JPS63224698A - 電動機の速度制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電動機の速度制御装置に係り、特に昇圧チョッ
パ回路と電力変換装置を備えた電動機の速度制御に好適
な速度制御装置に関するものである。

〔従来の技術〕

従来、交流電源を整流して直流電源に変換する整流回路
であって、電源電流の高調波を抑制する回路を備えたも
のとして、特開昭５９−１９９８８７３号公報に記載さ
れた回路があり、整流回路の出力端に昇圧チョッパ回路
としてリアクトルとスイッチング素子とを接続し、直流
出力電圧と設定電圧との差の交流電源の電圧信号を乗算
した同期誤差信号と電流波形とを比較し、その差の極性
に応じて上記のスイッチング素子をオン・オフさせるよ
うになっていた。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記従来技術は、直流電源に接続される負荷が電力変換
装置であって、この電力変換装置により電動機を駆動す
る場合についての配慮がなされていなかった。すなわち
、回転速度を変化するのに、電力変換装置に加える直流
入力電圧を変化すれば回転速度が変化する特性の電動機
への上記従来技術の適用にあたっては、直流出力電圧に
対する設定電圧を上記速度とこの速度に対する指令速度
とにより作成するための速度制御回路を追加する必要が
あるなど、回路規模が複雑化するといった問題があった
。さらに昇圧チョッパ回路を用いる従来技術では、電力
変換装置に加えられる直流入力電圧の大きさを交流入力
電圧の波高値以下の値に制御することができず、電動機
の速度制御範囲が限定されるという問題があった。

本発明の目的は、上記した従来技術のもつ欠点をなくし
、電動機を広範囲にわたって速度制御することができる
電動機の速度制御装置を提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的は、所定値以上の高速領域では、昇圧チョッパ
回路を用いるとともに電動機に対する指令速度と検出速
度との偏差速度により上記昇圧チョッパ回路のスイッチ
ング素子の断続動作を制御する第１の速度制御機能と、
上記所定値以下の低速領域では、電力変換装置において
上記電動機に対する指令速度と検出速度との偏差速度が
零となるようにパルス幅変調制御を行う第２の速度制御
機能とを具備する構成として達成するようにした。

〔作用〕

高速領域では指令速度を高めれば偏差速度が増加し、こ
れによって電流指令及び同期電流指令信号が増大し、そ
れにともない電源電流との差が増え、その結果、スイッ
チング素子のオン時間が長くなり、電源電流が増大する
。これにより電力変換装置に加えられる直流電圧が高ま
り、電動機の速度が上昇する。そして偏差速度が零にな
るまで以上の動作が繰り返され、電源電流の大きさを偏
差速度に応じて変えることにより電動機の速度を制御す
ることができる。また、低速領域では指令速度を高めれ
ば偏差速度が増加し、電力変換装置におけるＰ　ＷＭ（
Ｐｕｌｓｅ　ｖｉｄｔｈ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎパルス
幅変調）制御によって電動機へ加えられる電圧が高まり
、電動機の速度が上昇する。そして偏差速度が零になる
まで以上の動作が繰り返され、電動機の速度を制御する
ことができる。

〔実施例〕

以下本発明を第１図、第４図に示した実施例及び第２図
、第３図を用いて詳細に説明する。

第１図は本発明の電動機の速度制御装置の一実施例を示
す回路構成図で、ブラシレス直流電動機用のものを示し
である。第１図において、交流電源１は、整流回路２．
昇圧チョッパ回路３を介して直流電圧Ｅ、に変換され、
インバータ４に直流電力を供給し、このインバータ４に
よって同期モータ５を駆動する。

同期モータ５の速度を制御する制御回路は、マイクロコ
ンピュータ６、同期モータ５の回転子５ａの磁極位置を
モータ端子電圧７から検出するための位置検出回路８、
インバータ４を構成するトランジスタ４ａ〜４ｆに対す
るインバータ制御部９、電源電流１０の波形と大きさを
制御する電源電流制御部１１、低速モードと高速モード
の切り換えのための直流電圧比較部１２及び直流電流を
検出する直流電流検出部１３からなる。

マイクロコンピュータ６は、同期モータ５を駆動するの
に必要な各種プログラム、例えば、速度制御処理、位置
検出回路８からの位置検出信号１４、速度指令１５、直
流電圧比較信号１６及び検出直流電流１７の取り込み、
また、インバータ用ドライバ９ａへのインバータドライ
ブ信号１８゜電源電流制御部１１への電流指令１９やイ
ンバータ制御部９への電圧信号２０の出力などの処理が
実行される。

昇圧チョッパ回路３は、リアクトル３ａ、トランジスタ
３ｂ、ダイオード３ｃおよび平滑コンデンサ３ｄで構成
され、トランジスタ３ｂに対するドライブ信号が電源電
流制御部１１にて作成され。

トランジスタ３ｂのオン時間及びオフ時間を変えること
により電源電流１ｏの瞬時瞬時の大きさを変えるものと
している。

第２図は第１図の電源電圧２１と電源電流１０の波形図
で、第２図（ａ）と（ｂ）に示すように、？ｌｔ′ｆｌ
Ｋ電流制御部１１と昇圧チョッパ回路３によす電源電流
１０の波形を電源電圧２１と同位相の正弦波とするとと
もに、その大きさである実効値をマイクロコンピュータ
６から出力される電流指令１９に応じて制御するように
しである。

電源電流制御部１１は、整流回路２の出力電圧から電源
電圧２１と同期した全波整流波形となる電圧信号２２を
作成する電源電圧検出回路１１ａ。

この電圧信号２２とディジタル信号である電流指令１９
とを掛は合せ、アナログ信号である同期電流指令信号２
３を作成する乗算付Ｄ−Ａ変換器１１ｂ、電源電流１０
の全波整流波形を抵抗１１ｃにて検出して増幅する電源
電流増幅器ｌｉｄ、この出力である検出電源電流２４と
同期電流指令信号２３とを比較し、その差電圧を零とす
るように動作する電流制御増幅器１１ｅ、この出力であ
る誤差信号２５と三角波発振器１１ｆの出力である三角
波２６を比較してトランジスタ３ｂに対するチョッパ信
号２７を作成するコンパレータｌ１ｇ及びトランジスタ
３ｂに対するチョッパ用ドライバｌｊｈから構成しであ
る。

インバータ制御部９は、ディジタル信号である電圧信号
２０をアナログ信号に変換するＤ−Ａ変換器９ｂ、この
出力である電圧信号２８と三角波発振器９ｃの出力であ
る三角波２９を比較してインバータ４に対するチョッパ
信号３０を作成するコンパレータ９ｄ及びインバータ４
に対するインバータ用ドライバ９ａから構成しである。

直流電流検出部１３は、直流電流１ａを抵抗３１にて検
出して増幅する直流電流増幅器１３ａ。

この出力をディジタル信号に変換するＡ−Ｄ変換器１３
ｂから構成しである。

直流電圧比較部１２は、直流設定電圧Ｅｄを増幅する設
定電圧増幅器１２ａ、この出力を、直流電圧Ｅ−を抵抗
３２．３３によって検出した信号と比較するコンパレー
タ１２ｂから構成しである。

本発明の実施例の速度制御装置を備えた構成のブラシレ
ス直流モータにおいて、本発明では高速領域と低速領域
で異なった制御法を用い、それを切り換えることに特徴
があり、高速領域と低速領域で異なった制御法を用いる
理由及びその切り換の手法について以下に説明する。

ブラシレス直流モータは、インバータの出力電圧を変え
ることにより速度制御を行うことができるが、その手法
としては直流電圧Ｅａを変化させる手法とインバータに
よるＰＷＭ制御とがある。

直流電圧Ｅ−を変える手法として昇圧チョッパ回路を用
いる手法があるが、この手法では昇圧チョッパ回路を用
いるため、直流電圧Ｅａが電源電圧２１の波高値よりも
低くする場合では、電源電圧の波高値の付近で昇圧チョ
ッパが動作せず、電源電流１ｏを正弦波に制御できなく
なる。従って、このような領域で速度制御を行うには、
インバータでＰＷＭ制御を行う必要があり、このため高
速領域と低速領域で異なった速度制御法を用いる必要が
生じる。そこで、常に直流電圧Ｅａが電源電圧２１より
も大きい領域、すなわち、直流電圧Ｅ４が電源電圧２１
の波高値よりも大きい領域では、昇圧チョッパ回路を用
いて直流電圧制御を、インバータではＰＷＭ制御を行わ
ない高速制御モードを行い、それ以外の領域では昇圧チ
ョッパ回路では直流電圧Ｅ−が一定電圧となるような制
御を、インバータではＰＷＭ制御を行う低速制御モード
を行うようにすればよいことがわかる。

両モードの切り換えは、インバータのＰＷＭ制御のデユ
ティ（ｄｕｔｙ）が１００％となれば低速モードから高
速モードへ、直流電圧ＥＬが電源電圧２１の波高値より
大きな値を取るように選ばれた設定電圧Ｅ−ｃより小さ
くなれば、高速モードから低速モードへ切り換えればよ
いことがわかる。以下、第３図と第４図を用いて具体的
な実現手法を説明する。

第３図は位置検出信号１４の波形図で、６０゜毎に３相
の信号の状態が変化する。そして、６０゜毎の時間ｔ１
〜ｔｏを測定し、１サイクルの時間Ｔを求めることによ
り同期モータＳの速度を検出するようにする。

第４図は第１図のマイクロコンピュータ６において実行
される速度制御処理の一実施例を示すフローチャートで
、電流指令１９とインバータ制御部９への電圧信号２０
の作成手順を表わしている。

処理■において、マイクロコンピュータ６の外部から与
えられた速度指令１５により指令速度Ｎｒを算出し、処
理■において、位置検出信号１４の１サイクルの時間Ｔ
を求め、処理■において、１サイクルの時間Ｔと比例定
数により速度Ｎを算出する。その後、現在のモードを判
定し、高速モードであれば、直流電圧Ｅａが電源電圧２
１の波高値より大きな値を取るように選ばれた設定電圧
Ｅ＋ｉｃより小さい場合には処理■を、大きい場合には
処理■を行うようにし、また、現在のモードが１゛ 低速モー５あれば、インバータ制御部９への電圧信号２
０がデユティ１００％となるときに＄ＦＦ（１６進数で
ＦＦを示す）となるように定めたとき、電圧信号２０が
＄ＦＦとなる場合には処理■を、そうでない場合には処
理■を行うようにする。

処４１Ｖでは、電流指令１９であるところの工、は直流
電流信号１７であるところのＩｔと比例定数ΔＮ＝Ｎｒ
−Ｎより比例項Ｐしと積分項ＩＬを作成し、その和とし
てそれぞれ決定される。ここに、比例項Ｐしは、比例ゲ
インＫＰＬと偏差速度ΔＮの積として、また、積分項Ｉ
Ｌは、積分ゲインＫｒシと偏差速度ΔＮとの積をその時
点における積分項に加えて作成する。その後、電流指令
値Ｉｒ、電圧信号Ｅ「を出力し、低速モードとする。処
理■では、電圧信号２０は＄ＦＦとして、電流指令１９
は比例項ＰＨと積分項Ｉ）１の和としてそれぞれ出力さ
れる。ここに、比例項ＰＨは比例ゲインＫＰＨと偏差速
度ΔＮの積として、また、積分項ＩＨは積分ゲインＫＩ
Ｈと偏差速度ΔＮとの積をその時点における積分項に加
えて作成する。その後、電流指令値上１、電圧信号Ｅｒ
を出力し、高速モードとする。

以上の速度制御処理を繰り返し実行することにより、指
令速度Ｎｒ　と検出速度Ｎが等しくなるように制御され
る。

なお、上記した実施例では、ブラシレス直流モータに適
用した場合について説明したが、他の同期モータにも適
用可能であることはいうまでもない。

〔発明の効果〕

以上説明した本発明によれば、重速領域では昇圧チョッ
パ回路を用いて電動機の速度制御を行うため電力変換装
置でのＰＷＭ制御を行う必要がなく電力変換装置での損
失低減及び電動機の巻線電流の高調波成分を少なくする
ことが可能となり、また、電力変換装置に加えられる直
流入力電圧の大きさが交流入力電圧の波高値よりも小さ
くなるような領域、すなわち、昇圧チョッパ回路のみで
は速度制御が不可能であるような低速領域では、電力変
換装置でＰＷＭ制御を行うように構成したことにより低
速領域での速度制御を可能とし、広範囲にわたる速度制
御が可能となるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電動機の速度制御装置の一実施例を示
す回路構成図、第２図は第１図における電源電圧と電源
電流の波形図、第３図は位置検出信号の波形図、第４図
の第１図のマイクロコンビ二一タにおける速度制御処理
の一実施例を示すフローチャートである。 １・・・交流電源、２・・・整流回路、３・・・昇圧チ
ョッパ回路、４・・・インバータ、５・・・同期モータ
、６・・・マイクロコンピュータ、８・・・位置検出回
路、９・・・インバータ制御部、９ａ・・・インバータ
用ドライバー。 ９ｂ・・・Ｄ−Ａ変換器、９ｃ・・・三角波発振器、９
ｄ・・・コンパレータ、１１・・・電源電流制御部、ｌ
ｌａ・・・電源電圧検出回路、ｌｌｂ・・・乗算材Ｄ−
Ａ変換器、ｌｉｄ・・・電源電流増幅器、ｌｉｅ・・・
電流制御増幅器、ｌｌｆ・・・三角波発振器、ｌ１ｇ・
・・コンパレータ、ｌｌｈ・・・チョッパ用ドライバー
、１２・・・直流電圧比較器、１２ａ・・・設定電圧増
幅器、１２ｂ・・・コンパレータ、１３・・・直流電流
検出部、１３ａ・・・直流電流増幅器、１３ｂ・・・Ａ
−Ｄ変換器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、交流電源を整流回路及び交流電流の大きさを変化さ
   せる昇圧チョッパ回路によつて直流に変換し、この直流
   電力を電力変換装置に供給し、該電力変換装置に接続さ
   れた電動機を駆動する制御装置において、所定値以上の
   高速領域では、前記電動機に対する指令速度と検出速度
   との偏差速度が零となるように前記昇圧チョッパ回路の
   スイッチング素子の断続動作を制御する第１の速度制御
   機能と、前記所定値以下の低速領域では、前記電力変換
   装置において前記電動機に対する速度指令と検出速度と
   の偏差速度が零となるようにパルス幅変調制御を行う第
   ２の速度制御機能とを具備することを特徴とする電動機
   の速度制御装置。