なうことなく、かつ所望の変調方式に対応した復調器を用いることなく、線形性の評価を行う評価方法を提供する。測定器（１６４、１６５）は、所定の評価信号を入力された評価対象（１）の入力信号および出力信号を測定する。評価部（１６６）は、評価対象１の入力信号および出力信号を用いて、出力信号の振幅歪または位相歪の少なくとも一方の歪量を求める。積分部（１６９）は、歪量を用い、所定の変調信号の電力／平均電力比の確率密度関数で重み付けした積分処理を行う。線形性指標計算部（１７０）は、積分部（１６９）による処理の結果から線形性指標を算出する。

Description

明 細 書
確率密度関数で重み付けした積分処理を用いた線形性評価方法と、そ れを用いた回路シミュレータ、評価装置、通信回路、およびプログラム
技術分野
[0001] 本発明は、回路の線形性指標の評価に関し、特に、線形性指標であるエラーべタト ルマグニチュードの評価に関する。
背景技術
[0002] 無線通信では、高速化'大容量ィ匕などに伴い、送信用の電力増幅器に高い線形性 が求められるようになつている。線形性に対する要求条件は、各通信方式の規格によ り定められて 、る。そのような規格で用いられて 、る線形性指標の重要なものとして エラーベクトルマグニチュード（Error Vector Magnitude, EVM)と呼ばれるもの がある。
[0003] 図 1は、一般的な復調信号の一例を示す図である。図 1を参照すると、復調信号の 理想シンボル 11、測定シンボル 12、および誤差シンボル 13が示されている。誤差シ ンボル 13は、測定シンボル 12と理想シンボル 11の差分である。
[0004] EVMは、複数のサンプリングデータにおける誤差ベクトル 13の二乗平均を理想シ ンボル 11の平均電力 Pで規格ィ匕し、平方根を取った量として定義される。測定シン
0
ボル 12をベクトル量 、理想シンボル 11をベクトル量 cで表すと、 EVM値は式（1) によって示される。ここで、 kはサンプリングの番号を表す変数であり、 Nはサンプリン グ数を表す。
[0005] [数 1] = J¾ — -d)
そして、各通信規格において EVMの制限値が直接的あるいは間接的に定められ ている。例えば、通信規格の文献" 1999年、アイ'ィー 'ィ一'ィー 'スタンダード'パ ート 11：ワイヤレス ·ラン ·ミディアム ·アクセス ·コントロール 'アンド'フィジカル ·レイヤ ~ ·スぺシフィケーション：ハイ'スピード ·フィジカル ·レイヤ^ ~ ·イン ·ザ · 5ギガへルツ · バンド、 29頁（IEEE Std. 802. 1 1a, Parti 1： wireless LAN Medium Acce ss Control (MAC) and Physical Layer (PHY) specifications： High— sp eed physical layer in the 5GHz band, pp . 29, 1999)，，によれば、無線 L AN規格 IEEE802. 1 1aでは、 54Mbpsの通信モードにおいてリラティブ'コンスタレ ーシヨン ·エラー（relative constellation error)が 25dB以下であることが定め られている。これは、 EVM値が 5. 6% ( = 100 X 10(_25/2G) %)以下であることと等価 である。
[0006] また、文献" 2000年 9月、ジーエスエム · 05. 05 ·ノ ージョン 8. 2. 0—デジタル'セ ルラ ·テレコミュニケーション'システム ·フェイズ 2 +；レイディォ ·トランスミッション'ァ ンド 'レセプション、 27頁（GSM 05. 05 V8. 2. 0— Digital cellular telecom munications system (phase 2 + j； radio transmission and reception, pp . 27, SEPTEMBER, 2000) "によれば、携帯電話規格の 1つである EDGE における EVM値について、端末装置は 9%以下、基地局は 7%以下を満たすべきこ とが定められている。
[0007] 図 2は、従来の一般的な EVM評価方法による手順を示すフローチャートである。図 2を参照すると、従来の EVM評価法では、まず、変調信号を測定対象に入力し (ステ ップ A1)、測定対象力も出力される変調信号を測定する (ステップ A2)。次に、その 変調信号を復調し (ステップ A3)、得られた復調信号から誤差ベクトルを抽出する (ス テツプ A4)。この復調信号および誤差ベクトルは、複数のサンプリング点において取 得される。
[0008] 次に、各サンプリング点において得られた誤差ベクトル電力の平均値を求める (ステ ップ A5)。次に、式（1)に従って、誤差ベクトル電力の平均値を理想復調信号の平均 電力で除算し、さらに平方根を取って EVM値を計算する (ステップ A6)。
[0009] 以上で EVM値の評価が完了する力 必要に応じて EVM値の評価を繰り返しても 良い (ステップ A7)。例えば、入力変調信号の平均電力または測定対象のバイアス 条件などのパラメータを変更し、 EVM値を同様の手法で評価しても良い。また、パラ メータを変更せずに測定を繰り返しても良い。 [0010] 以下に示す従来技術による回路シミュレータ、評価装置、および通信回路における EVM評価方法は、基本的に、図 2に示した方法に基づいている。
[0011] 図 3は、 EVM値を計算する機能を備えた従来の回路シミュレータの構成を示すブ ロック図である。図 3を参照すると、従来の回路シミュレータは、入力装置 31、記憶装 置 33、データ処理装置 34、および出力装置 35を有している。
[0012] 入力装置 31は、操作により各種データ等の情報を入力する装置、例えばキーボー ドである。記憶装置 33は、変調方法記憶部 27、測定対象記憶部 28、復調方法記憶 部 29、および抽出誤差ベクトル記憶部 30を備えている。変調方式記憶部 27は、入 力装置 31から入力された変調方式の情報を記憶する。測定対象記憶部 28は、入力 装置 31から入力された測定対象の情報を記憶する。復調方式記憶部 29は、入力装 置 31から入力された復調方式の情報を記憶する。誤差ベクトル記憶部 30は、データ 処理装置 34で抽出された誤差ベクトルの情報を記憶する。
[0013] データ処理装置 34は、プログラムを実行することにより所定のシミュレーション処理 を行う。プログラムを実行することにより、データ処理装置 34は、変調信号発生部 21 、測定対象モデル la、変調信号評価部 22、復調部 23、誤差ベクトル抽出部 24、誤 差ベクトル平均化部 25、および EVM値計算部 26を有する構成を実現する。
[0014] 出力装置 35は、データ処理装置 34からの情報を出力する装置、例えばディスプレ ィ装置または印刷装置である。出力装置 35は EVM値表示分 32を備える。
[0015] 図 3に示した回路シミュレータにおいて、まず、変調方式を選択し、その変調方式の 変調信号を発生する発生器の動作を再現するモデルの情報を入力装置 31を用いて 入力する。ここで入力した変調方式に関する情報は変調方式記憶部 27に記憶され る。また、測定対象の動作を再現するモデルの情報を入力装置 31を用いて入力する 。入力された測定対象のモデルの情報は測定対象記憶部 28に記憶される。選択し た変調方式に対応する復調方式の復調器のモデルの情報を入力装置 31を用いて 入力する。入力した情報は復調方式記憶部 29に記憶される。
[0016] そして、変調信号発生部 21は、変調方式記憶部 27に記憶された情報に基づき数 値的な変調信号を発生させる。発生した変調信号は、モデル化された測定対象 laに 入力される。 [0017] また、測定対象記憶部 28に記憶された測定対象のモデルの情報に基づ 、てモデ ル化された測定対象 laは、変調信号発生部 21からの出力変調信号に対して所定の 数値的な計算を行う。
[0018] 出力変調信号評価部 22は、測定対象 laにて行われた変調信号に対する計算を 評価する。そして、復調部 23は、復調方式記憶部 29に記憶されている復調器のモ デルに基づき、出力変調信号評価部 22で評価された変調信号を復調する。この変 調信号および復調信号は共に複数のサンプリング点で取得される。
[0019] 誤差ベクトル抽出部 24は、復調部 23で得られた復調信号から誤差ベクトルを抽出 する。複数のサンプリング点で得られた誤差ベクトルは、必要に応じて、誤差ベクトル 記憶部 30に記録される。
[0020] 誤差ベクトル平均化部 25は、誤差ベクトル抽出部 24で抽出された複数の誤差べク トルの電力の平均値を求める。
[0021] EVM値計算部 26は、式（1)に従って、誤差ベクトル平均化部 25で得られた誤差 ベクトルの平均電力を理想復調信号の平均電力で除算し、さらに平方根を取ること で EVM値を計算する。
[0022] EVM値表示部 32は、 EVM値計算部 26で得られた EVM値を表示する。
[0023] 図 4は、 EVM値を評価する機能を備えた従来の測定装置の構成を示すブロック図 である。図 4を参照すると、従来の測定装置は、変調信号発生装置 50および EVM 値評価装置 51を有している。 EVM値評価装置 51は、復調器 42、誤差ベクトル抽出 回路 43、誤差ベクトル平均化回路 44、 EVM値計算回路 45、 EVM値表示回路 46 を備えている。
[0024] 変調信号発生器 41は、変調信号を発生させ、その変調信号を測定対象 1に入力 する。測定対象 1の入力および出力の変調信号の平均電力は、力ブラ 47aと力ブラ 4 7bを通じて入力電力測定器 48と出力電力測定器 49を用いてそれぞれ評価される。
[0025] 復調器 42は、測定対象 1から出力された変調信号を復調する。誤差ベクトル抽出 回路 43は、復調信号から誤差ベクトルを抽出する。
[0026] 誤差ベクトル平均化回路 44は、誤差ベクトルの平均電力を求める。 EVM値計算回 路 45は、式（1)に従って、誤差ベクトル平均化回路 44で得られた誤差ベクトルの平 均電力を理想復調信号の平均電力で除算し、さらに平方根を取って EVM値を計算 する。 EVM値表示回路 46は、得られた EVM値を表示する。
[0027] 以上のように、復調力も EVM値表示までの一連の過程は EVM値評価装置 51によ つて行われる。
[0028] 図 5は、 EVM値を評価した結果に基づき受信モードを選択する機能を備えた従来 の受信回路のブロック図である。例えば、特開 2004— 56499号公報には、図 5に示 したモード選択機能を備えた受信回路が示されている。図 5を参照すると受信回路 8 7は、異なる受信モードに対応した 2つのアンテナ 8 la、 8 lbおよび 2つの復調器 82a 、 82bを備えている。受信回路 87は、アンテナ 81a、 8 lbで変調信号を受信し、復調 器 82a、 82bで変調信号を復調する。そして、復調器 82a、 83bの各復調信号は受信 ベースバンド信号処理回路 83に伝送される。
[0029] 受信ベースバンド信号処理回路 83は、各復調信号に対して所定の信号処理を行 い、信号処理を行った復調信号を誤差ベクトル抽出回路 84に送る。誤差ベクトル抽 出回路 84は、各復調信号から各誤差ベクトルを抽出する。誤差ベクトル平均化回路 85は、誤差ベクトル抽出回路 84で抽出された各誤差ベクトル力も各誤差ベクトルの 平均電力を求める。
[0030] 制御回路 86は、これらの平均電力力も式（1)に基づき各アンテナ 81a、 81bで受信 した異なる受信モードの EVM値を計算し、それら比較することにより、 EVM値が低く 信号品質の良い受信モードが選択される。
[0031] 図 6は、誤差ベクトルを評価した結果に基づき測定対象の歪を補正する変調信号 を発生する機能を備えた従来の送受信回路の構成を示すブロック図である。例えば 、特開 2002— 9642号公報には、図 6に示した歪による誤差を補正する機能を備え た送受信回路が示されている。図 6を参照すると、送受信回路 69は、測定対象 1、変 調信号発生器 61、制御回路 62、力ブラ 63、復調器 64、誤差ベクトル抽出回路 65、 受信ベースバンド信号処理回路 66、および切替器 67を備えて 、る。
[0032] 誤差制御を行なう期間において、制御回路 62は、測定対象 1から力ブラ 63への経 路を接続するように切替器 67を制御する。これにより測定対象 1からの出力変調信号 が復調器 64に伝送される。 [0033] 復調器 64は出力変調信号を復調する。誤差ベクトル抽出回路 65は、復調器 64で 得られた復調信号から誤差ベクトルを抽出し、抽出された誤差ベクトルの情報に基づ き、誤差ベクトルを最小化するように変調信号発生器 61のパラメータを補正する。
[0034] 以上の動作により、従来の送受信回路 69は、測定対象 1の歪に起因する誤差べク トルを補正し、線形性を改善している。
[0035] また、誤差制御を行わない期間においては、制御回路 63は、測定対象 1から力ブラ 63への経路を切断するように切替器 67を制御する。これにより、従来の送受信回路 69は、変調信号発生器 61、測定対象 1、およびアンテナ 68を用いた送信動作と、ァ ンテナ 68、復調器 64、受信ベースバンド信号処理回路 66を用いた受信動作とを行 なう状態となる。
[0036] 図 6の回路は誤差ベクトルに基づいて歪を補正するものであった力 測定対象の振 幅歪と位相歪を測定できれば、復調信号の誤差ベクトルを用いることなく歪を補正す ることができる。図 7は、測定対象の歪を補正する機能を備えた従来の回路の構成を 示すブロック図である。
[0037] 例えば、特開 2003— 258560号公報には、図 7のような歪補正機能を備えた回路 が示されている。図 7を参照すると、回路は、カプラ 101a、 101b,遅延回路 102、 2 乗検波回路 103、 AZD変換器 104、テーブル 105、 DZ A変換器 106、 115、ロー ノ スフィルタ 107a、 107b,位相回路 108、振幅回路 109、増幅器 110、歪検知回路 112、テーブル更新回路 113、 VCO制御回路 114、および VCO 116を有している。 その中で AZD変換器 104、テーブル 105、 DZA変換器 106、 115、テーブル更新 回路 113、 VCO制御回路 114、および VCOl 16はデジタル処理部 111として構成 されている。
[0038] 力ブラ 101aで分岐され、 2乗検波回路 103で検波された入力信号と、力ブラ 101b で分岐され、歪検知回路 112で検知された出力信号とがデジタル処理部 111に入力 されている。デジタル処理部 111は、この入力信号および出力信号と、歪補償用のテ 一ブル 105に格納されて 、るデータとに基づ 、て、増幅器 110の歪を補正するように 位相回路 108および振幅回路 109を制御する。また、テーブル更新回路 113は、歪 検知回路 112からの出力信号に基づいてテーブル 105のデータを更新する。 発明の開示
[0039] 図 2に示したような従来の EVM評価方法では、誤差ベクトルの平均電力を求める ために、非常に多数のサンプリング点における誤差ベクトルを取得する必要があった 。例えば、無線 LAN規格 IEEE802. 11aにおける EVM値を求める場合に必要なサ ンプリング点数は、（サブキャリア数） X (パケット長） X (フレーム数）となる。そして、非 特許文献 1の pp. 30によれば、 IEEE802. 11aにおけるサブキャリア数は 52、パケ ット長は 16以上、フレーム数は 20以上と定めてられている。したがって、必要最小限 のサンプリング数は 52 X 16 X 20 = 16640である。
[0040] このように多数のサンプリング点での演算を必要とすることは EVM評価法における 深刻な問題であり、以下のような具体的な問題点の原因になる。
[0041] 例えば、図 3に示した回路シミュレータにより EVM値を評価する場合、多数のサン プリング点で演算を行うために計算時間が長くなつてしまう。また、図 5に示した通信 回路の場合、多数のサンプリング点での演算が可能な処理能力の高い計算回路お よび大規模メモリが必要となる。そのため、回路の大規模ィ匕やそれに伴う消費電力の 増大などの問題が発生する。
[0042] また、従来の EVM評価方法を用いるには、回路構成が複雑で高コストな復調器が 必要である。このことは、以下の具体的な問題点の原因になる。
[0043] 例えば、測定対象を増幅器とし、その特性を実験的に評価する場合、利得や飽和 出力などの基本特性は、正弦波入力時の測定結果から得られる。し力しながら、従 来の方法で EVM評価を行なう場合、正弦波入力時の測定装置とは別個に、図 4に 示したような復調器 42を含む EVM評価装置 51が必要となる。そのため、このような 装置の導入力 Sコストの上昇につながる。
[0044] また、図 6に示した送受信回路 69では、送信回路に含まれる測定対象 1の歪による 誤差ベクトルを求めるために復調器 64が用いられている。復調器 64は、本来、送信 回路には不要なものであり、誤差ベクトルを求めるために復調器 64を設ければ回路 規模の増大を招く。そのため、図 6の例では、受信回路の復調器 64を送信回路の誤 差ベクトルを求めるために用いている。しかし、それにより図 6の送受信回路 69では、 誤差補正中には、通常の受信動作を行うことができな 、と 、う問題があった。 [0045] 復調器を用いることで生ずる問題を回避するため、図 7の回路は、所望の変調信号 に対応する復調器を用いず測定対象の歪を補正している。しかし、この回路には復 調器がな 、ため EVM値を評価する手段がなく、所望の変調信号平均電力にお 、て 歪補正後の特性が EVM規格を満たして 、る力否かを確認できず、信頼性に欠ける という問題があった。
[0046] また、図 7の回路は、振幅歪と位相歪のどちらが EVM値に大きく影響しているかを 判断する手段を備えておらず、このことも歪補正の信頼性を欠く要因となっていた。
[0047] 本発明の目的は、多数のサンプリング点での誤差ベクトルの演算を行なうことなぐ かつ所望の変調方式に対応した復調器を用いることなぐ線形性の評価を行うことが できる線形性評価方法と、それを用いた回路シミュレータ、評価装置、通信回路、お よびプログラムを提供することである。
[0048] 上記目的を達成するために、本発明の評価装置は、電気回路の評価対象におけ る線形性指標を評価するための評価装置であって、測定器、評価部、積分部、およ び線形性指標計算部を有して 、る。
[0049] 測定器は、所定の評価信号を入力された評価対象の入力信号および出力信号を 測定する。
評価部は、入力信号および出力信号を用いて、出力信号の振幅歪または位相歪の 少なくとも一方の歪量を求める。積分部は、歪量を用い、所定の変調信号の電力 Z 平均電力比の確率密度関数で重み付けした積分処理を行う。線形性指標計算部は 、積分部による処理の結果から線形性指標を算出する。
図面の簡単な説明
[0050] [図 1]一般的な復調信号の一例を示す図である。
[図 2]従来の一般的な EVM評価方法による手順を示すフローチャートである。
[図 3]EVM値を計算する機能を備えた従来の回路シミュレータの構成を示すブロック 図である。
[図 4]EVM値を評価する機能を備えた従来の測定装置の構成を示すブロック図であ る。
[図 5]EVM値を評価した結果に基づき受信モードを選択する機能を備えた従来の受 信回路のブロック図である。
[図 6]誤差ベクトルを評価した結果に基づき測定対象の歪を補正する変調信号を発 生する機能を備えた従来の送受信回路の構成を示すブロック図である。
圆 7]測定対象の歪を補正する機能を備えた従来の回路の構成を示すブロック図で ある。
[図 8]第 1の実施形態による EVM評価方法の手順を示すフローチャートである。 圆 9]第 1の実施形態における信号の定義を説明するための仮想的な測定系の概略 構成図である。
[図 10]第 2の実施形態による EVM評価方法の手順を示すフローチャートである。
[図 11]第 3の実施形態による EVM評価方法の手順を示すフローチャートである。
[図 12]第 4の実施形態による EVM評価方法の手順を示すフローチャートである。
[図 13]第 5の実施形態による回路シミュレータの構成を示すブロック図である。
[図 14]第 6の実施形態による回路シミュレータの構成を示すブロック図である。
圆 15]測定対象の一例となる増幅器の振幅歪および位相歪の電力依存性を示すグ ラフである。
圆 16]従来技術と第 6の実施形態で計算した EVM値の比較を示すグラフである。 圆 17]第 7の実施形態による測定装置の構成を示すブロック図である。
圆 18]第 8の実施形態による測定装置の構成を示すブロック図である。
圆 19]第 9の実施形態による通信回路の構成を示すブロック図である。
[図 20A]第 9の実施形態の通信回路における振幅'位相評価回路の構成例を示すブ ロック図である。
圆 20B]第 9の実施形態の通信回路における振幅'位相評価回路の他の構成例を示 すブロック図である。
圆 21]第 10の実施形態による通信回路の構成を示すブロック図である。
圆 22]測定対象の一例として増幅器の構成を示す概略回路図である。
[図 23]図 22に示された増幅器の静的電流を変えて、無線 LAN規格 IEEE802. 11a の 54Mbpsモードにおける EVM値の電力依存性をシミュレーションした結果を示す グラフである。 [図 24]第 11の実施形態による通信回路の構成を示すブロック図である。
[図 25]測定対象の一例として増幅器の構成を示す概略回路図である。
[図 26]図 25に示した増幅器の可変容量素子の容量値を変えて、無線 LAN規格 IEE
E802. 11aの 54Mbpsモードにおける EVM値の電力依存性をシミュレーションした 結果を示すグラフである。
[図 27]第 12の実施形態による通信回路の構成を示すブロック図である。
発明を実施するための最良の形態
[0051] 本発明の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。
[0052] (第 1の実施形態）
図 8は、第 1の実施形態による EVM評価方法の手順を示すフローチャートである。 この EVM評価方法は、測定対象の EVM評価を行うための方法であり、様々な装置 や回路に適用可能な基本的なものである。したがって、本方法は特定の構成に依存 するものではなぐ様々な構成に広く適用可能である。図 8には、第 1の実施形態とし て、測定対象の振幅歪と位相歪の電力依存性の評価結果から直接に EVM値を計 算する方法が示されている。
[0053] 図 8を参照すると、まず、評価信号を測定対象に入力する (ステップ A21)。次に、 測定対象の振幅歪および位相歪を測定する（ステップ A22)。また、ステップ A21、 A 22とは独立した処理により、所望の変調信号の電力 Z平均電力比の確率密度関数 を読み出す (ステップ A23)。
[0054] そして、ステップ A22で得られた振幅歪および位相歪を、ステップ A23で得られた 確率密度関数で重み付けして積分処理する (ステップ A24)。
[0055] 次に、ステップ A24で得られた積分値を用いて EVM値を計算する（ステップ A25) 。次に、ここで歪評価を終了する力否か判定する (ステップ A26)。ここで歪評価を終 了しない場合、ステップ A21およびステップ A23の処理に戻る。
[0056] 歪評価を終了する場合、次に、残留 EVM値を評価する力否力判定する (ステップ A27) 0残留 EVM値を評価すると判定した場合、次に、残留 EVM値の評価を行い（ ステップ A28)、測定対象の歪による EVM値と残留 EVM値とを合成した EVM値を 計算する (ステップ A29)。 [0057] ステップ A26にて残留 EVM値を評価しな ヽと判定された場合、またはステップ A2 9の処理の後、次に、一例の評価処理を終了するか否か判定する (ステップ A30)。 評価処理を終了しない場合には、ステップ A21およびステップ A23の処理に戻る。
[0058] 以下、この EVM評価方法の原理について詳細に説明する。
[0059] 図 9は、第 1の実施形態における信号の定義を説明するための仮想的な測定系の 概略構成図である。図 9に示すように、ここでは測定対象 1に変調信号列 {S (n) }を
m 入力すると、変調信号列 {S' (n) }が出力されるものとする。変調信号のサンプリン
out
グの番号を表す変数 nの物理次元は任意に取ってよぐ例えば nは時間変数でも良く 、周波数を表す変数としても良い。一般に測定対象 1の特性には歪があるので、 {S ' (n) }は、歪がない場合の理想的な変調信号列 {S (n) }からずれたものとなる。
out out
[0060] また、 S (n)、S (n)、および^ (n)は複素信号であり、これら複素信号の絶
in out out
対値二乗により各信号の電力が得られるものとする。すなわち、入力変調信号の電 力 P (n)と、理想的な出力変調信号の電力 P (n)は、式 (2)と式 (3)でそれぞれ与 m out
えられる。
[0061] [数 2]
Figure imgf000013_0001
[0062] [数 3]
Figure imgf000013_0002
復調器 121による復調処理により、理想出力変調信号列 {S (η) }からは復調信
out
号列 {c (k) }が得られるものとし、歪の影響を含む出力変調信号列 {S' (n) }から
out
は復調信号列 {c' (k) }が得られるものとする。
[0063] 復調信号のサンプリングの番号を表す変数 kの物理次元は任意に取ってよぐ例え ば kは時間変数でも良ぐ周波数を表す変数としても良い。
[0064] 上述した式（1)によれば、 EVM値は、復調信号における誤差ベクトル平均電力と 理想信号平均電力の比、すなわち復調信号の信号対歪電力比を用いて与えられる [0065] ところで、一般的に誤差ベクトルは、測定対象 1と復調器 121の双方の歪によって 発生するが、測定においては測定対象の効果のみに着目すべきであり、測定器の一 部である復調器 121の影響は除去することが望ましい。
[0066] そこで測定器において復調器の影響を除去するという方針に基づき、ここでは復調 器によって信号対歪電力比は変化しないと仮定する。すなわち、復調前の変調信号 の信号対歪電力比と、復調信号の信号対歪電力比は等しいこととなり、その結果、式 (4)が得られる。式 (4)では Xの期待値を E [x]とし、理想変調出力の平均電力を P
out( としている。
ave)
[0067] [数 4]
Figure imgf000014_0001
測定対象 1の効果のみに着目するために、復調器 121の影響を除去するという方 針は、変復調方式の種類と関連なく適用すべきものである。したがって、この方針か ら得られる式 (4)は変復調方式の種類によらず適用され得る。
[0068] 歪による誤差を含む出力変調信号 S' (n)と入力変調信号 S (n)との関係は式 (
out m
5)のように表現される。
[0069] [数 5] s (") - Sin (") · G{Pin ( ) . e p{je(Pin ("))} … (5)
一般に、信号利得 G (P (n) )は、入力変調信号の電力 P (n)に対して変動する非
m m
線形特性を持ち、この利得の非線形特性すなわち振幅歪により EVM値が劣化する 。なお、信号利得 G (P (n) )の二乗により電力利得が与えられる。なお、この利得の
in
定義で用いられる電力単位は [dB]ではなぐ絶対値単位、例えば [W]であるとする
[0070] 一般に、位相 Θ (P (n) )は、入力変調信号の電力 P (n)に対して変動する非線形 特性を持ち、この非線形特性すなわち位相歪により EVM値が劣化する。ここでの位 相 0 (P (n) )は [rad]単位であるとする。
m
[0071] 通信システムにお 、て、利得と位相の基準は平均電力における特性力も決定され る。そのため、歪のない理想的な場合には、出力変調信号の利得と位相は入力変調 信号平均電力 P
m (ave)における値を取り、入力変調信号電力 P (n)
in に対して変動しな い。すなわち、理想出力変調信号 S (n)と入力変調信号 S (n)との関係は式 (6)
out in
のように表現される。
[0072] 園 (") = Sin (") · G(Pin(ave) ) · exp{y^(^(ave) )} … (6)
また、歪のない理想的な変調信号における電力と平均電力の比を rと定義すると、 サンプリング点での値 r (n)は式（7)により示すことができる。
[数 7] ")ョ …(フ）
歪のない理想的な場合、式 (7)に示されているように、入力と出力とで、変調信号 の電力と平均電力の比が一致する。
[0074] 変調信号にお!、て、 r (n)はサンプリング点 nに応じて変動する力 この r (n)の変動 は確率密度関数 p (r)に従ったものとなる。すなわち、 rは、確率密度関数 p (r)によつ て分布が記述される確率変数である。
[0075] 式（7)を用いると、式（5)中の利得 G (P (n) )と位相 0 (P (n) )の中に現れる変数
m in
P (n)は、 P r (n)と置き換えることができる。
m m(ave)
[0076] 式 (4)に現れる、歪による変調信号の誤差ベクトルの電力と、利得と位相の電力依 存性との間の関係式は、式 (8)のように示すことができる。なお、式 (8)は、 I S' (
out n) - S (n) I 2に、式（5)の^ (n)と、式（6)の S (n)とを代入し、式（3)および out out out
式（7)を用いて式変形することで容易に得られる。
[0077] [数 8]
Figure imgf000016_0001
式 (8)から、 I (n)— S (n) は確率変数 rを含む確率変数であることが分 かる。したがって、その期待値 E[ I S' (n) -S (n) | 2]は、確率変数 rの確率密
out out
度関数 p (r)を用いて、式（9)のように表される。ここで積分範囲に表れる PAR (peak -to -average power ratio)は変調信号のピーク電力と平均電力の比であり、す なわち rの最大値である。
[数 9]
Figure imgf000016_0002
：で式 (9)を式 (4)に代入すれば、入力変調信号平均電力 Ρ
in ( ,ave、)における EVM 値と、利得と位相の電力依存性との間の関係式が式（10)のように得られる。
[数 10] 肩 ( ( )
Figure imgf000016_0003
以上より、式（10)を用いれば、利得 Gと位相 Θの電力依存性のデータから EVM値 を直接計算することができる。この方法によって EVM値を評価するには利得 Gと位 相 Θの電力依存性のデータが必要である。
そのため、図 8のフローチャートにおいて、評価信号を測定対象に入力するステツ プ A21と、測定対象の振幅歪および位相歪を評価するステップ A22によって、利得 Gと位相 Θの電力依存性のデータを評価する。 [0081] 評価信号としては、所望の変調信号の搬送波周波数を含むか、またはそれに近 、 周波数の信号を用いることが望まし 、。
[0082] 例えば、測定対象力^モリ効果を示さないか、あるいはその効果が弱い場合、すな わち歪特性が変調信号の帯域幅に依存しないかあるいは依存性が弱い場合には、 所望の変調信号の搬送波周波数における正弦波を評価信号として測定対象に入力 して得られた利得 Gと位相 Θの電力依存性によって EVM値を精度良く評価すること ができるので、簡易な装置や評価手法で利得 Gと位相 Θの電力依存性を得ることが できる。そのため測定対象力^モリ効果を示さないか効果が弱い場合においては、評 価信号として所望変調信号の搬送波周波数における正弦波を用いることが望ましい
[0083] 一方、通信システムのチャネル帯域幅が広ぐ周波数による歪特性の変化がチヤネ ル帯域内でも無視できな 、場合、チャネル帯域内の何点かの周波数で利得 Gと位相 Θの電力依存性を評価し、その結果力 各周波数点での EVM値を評価してもよい。 また、それらの各周波数点での EVM値の平均値をチャネルにおける EVM値の代表 値としてもよい。
[0084] 他の例として、測定対象がメモリ効果を示す場合、すなわち歪特性が変調信号の 帯域幅に強く依存する場合には、パワースイープの速度によって利得 Gと位相 Θの 電力依存性が変化するので、利得 Gと位相 Θの電力依存性を評価する際のパワース ィープ速度を所望変調信号の振幅の変化速度に近づけることが望ましい。これにより 、実際の動作に近い利得 Gと位相 Θの電力依存性から EVM値を精度良く評価する ことができる。
[0085] 以上で述べた評価信号は好適な一例であるがこれに限定されるものでない。所望 の変調信号の搬送波周波数、またはそれに近い周波数における利得 Gと位相 Θの 電力依存性が測定できれば、評価信号にどのような信号を用いてもよい。
[0086] 式（10)では、利得の電力依存性 G (P )と位相の電力依存性 θ (P )があるが、こ
in in
の G (P )を0 ) /G' とし、 θ (P )を 0 (P としても式（10)は変化しな in in m in
い。ここで G' と 0 ' は任意の定数である。そのため、利得 G (P )の代わりに G (P )
m m
/G' を用いても良ぐまた位相 0 (P )の代わりに 0 (P を用いても良いこ とが分かる。
[0087] 例えば、 G' を G (P )の入力電力 0における極限値、すなわち線形利得 G (O)とし
m
てもよい。その場合、式（10)において、利得 G (P )の代わりに、線形利得からの利
in
得偏差すなわち振幅歪を表す G (P ) ZG (0)を用いればよい。同様に、 θ ' を θ (Ρ
in
)の入力電力 0における極限値 Θ (0)としてもよい。その場合、式（10)において、位 m
相 Θ (P )の代わりに位相歪 0 (P ) - Θ (0)を用いればよい。
m m
[0088] つまり、振幅歪の歪量である G (P ) /G (0)と、位相歪の歪量である 0 (P ) - Θ (
in in
0)を用いることができる。
[0089] また、式（10)においては、ここまで利得 G (P )の定義で用いられる電力単位は絶
in
対値単位、例えば [w]単位の電力として説明した力 必要に応じて別の単位、例え ば [dB]単位を用いることとし、それに合わせて式を変形してもよ!/、。
[0090] また、ここまで位相 θ (P )の単位は [rad]単位として説明した力 必要に応じて別の
in
単位、例えば [度]や [秒]などの単位を用いることとし、それに合わせて式を変形しても よい。
[0091] 次に、図 8に示したフローチャートのステップ A23において、所望の変調信号の電 力 Z平均電力比の確率密度関数 P (r)を読み出して 、る。確率密度関数 p (r)は変調 信号の種類によって固有の関数形を持つ。例えば、サブキャリア数が十分に多い直 交周波数分割多重変調方式 (OFDM)においては、確率密度関数 p (r)は式（11)で 与えられる。このことは文献「2002年 9月、アイ'ィー 'ィー 'ィー 'ヴィヒキユラ一'テク ノロジ^ ~.カンフアレンス'プロシーディングス、第 2卷、 899〜903頁（IEEE Vehicu lar Technology Conierence, proceedings, vol. 2, pp. 899— 903, Septe mber, 2002)」【こ示されて!/ヽる。
[0092] [数 11] p(r) = exp(- r) - (1 1)
したがって、所望の変調信号に合わせて予め定まる確率密度関数 p (r)の関数形を データとしてデータ処理装置または記憶装置などに予め記録しておき、ステップ A23 にお 、て、変調信号の電力 Z平均電力比の確率密度関数 P (r)のデータをデータ処 理装置または記憶装置から読み出せばよい。なお、確率密度関数 p (r)のデータは 関数形を表す数式の情報でも良ぐまたは数式力 得られる数値列データでも良い。
[0093] また他の方法として、予め測定によって確率密度関数 p (r)を取得し、得られた数値 列データをデータ処理装置や記憶装置などに記録しておき、ステップ A23にお 、て 、確率密度関数 p (r)のデータとしてそれを読み出しても良い。この手法は確率密度 関数 p (r)の関数形が理論的に既知でない場合にも有効に適用可能である。さらに 他の方法として、予め確率密度関数 p (r)を測定し、その結果力も確率密度関数 p (r) を表す経験式を導き、この式をデータ処理装置や記憶装置などに記録しておくことと してちよい。
[0094] 記憶する情報量を削減する観点からは、確率密度関数 p (r)は数値列データよりも 関数形を表す数式の情報としてデータ処理装置や記憶装置などに記憶する方が望 ましい。
[0095] また、所望の変調方式が複数ある場合、それぞれの変調方式に対応する確率密度 関数 p (r)を用意しておけば、それぞれの変調方式に対応する EVM値の評価に適 用できる。
[0096] 図 8に示したフローチャートのステップ A24において、ステップ A21、 A22で得られ た利得 G (P )および位相 0 (P )の電力依存性と、ステップ A23で得られた確率密
in m
度関数 p (r)とを用いて式 (10)に含まれる積分計算を行なう。
[0097] rが十分小さ 、または十分大き!/、範囲では、被積分関数に含まれる rp (r)が 0に近 づくので、そのような rの範囲は積分値への寄与が無視できる。そのため、式（10)で は、積分範囲が 0から PARとなっている力 実際の計算においては EVM値に大きな 誤差が生じない程度に積分範囲の下限値と上限値を適当に打ち切ってもよい。積分 範囲を適切な範囲で打ち切ることにより、 EVM値の精度を劣化させることなくデータ 処理量および処理時間を削減できる。
[0098] また、積分計算においては、複数の r値で被積分関数のデータを取り、例えば台形 公式などを用いて積分値を計算する。その場合、必要に応じてデータ点の取り方を 任意に選択でき、例えば、精度を重視する場合はデータ点を多く取ればよぐデータ 処理量および処理時間の削減を重視する場合はデータ点を少なくすればよい。
[0099] 式（10)において、積分変数として変調信号の電力 Z平均電力比 rを用いているが 、必要があれば積分変数を適当な別の変数に変換しても良ぐ例えば rを rP に
m (ave) 等 、変調信号入力電力 P
inに変数変換して積分計算しても良 、。
[0100] 図 8に示したフローチャートのステップ A25において、式（10)に従い、ステップ A2
4で得られた積分値の平方根を取ることで EVM値を求める。
[0101] ここで得られた値は絶対値単位である力 必要に応じて他の単位に変えてもよい。
例えば、パーセント単位にする場合、式（10)で得られた値に 100を掛ければ良い。
[0102] 図 8のフローチャートのステップ A26において、歪の評価を終了するか否か判定す る。
[0103] 歪の評価を終了しない場合、これまでと同じ評価条件で歪の評価を繰り返しても良 ぐまた平均電力、搬送波周波数、または利得と位相の電力依存性を評価する際の パワースイープの速度などの評価条件を変えて再度評価を行ってもよい。
[0104] 実際の EVM値は、測定対象の振幅歪および位相歪の他に、測定対象の周辺回 路または測定系の持つ残留 EVMの影響を受けることがある。図 8のフローチャートの ステップ A27にお!/、て、この残留 EVMを評価するか否か判定する。
[0105] ステップ A27にお!/、て残留 EVMを評価すると判断した場合、ステップ A28にお!/ヽ て、残留 EVMを評価する。また、評価しないと判断した場合、ステップ A30の処理に に進む。
[0106] ステップ A28にて残留 EVM値を評価した場合、ステップ A29にお!/、て、残留 EV M値と測定対象の歪による EVM値を合成した EVM値を求める。以下、その計算方 法を示す。
[0107] 復調信号において、測定対象の歪による発生する誤差ベクトル e と、測定対象
DUT
の周辺回路や測定系から発生する誤差ベクトルを e との双方を考えた場合の全体
res
の誤差ベクトルを EVM とすると、式（12)によって表すことができる。
total
[0108] [数 12] = -(12)
Figure imgf000021_0001
そして、測定対象の歪による発生する誤差ベクトル e のみを考えた場合の EVM
DUT
値 (EVM )は式（13)、測定対象の周辺回路や測定系から発生する誤差ベクトル
DUT
e のみを考えた場合の残留 EVM値 (EVM )は式（14)でそれぞれ与えられる。 res res
[数 13]
EVMour = -(13)
Figure imgf000021_0002
[数 14」
Figure imgf000021_0003
ここで、測定対象の歪による誤差ベクトル e と測定対象の周辺回路や測定系から
DUT
発生する誤差ベクトル e が無相関であれば、 EVM と EVM と EVM との間に res total DUT res は式（15)の関係式が成り立つ。
[数 15] ^,。 )= ( + ^ ( (OTe)) (is)
無相関性を表す式 2 D(/r ( ). eres ( ) = 0および式 （19) と式 （20) を式 （18) に代入、 整理 また、 e と e に相関があれば、一般に、式（16)の不等式が成立する。なお、 EV
DUT res
M が最大値（EVM +EVM )を取るのは、任意のサンプリング点において e total DUT res D と e が平行かつ同方向の場合である。 EVM が最小値（ I EVM —EVM
UT res total DUT res
I )を取るのは、任意のサンプリング点において e と e が平行かつ逆方向の場合 である。
[0112] [数 16]
Figure imgf000022_0001
) < EVM DUT (Pin(aJ+ EVMres (Pin(me) ) -(16) したがって、残留 EVMの特性 (EVM )が既知であれば、例えば、式（10)を用い
res
て得た測定対象の EVM値 (EVM )と合わせて、式（15)を用いることにより、測定
DUT
対象の歪と測定対象以外に起因する残留 EVMの両者の影響がある場合の EVM値 (EVM )を得ることができる。式（15)を用いて得られる EVM値は、測定対象の歪 total
と測定対象以外に起因する誤差 (残留 EVM)が無相関であるか無相関に近い場合 に精度が良くなる。
[0113] または、式（15)の代わりに、式（16)を用いて測定対象の歪と測定対象以外に起 因する残留 EVMの両者の影響がある場合の EVM値 (EVM )の下限値と上限値
total
を見積もっておき、これらの下限値と上限値の間に含まれる値を EVM値として用い ても良い。
[0114] 図 8に示したフローチャートでは、測定対象の歪による EVM値を評価した後に残留
EVM値を評価した力 逆に残留 EVM値を評価した後に測定対象の歪による EVM 値を評価しても良ぐこれらの評価の順序に制限はない。
[0115] 次に、図 8に示したフローチャートのステップ A30において、一例の評価処理を終 了する力否か判定する。評価を終了しない場合、ステップ A21力も再度評価を行なう こととなる。
[0116] (第 2の実施形態）
第 1の実施形態では、一例として、利得 G (P )と位相 0 (P )の電力依存性を評価
m in
し、振幅歪と位相歪の両者を考慮した場合の EVM値を式（10)により求めた。しかし 、本発明においては、利得 G (P )
mの電力依存性のみを評価し、振幅歪のみを考慮し た場合の EVM値 (EVM )を計算することとしてもよ 、。その場合の EVM値は
AM/AM
式（10)において 0 (rP ) - θ (P )を 0として位相歪の影響を除いた式（17)
m i,ave m(ave)
で与えられる。
[0117] [数 17] EVMAM,AM
Figure imgf000023_0001
また、式（ 17)で与えられる EVM 値は、利得 G (P )を [dB]単位で表した利
AM/ AM in
得 G (P )を用いることにより式（18)のように表現することもできる。
(dB) in
[0118] [数 18]
Figure imgf000023_0002
さらに、式（IS)は、振幅歪が十分小さい場合（{G, 、(rP t )-Gf 、（P ,
(dB) in(ave) (dB) in(ave)
< < 20dB)にお 、て、式（ 19)のように近似することで簡略ィ匕することもできる。
隱 19] 匪 AM, AM ( ) )¾^"i dr' り · r · Κ^) Κ (-) )— G(dB) [Pi ave) f … (19) [•.·1(Τ «1 + χ1η10, χ = {G(dB) {rPin(ave))- G(dB) (Pin(ave) )}/ 20 したティラー展開近似 J また、振幅歪のみを考慮した場合と同様に、位相 0 (P
m )の電力依存性のみを評価 し、位相歪のみを考慮した場合の EVM値 (EVM )を計算しても良 ヽ。その場
AM/PM
合の EVM値は式（10)において G(rP )/G(P )を 1として振幅歪の影響を
in ave ) in (ave)
除 、た式（20)で与えられる。
[0120] [数 20]
EVM膽 M、P •(20)
Figure imgf000023_0003
さらに、式（20)は、位相歪が十分小さい場合（Θ (rP ) - Θ (P )<<2rad
in (ave) in (ave)
= 115° )において、 [度]単位で表した位相 0 (P )を用いて式（21)のように近
(deg) in
似することで簡略ィ匕することができる。
[0121] [数 21]
Figure imgf000024_0001
振幅歪と位相歪の両者を考慮した場合の EVM計算式（10)カゝら得られる EVM値 と、振幅歪のみを考慮した場合の EVM計算式（17)カゝら得られる EVM 値と、
AM/AM 位相歪のみを考慮した場合の EVM計算式（20)力 得られる EVM 値との間
AM/PM
には、振幅歪が十分小さい場合 (G (rP ) /G (P )〜1)においては、式（22
in (ave) in i,ave)
)の近似的な関係式が成立する。
[数 22]
EVM(pin(ave) ) * {丽 AMI AM [P AVE) + {EVMAMI PM [PI AVE) )}Z … (22)
したがって、振幅歪のみ考慮した場合の EVM 値を式（17)または式（18)ま
AM/AM
たは式（19)力 求め、位相歪のみ考慮した場合の得られる EVM 値を式（20)
AM/PM
または式（21)力 求め、個別に得られた EVM 値と EVM 値から式（22)
AM/AM AM/PM
を用いて振幅歪と位相歪の両者を考慮した場合の EVM値を計算することとしてもよ い。
[0123] 図 10は、第 2の実施形態による EVM評価方法の手順を示すフローチャートである 。図 10には、振幅歪のみを考慮した場合の EVM値と位相歪のみを考慮した場合の EVM値から全体の EVM評価を行う方法が示されて!/、る。 EVM評価方法の手順を 示すフローチャートである。
[0124] 第 2の実施形態では、図 8に示した第 1の実施形態のステップ A24の代わりに、確 率密度関数で重み付けした振幅歪を積分処理するステップ A24aと、同様に位相歪 を積分処理するステップ A24bとがある。また、第 2の実施形態では、第 1の実施形態 におけるステップ A25の代わりに、ステップ A24aで得られた積分値から振幅歪を EV M値を計算するステップ A25aと、ステップ A24bで得られた積分値から位相歪を EV M値を計算するステップ A25bとがある。 [0125] また、第 2の実施形態は、ステップ A25aおよび A25bの後に、ステップ A31にて、 振幅歪と位相歪による EVM値から両者の歪による EVM値を計算している点でも第 1の実施形態と異なる。
[0126] 図 10に示したフローチャートでは、ステップ A24aおよびステップ A25aにて例えば 式（17)、（18)、（19)などを用いて利得 G (P )の電力依存性のデータ力も振幅歪に
in
よる EVM値 (EVM )を計算すれば良!/、。また、ステップ 24bおよびステップ A2
AM/AM
5bにおいて、例えば式（20)、（21)などを用いて位相 0 (P )の電力依存性のデー
in
タから位相歪による EVM値 (EVM )を計算すれば良!ヽ。
AM/PM
[0127] また、ステップ A31においては、例えば式（22)を用いて、振幅歪による EVM値 (E VM )と位相歪による EVM値（EVM )とから振幅歪および位相歪の両者
AM/AM AM/PM
を含む EVM値を計算すれば良 ヽ。また、振幅歪による EVM値 (EVM )と位
AM/AM 相歪による EVM値 (EVM )とを評価し、それとは別個に式（10)を用いて振幅
AM/PM
歪と位相歪の両者を含む EVM値を計算しても良 、。
[0128] (第 3の実施形態）
EVM評価方法の他の実施形態として、振幅歪による EVM値 (EVM )のみ
AM/AM を評価することも考えられる。第 3の実施形態は、そのような例である。
[0129] 図 11は、第 3の実施形態による EVM評価方法の手順を示すフローチャートである 。第 3の実施形態では、図 10に示した第 2の実施形態におけるステップ 22が測定対 象の振幅歪を測定するステップ 22aに置き換えられている。また、位相歪による EVM 値を計算するステップ 24b、 25bと、振幅歪と位相歪による EVM値から両者の歪によ る EVM値を計算するステップ 31とが省かれて 、る。
[0130] (第 4の実施形態）
EVM評価方法の他の実施形態として、位相歪による EVM値 (EVM )のみ
AM/PM を評価することも考えられる。第 4の実施形態はそのような例である。
[0131] 図 12は、第 4の実施形態による EVM評価方法の手順を示すフローチャートである 。第 4の実施形態では、図 10に示した第 2の実施形態におけるステップ 22が測定対 象の位相歪を測定するステップ 22bに置き換えられている。また、振幅歪による EVM 値を計算するステップ 24a、 25aと、振幅歪と位相歪による EVM値から両者の歪によ る EVM値を計算するステップ 31とが省かれて 、る。
[0132] 以上、説明した第 1〜第 4の実施形態の EVM評価方法によれば、利得 G (P )また
in は位相 0 (P )の少なくとも一方の電力依存性のデータと、各変調方式に対応した確
in
率密度関数 p (r)とから EVM値を計算することができるので、回路規模や消費電力 の増大、演算量の増大につながる多数のサンプリングおよび平均演算を行う必要が 無い。
[0133] 従来は、式（1)に基づき、多数のサンプリング点における誤差ベクトルの電力の平 均を求めることで EVM値を評価していた。これに対して、これら第 1〜第 4の実施形 態に示した EVM評価方法では、サンプリング点の平均を計算する代わりに、例えば 式（10)のような積分を計算することで EVM値を求めることができ、演算量およびデ ータ量が削減されている。
[0134] また、第 1〜第 4の実施形態の EVM評価方法によれば、変調信号を用いずに、例 えば正弦波を用いて EVM値を評価することができるので、変調信号に対応した高コ ストの復調器を EVM評価用に設ける必要が無!、。
[0135] なお、これらの EVM評価方法は、例えばデータ処理装置や記憶装置上に実装し た回路シミュレータや、 EVM値を実験的に評価する装置や、 EVM値をパラメータと して使用する通信回路などの幅広い分野の対象に対して適用できるものである。
[0136] (第 5の実施形態）
本発明の第 5の実施形態として、上述した EVM評価方法を用いた回路シミュレ一 タを示す。図 13は、第 5の実施形態による回路シミュレータの構成を示すブロック図 である。図 13を参照すると、回路シミュレータは、入力装置 149、記憶装置 155、デ ータ処理装置 156、および出力装置 157を有している。
[0137] ここでは、第 5の実施形態の回路シミュレータは、第 1の実施形態に示した EVM評 価方法を用いている。
[0138] 入力装置 149は、操作により各種データ等の情報を入力する装置、例えばキーボ ードである。
[0139] 記憶装置 155は、評価信号記憶部 150、測定対象記憶部 151、歪量記憶部 152、 変数 ·関数記憶部 153、および残留 EVM値記憶部 154を備えている。 [0140] 評価信号記憶部 150は、入力装置 149から入力された評価信号の情報を記憶す る。測定対象記憶部 151は、入力装置 149から入力された測定対象の情報を記憶 する。歪量記憶部 152は、データ処理装置 156で得られた振幅歪および位相歪を記 憶する。変数，関数記憶部 153は、入力装置 149から入力された変調信号電力 Z平 均電力比および確率密度関数を記憶する。残留 EVM値記憶部 154は、入力装置 1 49から入力された残留 EVM値を記憶する。
[0141] データ処理装置 156は、プログラムを実行することにより所定のシミュレーション処 理を行うコンピュータ力もなる。プログラムを実行することにより、デ一タ処理装置 156 は、評価信号発生部 141、測定対象モデル la、評価部 142、積分処理部 143、測定 対象 EVM値計算部 144、およびトータル EVM値計算部 146を有する構成を実現 する。
[0142] 出力装置 157は、データ処理装置 156からの情報を出力する装置、例えばデイス プレイ装置または印刷装置である。出力装置 157は測定対象 EVM値表示部 147お よびトータル EVM値表示部 148を備える。
[0143] 以上の構成の回路シミュレータにおいて、まず、評価信号の情報が入力装置 149 から入力され評価信号記憶部 150に格納される。ここで述べる評価信号の情報とは 、評価信号の種類、例えば評価信号が正弦波か変調波力を指定する情報、搬送波 の周波数、パワースイープの速度、評価信号を発生させるためのルーチンプログラム などを指す。
[0144] また、測定対象の情報が入力装置 149から入力され測定対象記憶部 151に格納さ れる。ここで述べる測定対象の情報とは、測定対象の特性を再現するためのモデル パラメータ、ルーチンプログラムなどを指す。
[0145] また、所望の変調信号の電力 Z平均電力比 rの確率密度関数 p (r)の情報が入力 装置 149から入力され変数 ·関数記憶部 153に格納される。確率密度関数 p (r)の情 報は第 1の実施形態にて詳細に説明したものである。
[0146] そして、評価信号発生部 141は、評価信号記憶部 150に格納された情報に基づき
、数値的な評価信号を発生させる。発生した評価信号は測定対象モデル laに入力 される。 [0147] 測定対象記憶部 151に記憶された測定対象の情報に基づ 、て測定対象モデル la は、評価信号発生部 141からの出力評価信号に対して所定の数値的な計算を行う。
[0148] 評価部 142は、測定対象モデル laの出力信号から、測定対象モデル laの振幅歪 と位相歪の電力依存性を測定する。評価信号は、第 1の実施形態で詳細に述べたよ うに、所望の変調信号の搬送波周波数か、またはそれに近い周波数における利得 G と位相 Θの電力依存性を測定できるものである限りにおいて、どのような信号であつ てもよい。
[0149] 評価部 142にお 、て得られた測定対象モデル laの振幅歪と位相歪の電力依存性 のデータは歪量記憶部 152に格納される。
[0150] 積分処理部 143は、歪量記憶部 152に格納された測定対象モデル laの振幅歪と 位相歪の電力依存性のデータと、変数 ·関数記憶部 153に格納されている確率密度 関数 p (r)の情報を用いて、確率密度関数で重み付けされた歪量の所定の積分演算 を行う。この積分演算は、例えば式（10)に含まれる積分演算である。
[0151] 測定対象 EVM値計算部 144は、例えば式（10)に基づき、積分処理部 143におい て得られた積分量の平方根を取ることで測定対象モデルの歪による EVM値を計算 する。測定対象 EVM値計算部 144で得られた EVM値は、測定対象 EVM値表示 部 147にて表示される。
[0152] さらに、測定対象の周辺回路や測定系の残留 EVM値を考慮する必要がある場合 には、予め得られている残留 EVM値のデータを入力装置 149から入力し、残留 EV M値記憶部 154に格納しておく。
[0153] トータル EVM値計算部 146は、測定対象 EVM値計算部 144で得られた EVM値 と、残留 EVM値記憶部 154に格納されている残留 EVM値とを用いて、歪による EV Mおよび残留 EVMから両者の影響を含むトータルの EVM値を計算する。トータル の EVM値は、例えば、式（15)または式（16)〖こよって計算される。トータル EVM値 計算部 146で得られた EVM値は、トータル EVM値表示部 148にて表示される。
[0154] なお、振幅歪による EVM値のみを評価したい場合は、図 13に示した構成におい て、評価部 142が振幅歪のみ評価し、積分処理部 143および測定対象 EVM値計算 部 144が、例えば式（17)、式（18)、または式（19)に基づいて振幅歪による EVM値 を計算すれば良い。
[0155] また、位相歪による EVM値のみを評価したい場合は、図 13に示した構成において 、評価部 142が位相歪のみ評価し、積分処理部 143および測定対象 EVM値計算 部 144が、例えば式（20)または式（21)に基づいて位相歪による EVM値を計算す れば良い。
[0156] (第 6の実施の形態）
本発明の第 6の実施形態として、第 2の実施形態に示した EVM評価方法を用いた 回路シミュレータを示す。図 14は、第 6の実施形態による回路シミュレータの構成を 示すブロック図である。図 14を参照すると、回路シミュレータは、入力装置 149、記憶 装置 155、データ処理装置 156、および出力装置 157を有している。
[0157] 入力装置 149および記憶装置 155は図 13と同じものである。
[0158] データ処理装置 156は、プログラムを実行することにより所定のシミュレーション処 理を行う。プログラムを実行することにより、データ処理装置 156は、評価信号発生部 141、測定対象モデル la、振幅歪評価部 142a、位相歪表株 142b、振幅歪積分処 理部 143a、位相歪積分処理部 143b、振幅歪 EVM値計算部 144a、位相歪 EVM 値計算部 144b、測定対象 EVM値計算部 145、およびトータル EVM値計算部 146 を有する構成を実現する。
[0159] つまり、本実施形態では、図 13に示した第 5の実施形態における評価部 142が振 幅歪評価部 142aと位相歪評価部 142bに置き換えられ、積分処理部 143が振幅歪 量積分処理部 143aと位相歪量積分処理部 143bに置き換えられている。また、第 5 の実施形態における測定対象 EVM値計算部 144が振幅歪 EVM値計算部 144aと 位相歪 EVM値計算部 144bに置き換えられ、新たに測定対象 EVM値計算部 145 が設けられている。
[0160] 出力装置 157は、データ処理装置 156からの情報を出力する装置、例えばデイス プレイ装置または印刷装置である。出力装置 157は測定対象 EVM値表示部 147お よびトータル EVM値表示部 148を備える。つまり、本実施形態では、図 13に示した 第 5の実施形態の構成に対して新たに振幅歪 EVM値表示部 147aと位相歪 EVM 値表示部 147bが設けられている。 [0161] 以上の構成において、振幅歪評価分 142aは振幅歪の電力依存性を求め、振幅歪 量積分処理部 143aに送る。振幅歪量積分処理部 143aは、振幅歪評価部 142aで 得られた振幅歪の電力依存性と、変数'関数記憶部 153から読み出された確率密度 関数 p (r)とを用いて、例えば式（17)、（18)、または（19)に含まれる積分演算を行う
[0162] また、位相歪評価分 142bは位相歪の電力依存性を求め、位相歪量積分処理部 1 43b〖こ送る。位相歪量積分処理部 143bは、位相歪評価部 142bで得られた位相歪 の電力依存性と、変数 ·関数記憶部 153から読み出された確率密度関数 p (r)とを用 いて、例えば式（20)または（21)に含まれる積分演算を行う。
[0163] 振幅歪 EVM値計算部 144aは、例えば式（17)、 (18)、または（19)に基づき、振 幅歪量積分処理部 143aで得られた積分値の平方根を取ることにより振幅歪による E VM値を計算する。また、位相歪 EVM値計算部 144bは、例えば式（20)または（21 )に基づき、位相歪量積分処理部 143bで得られた積分値の平方根を取ることにより 振幅歪による EVM値を計算する。振幅歪 EVM値計算部 144aで得られた振幅歪に よる EVM値は振幅歪 EVM値表示部 147aで表示される。また、位相歪 EVM値計算 部 144bで得られた位相歪による EVM値は位相歪 EVM値表示部 147bで表示され る。
[0164] 測定対象 EVM値計算部 145は、振幅歪 EVM値計算部 144aで得られた振幅歪 による EVM値と、位相歪 EVM値計算部 144bで得られた位相歪による EVM値とを 用いて、例えば式 (22)に基づき、振幅歪と位相歪の両者の影響を含む測定対象の EVM値を計算する。
[0165] なお、第 5、第 6の実施形態において、残留 EVM値の影響を考慮する必要がない 場合は、残留 EVM値記憶部 154とトータル EVM値計算部 146とトータル EVM値表 示部 148を省いても良い。
[0166] 図 15は、測定対象の一例となる増幅器の振幅歪および位相歪の電力依存性を示 すグラフである。図 16は、従来技術と第 6の実施形態で計算した EVM値の比較を示 すグラフである。図 16には、測定対象を図 15に示した特性の増幅器とし、 IEEE802 . 11a規格の OFDM変調信号を測定対象に入力した場合の EVM値を、図 3で示し た従来技術と、図 14で示した第 6の実施形態とに基づいて計算した結果が示されて いる。
[0167] 図 16を参照すると、第 6の実施形態での計算結果は従来技術での計算結果と非常 に良く一致していることが分かる。このことは、多数のサンプリング点を取らず、所望の 変調方式に対応した復調器を用いることなく行った第 6の実施形態の EVM値評価 方法によって EVM値を正しく評価でき、少なくとも図 3に示した従来技術と同等の精 度で EVM値を求めることができることを示して!/、る。
[0168] なお、図 16に示した EVM値の計算において、従来技術では実際に測定対象に O FDM変調信号を入力し、得られた出力信号に復調処理を行なっている。そのため、 従来技術では OFDM変調および復調に対応したシミュレータを必要とする力 一般 に、そのような高度な計算機能を有するシミュレータは高価であり、普及しているとは 言い難い。
[0169] これに対して、第 6の実施形態においては、測定対象に正弦波を入力して得られる 振幅歪および位相歪の電力依存性力 EVM値を計算している。すなわち、第 6の実 施形態によれば、 OFDM変調および復調を行なわずに EVM値を評価することがで きる。すなわち、第 6の実施形態においては、少なくとも正弦波応答が計算できる機 能を持つシミュレータがあれば良ぐそのような計算は比較的安価で普及しているハ 一モニックバランスシミュレータで実行できる。
[0170] なお、第 6の実施形態においては、正弦波を評価信号に用いているが正弦波以外 の信号を適宜用いてよい。
[0171] このように、従来では変調および復調処理が必要とされたため高機能なシミュレ一 タが必要とされたが、本発明によれば変調および復調処理が不要なので、より安価 で広く普及したシミュレータで EVM値を計算できる。
[0172] 図 16のような EVM値を計算する際、図 3に示した従来技術では、サブキャリア数 5
2、パケット長 100、フレーム数 20の OFDM変調信号を用いて EVM値を計算してい た。そのため 1点の平均電力における EVM値を計算するために 52 X 100 X 20= 1
04000点で誤差ベクトルをサンプリングし、誤差ベクトル電力の平均化処理を行なう 必要があった。 [0173] これに対して、第 6の実施形態では、 1点の平均電力における EVM値を計算する ために、変調信号の電力 Z平均電力比 rがー 13. 5dBから 7dBの範囲で 0. 5dB刻 みとなる点でデータを取り台形公式を用いて積分計算を行なっている。したがって、（ 7—（— 13. 5) ) /0. 5 + 1 =42点の電力における振幅歪および位相歪のデータが あれば良!、。従来技術に比べて遥かに少な!、データ点数で従来技術と同等の精度 で EVM値を計算できて!/、る。
[0174] つまり従来技術と比べて EVM値評価に必要なデータ数が大幅に削減されている。
このことは計算時間の短縮にも貢献しており、例えば、図 16の EVM値の結果を得る ために必要とされた計算時間は、従来技術では 228秒であったのに対して、第 6の実 施形態では 26秒であった。
[0175] なお、積分範囲を r値が— 13. 5dBから 7dBとなる範囲に選んだ理由は、 IEEE80 2. 1 la規格の OFDM変調信号にぉ 、て確率密度関数の値が 1%以上になるように rの範囲を定めた力もである。ただし、適宜、積分範囲をここで述べた範囲と異なる値 に取っても良ぐ本発明が特定の範囲に限定されることはない。また積分計算に用い るデータ点数も同様にここで述べた値に限定されない。
[0176] なお、ここでは変調方式として無線 LAN規格 IEEE802. 11aを例として説明を行 なったが、本発明はこれに限定されるものではない。本発明における EVM値の評価 手法は他の変調方式にも容易に適用することができる。
[0177] 以上説明したように、第 5、 6の実施形態に示した回路シミュレータでは、従来技術 のような多数のサンプリングおよびそれらの平均化処理が不要なので、シミュレーショ ンの計算時間が大幅に短縮される。
[0178] また、第 5、 6の実施形態に示した回路シミュレータでは、従来技術のような変調お よび復調処理のための演算が不要となり、より安価で簡易的な回路シミュレータによ り実現可能である。
[0179] (第 7の実施形態）
本発明の第 7の実施形態として、上述した EVM評価方法を用いた測定装置を示 す。図 17は、第 7の実施形態による測定装置の構成を示すブロック図である。図 17 を参照すると、測定装置は、信号発生装置 177と EVM値評価装置 176を有している 。信号発生装置 177は評価信号発生器 161を有している。また、 EVM値評価装置 1 76は、測定部 172、記憶部 173、データ処理部 174、出力部 175、および信号発生 装置 177を有している。
[0180] また、測定部 172は、入力信号測定器 164、出力信号測定器 165、および評価部 166を有している。記憶部 173は、歪量記憶部 167および変数'関数記憶部 168を 有している。データ処理部 174は、積分部 169および EVM値計算部 170を有してい る。出力部 175は、 EVM値表示部 171を有している。
[0181] 評価信号発生器 161で発生された評価信号は、力ブラ 162aにて測定対象 1と EV M値評価装置 176に分岐されている。また、測定対象 1からの出力信号は、力ブラ 1 62bにて終端器 163と EVM値評価装置 176に分岐されている。
[0182] 図 17に示した構成においては、信号発生装置 177の評価信号発生器 161は所定 の評価信号を発生し、力ブラ 162aに入力する。評価信号は、第 1の実施形態にて詳 細に述べたように、所望の変調信号の搬送波周波数か、またはそれに近い周波数に おける利得 Gと位相 Θの電力依存性が測定できるならば、どのような信号であっても よい。
[0183] 評価信号は、力ブラ 162aを通じて測定対象 1および入力信号測定器 164に入力さ れる。入力信号測定器 164はその評価信号の振幅と位相を測定する。
[0184] 測定対象 1に評価信号を入力することにより測定対象 1から出力された出力信号は 、力ブラ 162bを介して出力信号測定器 165に送られる。なお、力ブラ 162bで分岐さ れたもう一方は、ここでは終端器 163で終端されることとする。終端器 163の代わりに 他の測定装置、例えばスペクトルアナライザ等に接続してもよ 、。
[0185] 出力信号が与えられた出力信号測定器 165は、その出力信号の振幅と位相を測 定する。
[0186] 入力信号測定器 164および出力信号測定器 165での測定結果は評価部 166に与 えられる。
[0187] 評価部 166は、入力信号測定器 164で得られた入力評価信号の振幅と位相と、出 力信号測定器 165で得られた出力評価信号の振幅と位相とから、測定対象 1の振幅 歪および位相歪の電力依存性を求める。評価部 166で得られた測定対象 1の振幅 歪および位相歪の電力依存性のデータは歪量記憶部 167に格納される。
[0188] なお、入力信号の位相量が電力に依存しなければ入力信号の位相を測定せず、 出力信号の位相量をそのまま位相 0 (P )
mとして用いれば良い。
[0189] 変数，関数記憶部 168には、所望の変調信号の電力 Z平均電力比 rの確率密度関 数 p (r)の情報が格納されて!、る。確率密度関数 p (r)の情報は第 1の実施形態として 詳細に説明したものと同じである。
[0190] 積分部 169は、歪量記憶部 167から読み出した測定対象 1の振幅歪および位相歪 の電力依存性のデータと、変数 ·関数記憶部 168から読み出した所望の変調信号の 電力 Z平均電力比 rの確率密度関数 p (r)の情報とを用いて、例えば式（10)に含ま れている積分演算を行う。 EVM値計算部 170は、例えば式（10)に基づき、積分部 1 69で得られた積分値の平方根を取ることにより EVM値を求める。 EVM値表示部 17 1は、 EVM値計算部 170で得られた EVM値を表示する。
[0191] (第 8の実施の形態）
本発明の第 8の実施形態として、上述した EVM評価方法を用いた他の構成の測 定装置を示す。第 7の実施形態に示した、測定部 172、記憶部 173、データ処理部 1 74、および出力部 175を含む EVM値評価装置 176は複数の装置に分離してもよ!/ヽ
[0192] 図 18は、第 8の実施形態による測定装置の構成を示すブロック図である。図 18を 参照すると、第 8の実施形態は、一例として、第 7の実施形態の EVM値評価装置 17 6が、記憶部 173およびデータ処理部 174を含む演算装置 178と、出力装置 175aと 、入力信号測定器 164と、出力信号測定器 165とに分離された構成を有している。ま た、第 8の実施形態において、評価部 166はデータ処理部 174に含まれている。そし て、第 8の実施形態における測定装置の動作の詳細は、第 7の実施形態のものと同 じである。
[0193] 第 7および第 8の実施形態において、振幅および位相歪を評価し、両者の影響を 含む EVM値を評価する例を示した力 本発明はこれに限定されるものではない。例 えば、振幅歪または位相歪のいずれか一方のみを評価し、その評価結果に基づき E VM値を評価することとしてもよ 、。 [0194] 振幅歪の電力依存性の評価結果に基づ!/、て振幅歪のみの影響を考慮した EVM 値を計算するに、データ処理部 174は、例えば式（17)、式（18)、または式（19)に 基づいて計算すればよい。また、位相歪の電力依存性の評価結果に基づいて位相 歪のみの影響を考慮した EVM値を計算するには、データ処理部 174は、例えば式（ 20)または式 (21)に基づ 、て計算すればょ 、。
[0195] このように、本発明では振幅歪および位相歪が EVM値に与える影響を定量的に評 価および比較することができる。
[0196] 従来技術では、利得や飽和出力などの基本特性を得るため評価信号に正弦波を 用いる測定装置とは別に、 EVM評価をするためには図 4に示したような復調器 42を 含む EVM評価装置 51が必要であった。しかし、第 7、 8の実施形態の測定装置を用 いれば、例えば復調器を備えておらず、また変調信号に対応していない測定装置で あっても、 EVM値を評価することができる。すなわち、利得や飽和出力などの基本特 性の評価に用いる正弦波対応の測定装置によって、 EVM値を評価する測定装置を 構成することができる。
[0197] このように本発明によれば、基本特性を評価するのに用いられる測定装置によって 、 EVM値評価用の測定装置を構成できるため、評価のための装置導入のコストを低 減できると共に、測定時間の短縮にもつながる。
[0198] 以上、説明したように、第 7、 8の実施形態によれば、測定回路において、復調器を 備えな 、構成でも EVM評価が可能なので、利得や飽和出力などの基本特性の評 価に用いる正弦波対応の測定装置により EVM評価を実現でき、評価、測定用の装 置導入コストを削減すると共に、測定時間を短縮することができる。
[0199] (第 9の実施形態）
本発明の第 9の実施形態として、上述した EVM評価方法を用いた通信回路を示 す。図 19は、第 9の実施形態による通信回路の構成を示すブロック図である。図 1を 参照すると、送信回路 192aは、測定対象 lb、 lc、 ld、信号発生器 181、力ブラ 182 a、 182b,切替器 183a、 183b, 191a, 191b,振幅 ·位相評価回路 184、記憶回路 189、および演算回路 190を備えている。記憶回路 189は、変数 ·関数記憶部 185 および振幅'位相量記憶部 186を備えている。演算回路 190は、 EVM値計算器 18 7および制御回路 188を備えている。
[0200] 図 19に示した第 9の実施形態において、信号発生器 181は複数の通信方式に対 応しており、複数方式の変調信号を発生する機能を有するものとする。
[0201] 送信回路 192aの有する複数の測定対象 lb、 lc、 Id- · ·は、それぞれ異なる通信 方式に対応した回路である。例えば、測定対象 lbは無線 LAN規格 IEEE802. 11a 、測定対象 lcは携帯電話規格 GSMZEDGEというように異なる通信方式に対応し ている。あるいは、 1つの測定対象が複数の通信方式に対応するものであってもよい 。また、この測定対象は、通信装置においてどのような機能を構成する回路であって も良ぐ例えば送信用の増幅器であっても良い。
[0202] 送信回路 192aの動作には、所望の変調信号の方式に対応した測定対象とアンテ ナ 193を介して変調信号を送信する期間と、測定対象 lb、 lc、 Id…の EVM値を 評価する期間とがある。測定対象 lb、 lc、 Id…の EVM値を評価する期間におい ては、切替器 183aおよび 183bが導通状態になり、カプラ 182aおよび 182bが振幅' 位相評価回路 184と接続される。切替器 183aおよび 183bは、制御回路 188によつ て制御される。
[0203] また、測定対象 lb、 lc、 Id- · ·の中から測定対象を少なくとも 1つを選択し、切替器 191aおよび 191bにより、その測定対象は信号発生器 181に至る配線と、送信回路 192aの出力、例えばアンテナ 193へと至る配線とに接続される。切替器 191aおよび 191bは、制御回路 188によって制御される。
[0204] 一方、 EVM値を評価する期間においては、信号発生器 181は、 EVM評価用の信 号を発生させる。評価信号は、所望の変調信号の搬送波周波数か、またはそれに近 い周波数における利得 Gと位相 Θの電力依存性が測定できるものであれば、どのよう な信号であってもよい。例えば、変調波の振幅変動速度に近い速度で正弦波の振幅 をスイープするような信号であっても良!、。
[0205] EVM値を評価する期間において、測定対象に入力される評価信号は力ブラ 182a を介して振幅'位相評価回路 184へ送られ、また測定対象から出力される評価信号 は力ブラ 182bを介して振幅 ·位相評価回路 184へ送られる。
[0206] 振幅'位相評価回路 184は、測定対象の入力信号および出力信号から測定対象 の利得および位相を評価する。
[0207] 図 20は、第 9の実施形態の通信回路における振幅'位相評価回路の構成例を示 すブロック図である。図 20Aの例においては、振幅 ·位相評価回路 184は、直交復調 器 20 laおよび 20 lb、 ローノ スフィルタ 202a、 202b, 202c, 202d、およびアナログ Zデジタル変翻 203を備えている。直交復調器 201aは切替器 183aを介してカブ ラ 182aと接続されており、直交復調器 201bは切替器 183bを介して力ブラ 182bと接 続されている。
[0208] 直交復調器 201aは、測定対象に入力される評価信号の包絡線の同相チャネル信 号 (Iin)と直交チャネル信号 (Qin)を求める。得られたこれらの信号はアンチエリアス 用のローパスフィルタ 202aおよび 202bを介してアナログ/デジタル変換器 203へ 送られる。
[0209] 同様に、直交復調器 201bは、測定対象の出力信号の包絡線の同相チャネル信号
(lout)と直交チャネル信号 (Qout)を求める。得られたこれらの信号はアンチエリア ス用のローパスフィルタ 202cおよび 202dを介してアナログ/デジタル変換器 203へ 送られる。
[0210] アナログ Zデジタル変^ ^203は、これら評価信号の包絡線信号 Iinおよび Qinと、 出力信号の包絡線信号 loutおよび Qoutとをデジタル信号に変換し、振幅'位相量 記憶部 186へ送る。振幅，位相量記憶部 186は、振幅，位相評価回路 184で得られ た信号の情報を記憶する。
[0211] EVM値計算器 187は、振幅'位相量記憶部 186に格納されている包絡線信号 Iin 、 Qin、 lout,および Qoutの情報を呼び出し、これらから測定対象の入力および出 力における評価信号の振幅と位相を計算する。例えば、入力の評価信号の振幅と位 相は Iinおよび Qinを用いて計算される。振幅は (Iin2 + Qin2) 1/2により求まり、位相 は Arctan(QinZlin)で求まる。また、出力信号の振幅と位相は、 loutおよび Qout を用いて同様に計算される。また、入力および出力信号の振幅の比力 利得 G (P )
m が得られ、入力および出力信号の位相差から位相 0 (P )
inが得られる。 EVM値計算 機 187は、以上のようにして測定対象の利得および位相の電力依存性のデータを取 得する。 [0212] なお、測定対象力 振幅'位相評価回路 184に至るまでの経路には電力に依存し ない受動的な損失や位相回転がある場合がある。そして、評価信号の通る経路と出 力信号の通る経路とで損失または位相回転が一致しない場合がある。このような場合 、振幅 ·位相評価回路 184で得られる包絡線信号 Iin、 Qin、 lout,および Qoutから 計算された利得は、測定対象の利得をある定数倍した値になる。同様に、包絡線信 号カゝら得られた位相は測定対象の位相からある定数だけずれた値になる。
[0213] ところで、第 1の実施形態において、 EVM値評価式の式（10)の説明で既に述べ たように、式（10)に含まれる利得 G (P )の代わりに G (P ) /G' を用い、位相 0 (P
m in l
)の代わりに 0 (P を用いて EVM値を評価することが可能である。ここで G n in
' と 0 ' は任意の定数である。
[0214] このことから、測定対象力も振幅'位相評価回路 184に至るまでの経路における損 失および位相回転が電力依存性を持たない限り、 EVM値の評価は損失および位相 回転の値に影響を受けないことが分かる。すなわち、 EVM値評価には振幅'位相評 価回路 184で得られる包絡線信号カゝら計算された利得と位相を用いて良いことが分 かる。ただし、測定対象の評価信号および出力信号の電力と EVM値との対応付け を行う場合には、予め測定対象力も振幅'位相評価回路 184に至るまでの経路の損 失量を求めておくことが望ま 、。
[0215] また、入力信号の位相量の電力依存性が十分小さく影響を無視できるのであれば 、入力信号の位相を測定する必要はなぐ出力信号の位相量をそのまま位相 Θ (P
m
)として用いて良い。その場合、振幅'位相評価回路 184は図 20Bに示す構成として もよい。図 20Bの振幅 ·位相評価回路 184は、入力信号を扱う直交変調器 201aを振 幅検出器 204に置き換えて 、る点が図 20Aのものと異なる。
[0216] なお、図 20Aに示した直交変調器 201a、 201b,または図 20Bに示した振幅検出 器 204に過大な電力の信号を入力すると、電力依存性を持った振幅歪または位相 歪が発生する可能性がある。そのような過大な電力の信号が直交変調器 201a、 201 b、または振幅検出器 204に入力されないような方策を採ることが望ましい。一例とし て、カプラ 182aおよび 182bのカップリング量を適切に設計すればよぐ他の例として 、直交変調器 201aおよび 201bの前段に減衰器を設置しておくこととしてもよい。 [0217] 変数，関数記憶部 168には、所望の変調信号の電力 Z平均電力比 rの確率密度関 数 p (r)の情報が格納されるが、確率密度関数 p (r)の情報につ 、ては第 1の実施形 態にて詳細に説明したものと同じものである。
[0218] EVM値計算器 187は、振幅'位相量記憶部 186から読み出した包絡線信号から 計算した利得および位相の電力依存性のデータと、変数 ·関数記憶部 168から読み 出した所望の変調信号の電力 Z平均電力比 rの確率密度関数 p (r)とから、例えば式 (10)に従い所望の変調方式に対応する測定対象の EVM値を計算する。
[0219] 送信回路 192aは、以上の動作による EVM評価を、測定対象 lb、 lc、 Id- - -に適 用して各 EVM値を評価することにより、各測定対象に対応する変調方式において、 所望の出力電力で EVM値規格が達成されているカゝ判定する。
[0220] したがって、変調方式を複数力 選択可能な送信回路 192aは、 EVM値計算器 18 7で得られた測定対象 lb、 lc、 Id- · ·の EVM評価結果に基づき、 EVM値規格を満 たし、かつ通信速度や出力電力などの特性が最も良好な変調方式およびそれに対 応した測定対象を選択することができる。
[0221] 変調信号を測定対象およびアンテナ 193を介して送信する期間において、制御回 路 188は、上述したようにして選択された変調方式に対応した変調信号を発生させる ように信号発生器 181に指示する。また、制御回路 188は、それと共に、その変調方 式に対応した測定対象を、信号発生器 181に至る配線と、送信回路 192aの出力で あるアンテナ 193に至る配線とに接続するように切替器 191a、 191bを制御する。さ らに、制御回路 188は、力ブラ 182a、 182bと振幅 ·位相評価回路 184との接続が切 断されるように切替器 183aおよび切替器 183bを制御する。
[0222] 以上により、送信回路 192aは、 EVM値規格を満たし、かつ通信速度や出力電力 などの特性が最も良好な変調方式およびそれに対応した測定対象を選択して送信 を行なうことができる。
[0223] また、送信回路 192aは、上述した EVM値評価方法で、平均電力を変えて演算を 行うことにより、所望の変調信号における EVM値の平均電力に対する依存性も容易 に評価することができる。したがって、制御回路 188は、評価で得られた所望の変調 信号の平均電力に対する依存性に基づいて、測定対象の出力が EVM値規格を満 たすように、信号発生器 181の出力の平均電力を制御することもできる。
[0224] ここで示した送信回路 192aは、所望の機能を実現する回路の一例であり、本発明 は図 19の回路に限定されるものではない。ここでは各変調方式に対応して切り替え る対象を測定対象としたが、各変調方式に対応して切り替える対象に測定対象 lb、 lc、 Id- · ·以外の部分が存在しても良い。例えば、各変調方式に対応した複数のァ ンテナを設け、これらを各変調方式に対応して切り替える構成にも本発明は適用可 能である。
[0225] また、ここでは測定対象を複数としたが、本発明はその構成に限定されるものでは ない。例えば、送信回路 192aは複数の変調方式に対応した 1つの測定対象を有し ており、各変調方式に対応した利得および位相の電力依存性のデータと確率密度 関数 p (r)のデータから EVM値を評価し、その評価結果に基づき最適な変調方式を 選択する回路構成としてもよい。
[0226] また、例えば、図 19に示した回路例では、デジタル方式の演算回路 190を用いた EVM値の計算を想定している力 本発明はそれに限定されるものではない。例えば 、演算回路 190またはその一部を同様な機能を持つアナログ回路に置き換えても良 ぐまた、 EVM値計算処理に含まれる積分計算はアナログ方式の積分器で行なって も良い。
[0227] 図 5に示したような従来の回路では、 EVM値を評価するために、各変調方式に対 応した専用の復調器が必要であった。各変調方式に対応した専用の復調器には、 図 20に示した振幅 ·位相量評価回路 184に含まれる直交変調器、振幅検出器、ロー パスフィルタ、アナログ Zデジタル変換器に加えて、各変調方式に対応した専用の処 理回路が必要とされる。例えば、 OFDM変調に対応した復調回路では離散フーリエ 変換処理やシリアル Zパラレル変換処理のための回路が必要である。これは回路規 模の増大のみならず設計および製造の工数上大きな負担となり、特に、対応する変 調方式の種類が多い場合にはその負担は非常に大きなものとなる。
[0228] これに対して、図 19に示した第 9の実施形態おいては、いかなる変調方式につい ても図 20に示した振幅 ·位相量評価回路 184で EVM値の評価が可能であるため、 回路構成を簡素化でき、回路の設計および製造における負担を軽減できる。 [0229] また、図 5に示した従来技術による場合、非常に多数の誤差ベクトル電力の平均を 取る必要力 Sある。 f列えば、、特開 2004— 56499号公報にお!ヽて ίま 2000〜3000フレ ームにわたつて誤差ベクトル電力の平均を取る旨が記載されている。しかし、このよう に多数の誤差ベクトル電力の平均を取ることは計算量を増大させ、またその計算のた めに大規模な記憶回路が必要となる。その結果、従来技術による場合、回路の大規 模化と消費電力の増大を招くことになつていた。
[0230] これに対して、図 19に示した通信回路では、第 6の実施形態の説明において既に 述べたように 40点程度の電力における利得と位相のデータがあれば精度良く EVM 値を計算することができる。このように、本発明によれば、わずかなデータ量で EVM 値を計算することができ、その結果として大規模な記憶回路を不要とし、回路規模を 縮小し消費電力を低減できる。
[0231] (第 10の実施形態）
本発明の第 10の実施形態として、上述した EVM評価方法を用いた他の通信回路 を示す。図 21は、第 10の実施形態による通信回路の構成を示すブロック図である。 図 21を参照すると、送信回路 192bは、測定対象 1、信号発生器 181、力ブラ 182a、 182b,切替器 183a、 183b,振幅 ·位相評価回路 184、記憶回路 189、演算回路 1 90、およびバイアス制御回路 194を備えている。記憶回路 189は、変数 ·関数記憶 部 185および振幅'位相量記憶部 186を備えている。演算回路 190は、 EVM値計 算器 187および制御回路 188を備えている。
[0232] 図 21に示した第 10の実施形態の送信回路 192bは、図 19に示した第 9の実施形 態の送信回路 192aに対してバイアス制御回路 194が新たに追加されている。バイァ ス制御回路 194は、制御回路 188の指示に従って測定対象 1へのバイアス条件を制 御する。また、図 21の送信回路 192bでは、説明を簡略化するために、測定対象を 1 つにして切替器 191a、 191bを省いている力 図 19の送信回路 192aと同様に複数 の測定対象および切替器 19 la、 19 lbを有する構成でもよい。
[0233] このような構成を採る第 10の実施形態の送信回路 192bは、第 9の実施形態と同様 の EVM評価を行う。そして、本実施形態では、 EVM値計算器 187で得られた測定 対象 1の歪による EVM値の計算結果に基づき、制御回路 188は、バイアス制御回路 194を介して測定対象 1のバイアス条件を制御する。
[0234] 一般に、測定対象 1の歪はバイアス条件に依存する。したがって、測定対象 1のバ ィァス条件を適切に制御することにより所望の歪特性と消費電力を両立することが可 會 になる。
[0235] 図 22は、測定対象の一例として増幅器の構成を示す概略回路図である。図 22〖こ 示した増幅器 227aは、ノ ィポーラ卜ランジスタ 221、カップリング容量 222 &、 222b, 入力整合回路 223a、出力整合回路 224、ベースバイアス回路 225、およびチョーク コイル 226を備えている。また、増幅器 227aの RF入力端子 228はカプラ 182aへ、 R F出力端子 229はカプラ 182bへ、ベースバイアス制御端子 230はバイアス制御回路 194へそれぞれ接続されて 、る。
[0236] ベースバイアス回路 225は、ベースバイアス制御端子 230の電位に応じて、バイポ ーラトランジスタ 221に流れる静的電流 Iを制御される。ベースノィァス回路 225は、
q
一例として、文献「2001年、アイ'ィ一'ィ一'ィ一'ガリウム'ァーセナイド'アイシ一' シンポジウム.ダイジェスト、 75〜78頁（IEEE GaAs IC Symposium Digest, p p. 75- 78, 2001)」の図 3に記載されている回路を用いても良い。
[0237] 図 23は、図 22に示された増幅器の静的電流を変えて、無線 LAN規格 IEEE802 . 1 laの 54Mbpsモードにおける EVM値の電力依存性をシミュレーションした結果を 示すグラフである。図 23を参照すると、静的電流 Iqを上げることにより EVM値が下が ることが分かる。このこと力 、静的電流 Iqを上げれば、無線 LAN規格 IEEE802. 1 laの 54Mbpsモードにおける EVM値規格（EVM< 5. 6%)が、より高い出力電力 において達成されるといえる。ただし、消費電力の低減の観点からは、静的電流 Iは 可能な限り低減することが望ましい。
[0238] そこで、増幅器 227aを測定対象 1とした送信回路 192bでは、 EVM値の評価結果 を参照しつつバイアス制御回路 194でベースノィァス制御端子 230の電位を制御す ることにより、静的電流 Iqを、所望の出力電力において EVM値規格を満たす最小の 値に制御すればよい。
[0239] なお、ここでは、変調方式として無線 LAN規格 IEEE802. 11aを例示した力 ここ で示した制御は他の変調方式にも容易に適用できる。また、送信回路 192bおよび 増幅器 227aは所望の機能を実現する回路の一例であり、本発明は図 21、 22に示し た回路の構成に限定されるものではない。
[0240] (第 11の実施の形態）
本発明の第 11の実施形態として、上述した EVM評価方法を用いたさらに他の通 信回路を示す。図 24は、第 11の実施形態による通信回路の構成を示すブロック図 である。図 24を参照すると、送信回路 192cは、測定対象 1、信号発生器 181、カブ ラ 182a、 182b,切替器 183a、 183b,振幅 ·位相評価回路 184、記憶回路 189、演 算回路 190、およびインピーダンス制御回路 195を備えている。記憶回路 189は、変 数 ·関数記憶部 185および振幅 ·位相量記憶部 186を備えている。演算回路 190は 、 EVM値計算器 187および制御回路 188を備えている。
[0241] 図 22に示した第 11の実施形態の送信回路 192cは、バイアス回路 194の代わりに インピーダンス制御回路 195を有する点で、図 21に示した第 10の実施形態の送信 回路 192bと異なる。インピーダンス制御回路 195は、制御回路 188の指示に従って 測定対象 1のインピーダンス条件を制御する。
[0242] 第 11の実施形態の送信回路 192cは、他の構成においては第 10の実施形態の送 信回路 192bと同じである。また、第 11の実施形態の送信回路 192cにおいても、説 明を簡略ィ匕するために、測定対象を 1つにしているが、図 19と同様に、測定対象を 複数にし、切替器 191a、 191bを設置しても良い。
[0243] このような構成を採る第 11の実施形態の送信回路 192cは、図 19の送信回路 192 aおよび図 21の送信回路 192bと同様の EVM評価を行う。そして、本実施形態では 、 EVM値計算器 187で得られた測定対象 1の歪による EVM値の計算結果に基づき 、制御回路 188は、インピーダンス制御回路 195を介して測定対象 1の負荷インピー ダンス条件を制御する。
[0244] 一般に、測定対象の歪は負荷インピーダンス条件に依存する。したがって、測定対 象 1の負荷インピーダンス条件を適切に制御することにより歪特性を改善することが 可會 になる。
[0245] 図 25は、測定対象の一例として増幅器の構成を示す概略回路図である。図 25〖こ 示した増幅器 227bは、バイポーラトランジスタ 221、カップリング容量 222a、 222b, 入力整合回路 223b、出力整合回路 224、ベースバイアス回路 225、およびチョーク コイル 226を備えている。また、増幅器 227aの RF入力端子 228はカプラ 182aへ、 R F出力端子 229はカプラ 182bへ、ベースバイアス制御端子 230はバイアス制御回路 194へそれぞれ接続されて 、る。
[0246] 図 25の増幅器 227bは、入力整合回路 223aの代わりに入力整合回路 223bを有 する点で図 22の増幅器 227aと異なる。
[0247] 入力整合回路 223bは、インダクタ素子 233、 235、容量素子 234、 236、および可 変容量素子 232で構成されている。可変容量素子 232の容量値は、可変容量制御 端子 231から与えられる可変容量制御端子 231の電位により制御される。可変容量 素子 232は、容量値を電位によって制御できる素子であればよぐ例えばバラクタダ ィォ ~~トめるいは MEMS、micro electro mechanical systems)素子であつ ¾ よい。
[0248] 本実施形態では、可変容量制御端子 231の電位を制御することにより、バイポーラ トランジスタ 221の入力整合インピーダンスが制御される。
[0249] なお、ここでは説明を簡略ィ匕するために、入力整合回路 223bのみのインピーダン スを可変にしている力 出力整合回路 224のインピーダンスをも可変としても良い。
[0250] 図 2は、図 25に示した増幅器の可変容量素子の容量値を変えて、無線 LAN規格 I EEE802. 1 laの 54Mbpsモードにおける EVM値の電力依存性をシミュレーション した結果を示すグラフである。図 25を参照すると、容量値が 3pFの場合に EVM値が 最も低減されていることが分かる。この結果は、可変容量素子 212の値を変えること で、バイポーラトランジスタ 221の入力整合インピーダンスが EVM特性に対して最適 化されることを示している。
[0251] そこで、増幅器 227bを測定対象 1とした送信回路 192cでは、 EVM値の評価結果 を参照しつつ、歪特性を改善するように、インピーダンス制御回路 195で可変容量制 御端子 231の電位を制御すればよい。このような機能は、増幅器 227b内の回路素 子の製造時に生じる特性ばらつき、または温度変化な 、しは経年変化などのために 生じた特性劣化を、インピーダンス制御によって補償する場合に特に有効である。
[0252] なお、ここでは、変調方式として無線 LAN規格 IEEE802. 11aを例示した力 ここ で示した制御は他の変調方式にも容易に適用できる。また、送信回路 192cおよび増 幅器 227bは所望の機能を実現する回路の一例であり、本発明は図 24、 25に示した 回路の例に限定されるものではない。例えば、測定対象 1の例として図 25に示した増 幅器 227bと異なる回路を測定対象 1として適用しても良い。また、増幅器 227bでは 、可変容量素子 232を用いてインピーダンス制御機能を実現している力 他の例とし て可変抵抗素子または可変インダクタ素子を用いも良い。
[0253] (第 12の実施の形態）
本発明の第 12の実施形態として、上述した EVM評価方法を用いたさらに他の通 信回路を示す。図 27は、第 12の実施形態による通信回路の構成を示すブロック図 である。図 27を参照すると、送信回路 192dは、測定対象 1、信号発生器 181、カブ ラ 182a、 182b,切替器 183a、 183b,振幅 ·位相評価回路 184、記憶回路 189、演 算回路 190、位相回路 196、および振幅回路 197を備えている。記憶回路 189は、 変数 ·関数記憶部 185および振幅 ·位相量記憶部 186を備えている。演算回路 190 は、 EVM値計算器 187および制御回路 188を備えている。
[0254] 図 27に示した第 12の実施形態の送信回路 192dは、位相回路 196と振幅回路 19 7が新たに追加されている点で、図 19に示した第 9の実施形態の送信回路 192aと異 なる。図 27の送信回路 192dにおいても、説明を簡略化するために、測定対象を 1つ にしている力 図 19と同様に、測定対象を複数にし、切替器 191a、 191bを設置して も良い。
[0255] このような構成を採る第 12の実施形態の送信回路 192dは、図 19の送信回路 192 a等と同様の EVM評価を行う。そして、本実施形態では、振幅'位相評価回路 184で 得られた測定対象 1の振幅歪および位相歪に基づき、制御回路 188は、測定対象 1 の持つ位相歪および振幅歪と逆特性が得られるように位相回路 196および振幅回路 197を制御する。
[0256] 測定対象 1の持つ振幅歪および位相歪と逆特性を持つ回路を、測定対象 1の前段 に置き歪を補償する構成は、プレディストーシヨン法として知られている。例えば、文 献「2002年、アドバンスド 'テク-一タス'イン'アールエフ'パヮ一'アンプリファイア一 'デザイン、スティーブ 'シ一'クリップス著、ァーテックハウス発行、 153— 195頁（Ste ve C. Cripps, Advanced Techniques in RF Power Amplifier Design, Artech House, pp. 153— 195, 2002)」に詳糸田力 ^示されて!/ヽる。
[0257] なお、測定対象 1の歪を補償することが可能であれば、位相回路 196および振幅 回路 197はどのような特性のものでもよい。例えば、純粋な包絡線による振幅歪 (A M— AM変換）および位相歪（AM— PM変換）の他に、ドレイン変動による振幅歪（ AM— AM変換)および位相歪 (AM— PM変換)をも補正するような特性を持った回 路を用いてもょ 、（特開 2003 - 258560号公報参照)。
[0258] 図 6に示した従来技術による歪補償では、歪補償を行なうために所望の変調信号 に対応した復調器が必要なため、回路規模が増大し、コストおよび消費電力の増大 を招いていた。これに対して、第 12の実施形態の歪補償によれば、所望の変調信号 に対応した復調器が必要な!/ヽので、コストと消費電力を低減した小規模な回路で歪 補償を実現できる。
[0259] また、図 7に示した従来技術による歪補償回路では、 EVM値を確認する手段を持 たないため、歪補正によって所望の出力で EVM値規格が達成されていることを確認 できず、信頼性にかけるという問題点があった。これに対して、第 12の実施形態によ れば、第 9の実施形態にて説明したような簡便な回路で容易に EVM値を評価でき、 所望の出力で EVM値規格が達成されて 、ることを確認できる。
[0260] また、そのとき EVM値規格を達成して 、なければ、例えば、再び、位相回路 196お よび振幅回路 197を制御し直してもよい。また、位相および振幅の制御にカ卩えて、第 10または第 11の実施形態に示したようなバイアス制御または負荷インピーダンス制 御を組み合わせて用いることにより歪を改善してもよい。また、第 9の実施形態で示し たように通信方式の選択を組み合わせて適切な通信を可能にすることとしてもょ 、。
[0261] 第 2の実施形態で説明したように振幅歪と位相歪による EVM値の影響は別個に評 価することができ、また、そのような評価方法は通信回路上に容易に実現できる。第 1 2の実施形態にぉ 、て、振幅歪と位相歪のうち EVM値への影響が大き 、成分を判 定し、重点的に補正するように位相回路 196と振幅回路 197を制御することとしても よい。例えば、振幅歪と位相歪のうち EVM値への影響が小さいと判断された成分に つ!、ては、判定後から一定の期間にお 、て歪の測定と EVM値の計算を行なわな ヽ こととすれば、 EVM計算に要求される計算量を低減し、演算回路の負荷を抑制する ことができる。
[0262] 第 12の実施形態においては、プレディストーシヨン法による歪補償回路に、 EVM 値を評価する回路を付加した構成を例示したが、本発明は、これに限定されるもので はない。他の歪補償回路、例えばフィードバック法、フィードフォワード法による歪補 償回路にも、 EVM値を評価する回路を付加してもよい。フィードバック法およびフィ ードフォワード法の詳細については、プレディストーシヨン法と同様に、上述したスティ ーブ.シ一'クリップス（Steve C. Cripps)の文献に記載されている。
[0263] 以上説明したように、本発明の第 9〜12の実施形態によれば、従来のような多数の サンプリングおよびそれらの平均化処理が不要となるので、記憶回路に必要とされる 記憶容量が削減でき、回路規模の縮小、消費電力の削減が可能となる。
[0264] また、第 9〜12の実施形態の通信回路は、所定の変調方式に対応した復調器を必 要としな ヽ簡素な構成で EVM評価を行うことができるので、 EVM値に応じた変調方 式の選択または歪の補償を小型で安価な回路により行うことができる。
[0265] また、第 9〜12の実施形態によれば、通信回路は、所望の出力において EVM値 規格が達成されているか否力確認し、達成されていなければ、その状況を改善する ことができるので、従来技術と比べて通信品質の信頼性を改善することができる。
[0266] なお、ここでは本発明の EVM値評価方法を用いた回路の適用対象として、第 9の 実施形態のように EVM値の評価結果に基づき通信方式を変更する回路、第 10、 11 および 12の実施形態のように EVM値の評価結果に基づき歪を補償する回路を例示 したが、本発明はこれらに限定されるものではない。本発明の EVM値評価方法およ びその方法を用いた回路は他の様々な目的に適用可能である。例えば、通信回路 上で EVM値を評価することのみを目的として、 EVM値を評価する回路を用いてもよ い。また、ここでは EVM値評価回路の構成として、第 9、 10、 11、および 12の実施 形態の回路を、それぞれ別個に示したが、各機能を任意に組み合わせて適用しても 良!ヽ。送信回路 192a、 192b, 192c, 192diま、図 19、図 21、図 24、および図 27【こ それぞれ示したような構成を備えている力 送信回路 192a、 192b, 192c, 192dに 含まれる回路を、 1つのダイに実装しても良ぐまた複数のダイに分けて実装しても良 い。
[0267] また、ここでは第 9、 10、 11、および 12の実施形態として EVM値評価方法を送信 回路に適用する例を示したが、本発明はそれに限定されるものではなぐ受信回路 に適用しても良い。ただし、一般に、送信回路ではノイズよりも歪が EVM値劣化の主 要因であるのに対して、受信回路では歪よりもむしろノイズが EVM値劣化の主要因 であるため、 EVM評価回路は送信回路に適用するのがより効果的な場合が多い。
[0268] また、ここでは線形性指標 EVMの評価方法を示してきたが、単調増加または単調 減少する関数 f (x)の Xに本発明の評価方法により得られた EVM値を代入して得ら れる値を評価しても良ぐまたは制御の指標として用いても良い。例えば、 EVM値は 、信号—干渉波電力比（Carrier to Interference Ratio, CIR)およびビットエラ 一レート（Bit Error Rate, BER)と単調増加または単調減少の関係にある（特開 2 004— 56499号公報参照）。そのため、予め、 EVM値と CIRまたは BERとの関係を 測定またはシミュレーション等により求めておき、 EVM値評価で得た EVM値から CI Rまたは BERを算出することとしても良 、。
[0269] さらに、 EVM値力 計算される指標は、 CIRまたは BERに限定されるものではなく 、 EVM値と何らかの関係が定まる指標であれば、その関係に基づいてその指標を評 価することができる。このように本発明の EVM値評価方法で求めた EVM値力 他の 指標を評価する方法は、例えば、第 5、第 6の実施形態に示した回路シミュレータ、第 7、第 8の実施形態に示した評価装置に対して容易に適用できる。第 9、 10、 11、お よび 12の実施形態に示した通信回路にて、 EVM値の代わりに他の指標を用いて通 信方式の変更、歪補償などの制御を行なうこともできる。例えば、式（10)において、 EVM値の 2乗は式（10)内の積分値と一致するので、 EVM値の代わりに EVM値の 2乗を制御指標として用いれば、 EVM値の計算に必要な平方根を取る演算処理を 省き、計算量を削減することができる。
[0270] また、上述した全ての実施形態は本発明の例示であって制限的なものと解されるべ きものではない。

Claims

請求の範囲
[1] 電気回路の評価対象における線形性指標を評価するための線形性評価方法であつ て、
所定の評価信号を前記評価対象に入力するステップと、
前記評価信号を入力された前記評価対象の出力の振幅歪または位相歪の少なくと も一方の歪量を求めるステップと、
前記歪量を用い、所定の変調信号の電力 Z平均電力比の確率密度関数で重み付 けした積分処理を行うステップと、
前記積分処理の結果から前記線形性指標を算出するステップとを有する線形性評 価方法。
[2] 前記位相歪を求めず前記振幅歪のみを求め、該振幅歪の歪量を用いて前記積分処 理を行う、請求項 1記載の線形性評価方法。
[3] 前記振幅歪を求めず前記位相歪のみを求め、該位相歪の歪量を用いて前記積分処 理を行う、請求項 1記載の線形性評価方法。
[4] 前記積分処理により得られた結果から、前記評価対象に前記変調信号を用いた場 合のエラーベクトルマグニチュードを算出するステップをさらに有する、請求項 1記載 の線形性評価方法。
[5] 前記評価対象の周辺回路または測定系の残留エラーベクトルマグニチュードを求め 、前記エラーベクトルマグニチュードと前記残留エラーベクトルマグニチュードとを合 成したトータルのエラーベクトルマグニチュードを算出するステップをさらに有する、 請求項 4記載の線形性評価方法。
[6] 前記評価信号は、前記変調信号の搬送波周波数またはその近傍の周波数の成分を 含む信号である、請求項 1記載の線形性評価方法。
[7] 前記評価信号は、前記搬送波周波数の正弦波信号である、請求項 6に記載の線形 性評価方法。
[8] 電気回路の評価対象における線形性指標を評価するための回路シミュレータであつ て、
所定の評価信号を前記評価対象のモデルに入力する評価信号発生部と、 前記評価信号を入力された前記評価対象のモデルの出力の振幅歪または位相歪 の少なくとも一方の歪量を求める評価部と、
前記歪量を用い、所定の変調信号の電力 Z平均電力比の確率密度関数で重み付 けした積分処理を行う積分処理部と、
前記積分処理部による処理の結果から前記線形性指標を算出する線形性指標計 算部とを有する回路シミュレータ。
[9] 電気回路の評価対象における線形性指標を評価するための評価装置であって、 所定の評価信号を入力された前記評価対象の入力信号および出力信号を測定す る測定器と、
前記入力信号および前記出力信号を用いて、前記出力信号の振幅歪または位相 歪の少なくとも一方の歪量を求める評価部と、
前記歪量を用い、所定の変調信号の電力 Z平均電力比の確率密度関数で重み付 けした積分処理を行う積分部と、
前記積分部による処理の結果力 前記線形性指標を算出する線形性指標計算部 とを有する評価装置。
[10] 線形性指標の評価対象を含む通信回路であって、
所定の評価信号を発生し、前記評価対象に入力する信号発生器と、
前記評価信号を入力された前記評価対象の入力信号および出力信号を測定し、 該入力信号および該出力信号を用いて、前記出力信号の振幅歪または位相歪の少 なくとも一方の歪量を求める評価回路と、
前記歪量を用い、所定の変調信号の電力 Z平均電力比の確率密度関数で重み付 けした積分処理を行い、該積分処理の結果から前記線形性指標を算出する計算器 とを有する通信回路。
[11] 前記信号発生器からの前記評価信号を、通信方式の異なる複数の前記評価対象に 順次与え、各評価対象について得られた前記計算器によって算出された前記線形 性指標に基づいて、複数の前記評価対象の中から通信動作に用いるものを選択す る制御回路をさらに有する、請求項 10記載の通信回路。
[12] 前記計算器によって算出された前記線形性指標に基づいて前記信号発生器からの 前記評価信号の平均電力を制御する制御回路をさらに有する、請求項 10記載の通 信回路。
[13] 前記計算器によって算出された前記線形性指標に応じて前記評価対象のバイアス 条件を制御する制御回路をさらに有する、請求項 10記載の通信回路。
[14] 前記計算器によって算出された前記線形性指標に応じて前記評価対象のインピー ダンス条件を制御する制御回路をさらに有する、請求項 10記載の通信回路。
[15] 前記計算器によって算出された前記線形性指標に応じて、前記入力信号の前記評 価対象への入力時の位相または振幅の少なくとも一方を制御する制御回路をさらに 有する、請求項 10記載の通信回路。
[16] 電気回路の評価対象における線形性指標を評価するためのプログラムであって、 所定の評価信号を前記評価対象に入力するステップと、
前記評価信号を入力された前記評価対象の出力の振幅歪または位相歪の少なくと も一方の歪量を求めるステップと、
前記歪量を用い、所定の変調信号の電力 Z平均電力比の確率密度関数で重み付 けした積分処理を行うステップと、
前記積分処理の結果力 前記線形性指標を算出するステップとをコンピュータに実 行させるためのプログラム。
PCT/JP2005/010768 2004-06-23 2005-06-13 確率密度関数で重み付けした積分処理を用いた線形性評価方法と、それを用いた回路シミュレータ、評価装置、通信回路、およびプログラム WO2006001184A1 (ja)

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