JPH09215398A - インバータの制御装置 - Google Patents
インバータの制御装置Info
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- JPH09215398A JPH09215398A JP8013188A JP1318896A JPH09215398A JP H09215398 A JPH09215398 A JP H09215398A JP 8013188 A JP8013188 A JP 8013188A JP 1318896 A JP1318896 A JP 1318896A JP H09215398 A JPH09215398 A JP H09215398A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】フィードバック電流制御時の過変調駆動領域に
おける高調波の影響を低減した電流制御型インバータの
制御装置を提供する。 【解決手段】誘導電動機１の一次電流を励磁電流とトル
ク電流とに分けて制御する電流制御型インバータの制御
装置において、インバータ２の出力が飽和すると、フィ
ルタ演算部２２で電流検出部２５の出力に基づく励磁電
流ｉγｓ及びトルク電流ｉδｓから一次周波数ωに応じ
た高調波成分を除去した励磁電流ｉγｓ’及びトルク電
流ｉδｓ’が演算される。この励磁電流ｉγｓ’及びト
ルク電流ｉδｓ’とベクトル制御指令値演算部11で演算
した励磁電流指令値ｉγｓ* 及びトルク電流指令値ｉδ
ｓ* とに基づいて電流制御部２１で励磁電圧指令値ｖγ
ｓ* 及びトルク電圧指令値ｖδｓ* が演算され、これら
の電圧指令値ｖγｓ* ，ｖδｓ* に応じてインバータ２
が制御される。
おける高調波の影響を低減した電流制御型インバータの
制御装置を提供する。 【解決手段】誘導電動機１の一次電流を励磁電流とトル
ク電流とに分けて制御する電流制御型インバータの制御
装置において、インバータ２の出力が飽和すると、フィ
ルタ演算部２２で電流検出部２５の出力に基づく励磁電
流ｉγｓ及びトルク電流ｉδｓから一次周波数ωに応じ
た高調波成分を除去した励磁電流ｉγｓ’及びトルク電
流ｉδｓ’が演算される。この励磁電流ｉγｓ’及びト
ルク電流ｉδｓ’とベクトル制御指令値演算部11で演算
した励磁電流指令値ｉγｓ* 及びトルク電流指令値ｉδ
ｓ* とに基づいて電流制御部２１で励磁電圧指令値ｖγ
ｓ* 及びトルク電圧指令値ｖδｓ* が演算され、これら
の電圧指令値ｖγｓ* ，ｖδｓ* に応じてインバータ２
が制御される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、インバータの制御
装置に関し、特に、電流制御型インバータの制御装置に
関する。
装置に関し、特に、電流制御型インバータの制御装置に
関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、誘導電動機や同期電動機等の交流
電動機が直流電動機に代わって数多く用いられるように
なってきた。交流電動機を駆動するためには主にインバ
ータが使用されるが、そのインバータの出力電圧は印加
される入力直流電圧で制限される。より大きな電圧を出
力するためには、入力直流電圧を高める必要があり、そ
れに伴いインバータの容量を大きくしなければならな
い。また、例えば電気自動車では、交流電動機を駆動す
るインバータの電源がバッテリであり、バッテリ容量の
減少と共にインバータの出力電圧が低下するため、出力
電圧の有効利用が車両の性能、特に、一充電航続距離に
大きくかかわることになる。
電動機が直流電動機に代わって数多く用いられるように
なってきた。交流電動機を駆動するためには主にインバ
ータが使用されるが、そのインバータの出力電圧は印加
される入力直流電圧で制限される。より大きな電圧を出
力するためには、入力直流電圧を高める必要があり、そ
れに伴いインバータの容量を大きくしなければならな
い。また、例えば電気自動車では、交流電動機を駆動す
るインバータの電源がバッテリであり、バッテリ容量の
減少と共にインバータの出力電圧が低下するため、出力
電圧の有効利用が車両の性能、特に、一充電航続距離に
大きくかかわることになる。
【０００３】インバータの出力電圧を有効に利用するた
めの従来のインバータの制御装置としては、例えば、図
１４のブロック図に示す構成の装置や、特開昭60-12197
9 号公報等に記載された装置がある。図１４において、
ここではインバータ２から一次電圧が供給される誘導電
動機１の二次磁束方向がγ軸、それと直交する方向がδ
軸となる一次電圧に同期して回る座標系を考える。また
各記号の添え字はγ軸あるいはδ軸成分を表すものとす
る。この従来のインバータの制御装置は、ベクトル制御
指令演算部１１で演算された励磁電流指令値ｉγｓ* と
トルク電流指令値ｉδｓ* とに対してフィードフォワー
ドで電流制御を行う電流制御部１２を備え、その出力で
ある励磁電圧指令値ｖγｓ* とトルク電圧指令値ｖδｓ
* とから変調度演算部１５で変調度μを演算する。この
フィードフォワード電流制御部１２は、励磁電流指令値
ｉγｓ*、トルク電流指令値ｉδｓ* を実現するような
励磁電圧指令値ｖγｓ* 、トルク電圧指令値ｖδｓ* を
電動機定数を用いて演算するものである。補正係数演算
部１６は変調度μに対応する補正係数ｈを演算する。補
正係数ｈは、インバータ２の出力電圧の飽和による出力
低下をインバータ２の出力電圧の基本波振幅が等しくな
るように補正する係数であって、変調度μ≦１の範囲で
はｈ＝１であり、μ＞１の範囲ではｈ＞１となる。この
制御装置によれば、図のように、ＰＷＭ発生部１４を用
いた電圧利用率の大きい駆動方式のインバータを制御す
る場合、インバータの出力電圧は制御を行わないときと
比べて約１０％大きな基本波振幅が得られ、また例え
ば、誘導電動機への各相電圧を正弦波とする駆動方式の
インバータを制御する場合、出力電圧は約２７％大きな
基本波振幅が得られるようになる。
めの従来のインバータの制御装置としては、例えば、図
１４のブロック図に示す構成の装置や、特開昭60-12197
9 号公報等に記載された装置がある。図１４において、
ここではインバータ２から一次電圧が供給される誘導電
動機１の二次磁束方向がγ軸、それと直交する方向がδ
軸となる一次電圧に同期して回る座標系を考える。また
各記号の添え字はγ軸あるいはδ軸成分を表すものとす
る。この従来のインバータの制御装置は、ベクトル制御
指令演算部１１で演算された励磁電流指令値ｉγｓ* と
トルク電流指令値ｉδｓ* とに対してフィードフォワー
ドで電流制御を行う電流制御部１２を備え、その出力で
ある励磁電圧指令値ｖγｓ* とトルク電圧指令値ｖδｓ
* とから変調度演算部１５で変調度μを演算する。この
フィードフォワード電流制御部１２は、励磁電流指令値
ｉγｓ*、トルク電流指令値ｉδｓ* を実現するような
励磁電圧指令値ｖγｓ* 、トルク電圧指令値ｖδｓ* を
電動機定数を用いて演算するものである。補正係数演算
部１６は変調度μに対応する補正係数ｈを演算する。補
正係数ｈは、インバータ２の出力電圧の飽和による出力
低下をインバータ２の出力電圧の基本波振幅が等しくな
るように補正する係数であって、変調度μ≦１の範囲で
はｈ＝１であり、μ＞１の範囲ではｈ＞１となる。この
制御装置によれば、図のように、ＰＷＭ発生部１４を用
いた電圧利用率の大きい駆動方式のインバータを制御す
る場合、インバータの出力電圧は制御を行わないときと
比べて約１０％大きな基本波振幅が得られ、また例え
ば、誘導電動機への各相電圧を正弦波とする駆動方式の
インバータを制御する場合、出力電圧は約２７％大きな
基本波振幅が得られるようになる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記従来の制御装置で
は、電流制御がフィードフォワードで行われる。フィー
ドフォワード電流制御は、インバータで電動機を駆動す
る際に電動機の各種定数を用いて電流指令値から電圧指
令値を演算する。しかし、それら電動機定数を正確に同
定することはかなり難しく、また、電動機定数は温度等
でも変化するため、フィードフォワード電流制御で用い
られる電動機定数は実際の値に対してある程度の誤差を
含むものと考えられる。
は、電流制御がフィードフォワードで行われる。フィー
ドフォワード電流制御は、インバータで電動機を駆動す
る際に電動機の各種定数を用いて電流指令値から電圧指
令値を演算する。しかし、それら電動機定数を正確に同
定することはかなり難しく、また、電動機定数は温度等
でも変化するため、フィードフォワード電流制御で用い
られる電動機定数は実際の値に対してある程度の誤差を
含むものと考えられる。
【０００５】例えば、誘導電動機の１次抵抗、２次抵
抗、１次インダクタンス、２次インダクタンス及び相互
インダクタンスが実際の値に比べそれぞれ１０％大きい
値を用いてフィードフォワード電流制御をおこなった場
合の、励磁電流指令値ｉγｓ*及び実際に流れた励磁電
流ｉγｓを図１５の（ａ）に、またトルク電流指令値ｉ
δｓ* 及び実際に流れたトルク電流ｉδｓを図１６の
（ａ）に示す。それぞれの図において、励磁電流ｉγｓ
及びトルク電流ｉδｓは、過渡状態で振動が発生し定常
状態で指令値からのずれが発生する。
抗、１次インダクタンス、２次インダクタンス及び相互
インダクタンスが実際の値に比べそれぞれ１０％大きい
値を用いてフィードフォワード電流制御をおこなった場
合の、励磁電流指令値ｉγｓ*及び実際に流れた励磁電
流ｉγｓを図１５の（ａ）に、またトルク電流指令値ｉ
δｓ* 及び実際に流れたトルク電流ｉδｓを図１６の
（ａ）に示す。それぞれの図において、励磁電流ｉγｓ
及びトルク電流ｉδｓは、過渡状態で振動が発生し定常
状態で指令値からのずれが発生する。
【０００６】このような電動機定数の誤差の影響を補正
するために、フィードバック電流制御を行うことが考え
られる。例えば、前記フィードフォワード電流制御にお
いて、フィードバック電流制御として比例積分制御を行
った場合の励磁電流指令値ｉγｓ* 及び実励磁電流ｉγ
ｓを図１５の（ｂ）に、トルク電流指令値ｉδｓ* 及び
実トルク電流ｉδｓを図１６の（ｂ）に示す。図から分
かるように、フィードバック電流制御を行うことで過渡
ならびに定常状態の電流制御が良好に行われるようにな
る。
するために、フィードバック電流制御を行うことが考え
られる。例えば、前記フィードフォワード電流制御にお
いて、フィードバック電流制御として比例積分制御を行
った場合の励磁電流指令値ｉγｓ* 及び実励磁電流ｉγ
ｓを図１５の（ｂ）に、トルク電流指令値ｉδｓ* 及び
実トルク電流ｉδｓを図１６の（ｂ）に示す。図から分
かるように、フィードバック電流制御を行うことで過渡
ならびに定常状態の電流制御が良好に行われるようにな
る。
【０００７】ところが、フィードバック電流制御を行う
ときにインバータの出力電圧が飽和した場合、インバー
タ出力電圧の基本波は補正係数ｈにより指令電圧に一致
するが、高調波が増加する。その結果、電動機に流れる
電流にも高調波が重畳することになるため、フィードバ
ック電流制御が十分に機能しなくなる。図１７に出力電
圧が飽和したときの電圧及び電流波形の一例を示す。図
１７では、インバータの入力直流電圧Ｖｄｃが低下し、
電圧飽和領域になった場合を考えている。例えば、電気
自動車のごとく直流電圧源としてバッテリを用いたもの
では、放電により図１７（ａ）に示すようにバッテリ電
圧の低下が起こる。バッテリ電圧の低下と共に図１７
（ｈ）に示すように変調度μが１を越えて過変調駆動領
域（電圧飽和領域）に入る。過変調駆動領域では、図１
７（ｂ）に示す電流指令値ｉγｓ*、図１７（ｅ）に示
すトルク電流指令値ｉδｓ* に対して、図１７（ｃ）に
示す実励磁電流ｉγｓ、図１７（ｆ）に示す実トルク電
流ｉδｓは高調波電流が増加する。しかも、これら高調
波の重畳した電流をフィードバックするため、図１７
（ｄ）に示す励磁電圧指令値ｖγｓ* 、図１７（ｇ）に
示すトルク電圧指令値ｖδｓ* にも高調波成分が重畳し
ており、明らかに電流制御に乱れを生じているのが分か
る。
ときにインバータの出力電圧が飽和した場合、インバー
タ出力電圧の基本波は補正係数ｈにより指令電圧に一致
するが、高調波が増加する。その結果、電動機に流れる
電流にも高調波が重畳することになるため、フィードバ
ック電流制御が十分に機能しなくなる。図１７に出力電
圧が飽和したときの電圧及び電流波形の一例を示す。図
１７では、インバータの入力直流電圧Ｖｄｃが低下し、
電圧飽和領域になった場合を考えている。例えば、電気
自動車のごとく直流電圧源としてバッテリを用いたもの
では、放電により図１７（ａ）に示すようにバッテリ電
圧の低下が起こる。バッテリ電圧の低下と共に図１７
（ｈ）に示すように変調度μが１を越えて過変調駆動領
域（電圧飽和領域）に入る。過変調駆動領域では、図１
７（ｂ）に示す電流指令値ｉγｓ*、図１７（ｅ）に示
すトルク電流指令値ｉδｓ* に対して、図１７（ｃ）に
示す実励磁電流ｉγｓ、図１７（ｆ）に示す実トルク電
流ｉδｓは高調波電流が増加する。しかも、これら高調
波の重畳した電流をフィードバックするため、図１７
（ｄ）に示す励磁電圧指令値ｖγｓ* 、図１７（ｇ）に
示すトルク電圧指令値ｖδｓ* にも高調波成分が重畳し
ており、明らかに電流制御に乱れを生じているのが分か
る。
【０００８】このように、従来のフィードフォワード電
流制御だけでは、電動機定数の誤差のため過渡ならびに
定常状態での電流制御が十分に機能しないという問題が
ある。また、フィードバック電流制御を行った場合に
は、インバータの出力電圧が飽和しない領域では、電動
機定数の誤差の影響がない電流制御が可能となる反面、
インバータの出力電圧が飽和する領域では、高調波の重
畳した電流をフィードバックするため電流制御が乱れ、
その結果電動機の出力トルクの乱れを生じ、また効率が
悪化するという問題があった。
流制御だけでは、電動機定数の誤差のため過渡ならびに
定常状態での電流制御が十分に機能しないという問題が
ある。また、フィードバック電流制御を行った場合に
は、インバータの出力電圧が飽和しない領域では、電動
機定数の誤差の影響がない電流制御が可能となる反面、
インバータの出力電圧が飽和する領域では、高調波の重
畳した電流をフィードバックするため電流制御が乱れ、
その結果電動機の出力トルクの乱れを生じ、また効率が
悪化するという問題があった。
【０００９】本発明は上記問題点に着目してなされたも
ので、フィードバック電流制御時の過変調駆動領域にお
ける高調波の影響を低減した電流制御型インバータの制
御装置を提供することを目的とする。
ので、フィードバック電流制御時の過変調駆動領域にお
ける高調波の影響を低減した電流制御型インバータの制
御装置を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】このため、本発明のうち
の請求項１に記載の発明では、交流電動機の一次電流を
励磁電流とトルク電流とに分けて制御する電流制御型イ
ンバータの制御装置において、予め設定された前記交流
電動機の駆動目標値を実現する励磁電流指令値、トルク
電流指令値及び一次周波数を前記交流電動機の回転状態
及び前記駆動目標値に応じて演算するベクトル制御指令
値演算手段と、前記交流電動機の一次電流を検出し該一
次電流を基に前記励磁電流及び前記トルク電流を演算す
る電動機電流検出手段と、前記励磁電流及び前記トルク
電流から前記一次周波数に応じた周波数成分を除去する
演算を行うフィルタ演算手段と、該フィルタ演算手段の
演算出力、前記励磁電流指令値及びトルク電流指令値に
基づいて励磁電圧指令値及びトルク電圧指令値を演算す
る電流制御手段と、前記励磁電圧指令値及び前記トルク
電圧指令値から前記インバータの出力を制御する３相電
圧指令値を演算する２相／３相変換手段とを備え、前記
インバータの出力が飽和すると前記フィルタ演算手段が
前記演算を実行する構成であることを特徴とする。
の請求項１に記載の発明では、交流電動機の一次電流を
励磁電流とトルク電流とに分けて制御する電流制御型イ
ンバータの制御装置において、予め設定された前記交流
電動機の駆動目標値を実現する励磁電流指令値、トルク
電流指令値及び一次周波数を前記交流電動機の回転状態
及び前記駆動目標値に応じて演算するベクトル制御指令
値演算手段と、前記交流電動機の一次電流を検出し該一
次電流を基に前記励磁電流及び前記トルク電流を演算す
る電動機電流検出手段と、前記励磁電流及び前記トルク
電流から前記一次周波数に応じた周波数成分を除去する
演算を行うフィルタ演算手段と、該フィルタ演算手段の
演算出力、前記励磁電流指令値及びトルク電流指令値に
基づいて励磁電圧指令値及びトルク電圧指令値を演算す
る電流制御手段と、前記励磁電圧指令値及び前記トルク
電圧指令値から前記インバータの出力を制御する３相電
圧指令値を演算する２相／３相変換手段とを備え、前記
インバータの出力が飽和すると前記フィルタ演算手段が
前記演算を実行する構成であることを特徴とする。
【００１１】かかる構成によれば、ベクトル制御指令値
演算手段で演算された励磁電流指令値とトルク電流指令
値とに対して、電流制御手段においてこれらの指令値を
実現するような励磁電圧指令値とトルク電圧指令値とを
演算する際に、電動機電流検出手段で検出される交流電
動機に実際に流れる励磁電流及びトルク電流がフィルタ
演算手段を介して電流制御手段に入力されてフィードバ
ック制御が行われる。フィルタ演算手段では、インバー
タの出力が飽和すると励磁電流及びトルク電流から一次
周波数に応じた周波数成分が除去される。電流制御手段
から出力された励磁電圧指令値とトルク電圧指令値は、
２相／３相変換手段で３相電圧に変換され、この３相電
圧に応じてインバータが制御されるようになる。
演算手段で演算された励磁電流指令値とトルク電流指令
値とに対して、電流制御手段においてこれらの指令値を
実現するような励磁電圧指令値とトルク電圧指令値とを
演算する際に、電動機電流検出手段で検出される交流電
動機に実際に流れる励磁電流及びトルク電流がフィルタ
演算手段を介して電流制御手段に入力されてフィードバ
ック制御が行われる。フィルタ演算手段では、インバー
タの出力が飽和すると励磁電流及びトルク電流から一次
周波数に応じた周波数成分が除去される。電流制御手段
から出力された励磁電圧指令値とトルク電圧指令値は、
２相／３相変換手段で３相電圧に変換され、この３相電
圧に応じてインバータが制御されるようになる。
【００１２】また、請求項２に記載の発明では、請求項
１に記載の発明において、前記フィルタ演算手段が、前
記励磁電流及び前記トルク電流から前記一次周波数の６
の自然数倍の周波数成分をそれぞれ除去する構成とした
ことを特徴とする。かかる構成によれば、フィルタ演算
手段では、インバータの出力が飽和すると励磁電流及び
トルク電流から一次周波数の６の自然数倍の周波数成分
がそれぞれ除去されるようになる。
１に記載の発明において、前記フィルタ演算手段が、前
記励磁電流及び前記トルク電流から前記一次周波数の６
の自然数倍の周波数成分をそれぞれ除去する構成とした
ことを特徴とする。かかる構成によれば、フィルタ演算
手段では、インバータの出力が飽和すると励磁電流及び
トルク電流から一次周波数の６の自然数倍の周波数成分
がそれぞれ除去されるようになる。
【００１３】また、請求項３に記載の発明では、請求項
１に記載の発明において、前記フィルタ演算手段が、前
記励磁電流及び前記トルク電流から前記一次周波数の６
倍の周波数成分だけを除去する構成としたことを特徴と
する。かかる構成によれば、フィルタ演算手段では、イ
ンバータの出力が飽和すると励磁電流及びトルク電流か
ら一次周波数の６倍の周波数成分だけが除去されるよう
になる。
１に記載の発明において、前記フィルタ演算手段が、前
記励磁電流及び前記トルク電流から前記一次周波数の６
倍の周波数成分だけを除去する構成としたことを特徴と
する。かかる構成によれば、フィルタ演算手段では、イ
ンバータの出力が飽和すると励磁電流及びトルク電流か
ら一次周波数の６倍の周波数成分だけが除去されるよう
になる。
【００１４】また、請求項４に記載の発明では、請求項
１に記載の発明において、前記フィルタ演算手段が、前
記励磁電流及び前記トルク電流から前記一次周波数の６
倍以上の周波数成分をすべて除去する構成としたことを
特徴とする。かかる構成によれば、フィルタ演算手段で
は、インバータの出力が飽和すると励磁電流及びトルク
電流から一次周波数の６倍以上の周波数成分がすべて除
去されるようになる。
１に記載の発明において、前記フィルタ演算手段が、前
記励磁電流及び前記トルク電流から前記一次周波数の６
倍以上の周波数成分をすべて除去する構成としたことを
特徴とする。かかる構成によれば、フィルタ演算手段で
は、インバータの出力が飽和すると励磁電流及びトルク
電流から一次周波数の６倍以上の周波数成分がすべて除
去されるようになる。
【００１５】また、請求項５に記載の発明では、請求項
１〜４のいずれか１つに記載の発明において、前記フィ
ルタ演算手段が、前記交流電動機の回転に同期して演算
を実行する構成としたことを特徴とする。かかる構成に
よれば、フィルタ演算手段の演算が交流電動機の回転に
同期して行われ、交流電動機の回転の変化に応じて制御
が行われるようになる。
１〜４のいずれか１つに記載の発明において、前記フィ
ルタ演算手段が、前記交流電動機の回転に同期して演算
を実行する構成としたことを特徴とする。かかる構成に
よれば、フィルタ演算手段の演算が交流電動機の回転に
同期して行われ、交流電動機の回転の変化に応じて制御
が行われるようになる。
【００１６】また、請求項６に記載の発明では、交流電
動機の一次電流を励磁電流とトルク電流とに分けて制御
する電流制御型インバータの制御装置において、予め設
定された前記交流電動機の駆動目標値を実現する励磁電
流指令値、トルク電流指令値及び一次周波数を前記交流
電動機の回転状態及び前記駆動目標値に応じて演算し、
前記インバータの出力が飽和すると検出した励磁電流及
びトルク電流から前記一次周波数に応じた周波数成分を
除去し、該一次周波数に応じた周波数成分を除去した励
磁電流及びトルク電流と前記励磁電流指令値及び前記ト
ルク電流指令値とに基づいて励磁電圧指令値及びトルク
電圧指令値を演算し、該励磁電圧指令値及びトルク電圧
指令値に応じて前記インバータを制御することを特徴と
する。
動機の一次電流を励磁電流とトルク電流とに分けて制御
する電流制御型インバータの制御装置において、予め設
定された前記交流電動機の駆動目標値を実現する励磁電
流指令値、トルク電流指令値及び一次周波数を前記交流
電動機の回転状態及び前記駆動目標値に応じて演算し、
前記インバータの出力が飽和すると検出した励磁電流及
びトルク電流から前記一次周波数に応じた周波数成分を
除去し、該一次周波数に応じた周波数成分を除去した励
磁電流及びトルク電流と前記励磁電流指令値及び前記ト
ルク電流指令値とに基づいて励磁電圧指令値及びトルク
電圧指令値を演算し、該励磁電圧指令値及びトルク電圧
指令値に応じて前記インバータを制御することを特徴と
する。
【００１７】
【発明の効果】これにより、本発明のうちの請求項１又
は２に記載の発明は、フィルタ演算手段において、フィ
ードバックされる励磁電流及びトルク電流から一次周波
数に応じた周波数成分、請求項２に記載の発明では一次
周波数の６の自然数倍の周波数成分を除去することによ
って、高調波成分の影響が小さなフィードバック電流制
御を行うことができるため、インバータの出力電圧が安
定して交流電動機の出力トルクを安定化でき、また効率
を向上させることが可能である。
は２に記載の発明は、フィルタ演算手段において、フィ
ードバックされる励磁電流及びトルク電流から一次周波
数に応じた周波数成分、請求項２に記載の発明では一次
周波数の６の自然数倍の周波数成分を除去することによ
って、高調波成分の影響が小さなフィードバック電流制
御を行うことができるため、インバータの出力電圧が安
定して交流電動機の出力トルクを安定化でき、また効率
を向上させることが可能である。
【００１８】また、請求項３に記載の発明は、上記効果
に加えて、フィルタ演算手段を一次周波数の６倍の周波
数成分を除去するフィルタとすることで、フィルタ演算
手段を簡略な構成とすることができフィルタ演算の演算
負荷を軽減することができる。また、請求項４に記載の
発明は、請求項１又は２に記載の発明の効果に加えて、
フィルタ演算手段を一次周波数の６倍以上の周波数を除
去するフィルタとすることで、フィルタ演算手段をより
簡略な構成とすることができフィルタ演算の演算負荷を
更に軽減することができる。
に加えて、フィルタ演算手段を一次周波数の６倍の周波
数成分を除去するフィルタとすることで、フィルタ演算
手段を簡略な構成とすることができフィルタ演算の演算
負荷を軽減することができる。また、請求項４に記載の
発明は、請求項１又は２に記載の発明の効果に加えて、
フィルタ演算手段を一次周波数の６倍以上の周波数を除
去するフィルタとすることで、フィルタ演算手段をより
簡略な構成とすることができフィルタ演算の演算負荷を
更に軽減することができる。
【００１９】また、請求項５に記載の発明は、請求項１
〜４のいずれか１つに記載の発明の効果に加えて、フィ
ルタ演算手段の演算を交流電動機の回転に同期して行う
ことによって、交流電動機の回転数の変化に拘わらず、
常に同じフィルタ演算を行うことができる。
〜４のいずれか１つに記載の発明の効果に加えて、フィ
ルタ演算手段の演算を交流電動機の回転に同期して行う
ことによって、交流電動機の回転数の変化に拘わらず、
常に同じフィルタ演算を行うことができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面に
基づいて説明する。図１は、第１の実施形態の構成を示
すブロック図である。ただし、上述した従来装置の構成
と同じ部分には同一符号が付してある。図１において、
第１の実施形態に係るインバータの制御装置は、交流電
動機としての誘導電動機１の回転数を検出する電動機回
転数検出部４の出力、電動機回転指令値Ｎ* 及び磁束指
令値Φγｒ* に基づいて励磁電流指令値ｉγｓ* 、トル
ク電流指令値ｉδｓ* 、一次周波数ω及び電源位相角θ
を演算するベクトル制御指令値演算手段としてのベクト
ル制御指令値演算部１１と、ベクトル制御指令値演算部
１１で演算された電源位相角θを用いて、電動機電流検
出手段としての電流検出部２５で検出された誘導電動機
１への入力３相電流を励磁電流ｉγｓ及びトルク電流ｉ
δｓに変換する３相／２相変換部２３と、ベクトル制御
指令値演算部１１で算出された励磁電流指令値ｉγ
ｓ* 、トルク電流指令値ｉδｓ* 及び後述するフィルタ
演算手段としてのフィルタ演算部２２から出力されるフ
ィルタ演算後の励磁電流ｉγｓ’、トルク電流ｉδｓ’
を入力として励磁電圧指令値ｖγｓ* 及びトルク電圧指
令値ｖδｓ* を出力する電流制御手段としての電流制御
部２１と、電流制御部２１の出力及び電圧検出器５によ
り検出された直流電源３の電圧値Ｖｄｃを入力として変
調度μを求める変調度演算手段としての変調度演算部１
５と、変調度演算部１５で求められた変調度μに対応す
る補正係数ｈを演算する補正係数演算部１６と、ベクト
ル制御指令値演算部１１で算出された一次周波数ω、３
相／２相変換部２３から出力される励磁電流ｉγｓ及び
トルク電流ｉδｓ、変調度演算部１５で演算された変調
度μを入力としてフィルタ演算を行い励磁電流ｉγｓ’
及びトルク電流ｉδｓ’を出力する前記フィルタ演算部
２２と、電流制御部２１で生成された励磁電圧指令値ｖ
γｓ* 及びトルク電圧指令値ｖδｓ* を電源位相角θを
用いて３相電圧に変換する２相／３相変換手段としての
２相／３相変換部１３と、２相／３相変換部１３の出力
から補正３相電圧指令値Ｖｕｏ，Ｖｖｏ，Ｖｗｏを演算
する電圧利用率向上演算部２４と、電圧利用率向上演算
部２４の出力に補正係数ｈを乗算した値を用いてＰＷＭ
信号をインバータ２に出力するＰＷＭ発生部１４とで構
成される。
基づいて説明する。図１は、第１の実施形態の構成を示
すブロック図である。ただし、上述した従来装置の構成
と同じ部分には同一符号が付してある。図１において、
第１の実施形態に係るインバータの制御装置は、交流電
動機としての誘導電動機１の回転数を検出する電動機回
転数検出部４の出力、電動機回転指令値Ｎ* 及び磁束指
令値Φγｒ* に基づいて励磁電流指令値ｉγｓ* 、トル
ク電流指令値ｉδｓ* 、一次周波数ω及び電源位相角θ
を演算するベクトル制御指令値演算手段としてのベクト
ル制御指令値演算部１１と、ベクトル制御指令値演算部
１１で演算された電源位相角θを用いて、電動機電流検
出手段としての電流検出部２５で検出された誘導電動機
１への入力３相電流を励磁電流ｉγｓ及びトルク電流ｉ
δｓに変換する３相／２相変換部２３と、ベクトル制御
指令値演算部１１で算出された励磁電流指令値ｉγ
ｓ* 、トルク電流指令値ｉδｓ* 及び後述するフィルタ
演算手段としてのフィルタ演算部２２から出力されるフ
ィルタ演算後の励磁電流ｉγｓ’、トルク電流ｉδｓ’
を入力として励磁電圧指令値ｖγｓ* 及びトルク電圧指
令値ｖδｓ* を出力する電流制御手段としての電流制御
部２１と、電流制御部２１の出力及び電圧検出器５によ
り検出された直流電源３の電圧値Ｖｄｃを入力として変
調度μを求める変調度演算手段としての変調度演算部１
５と、変調度演算部１５で求められた変調度μに対応す
る補正係数ｈを演算する補正係数演算部１６と、ベクト
ル制御指令値演算部１１で算出された一次周波数ω、３
相／２相変換部２３から出力される励磁電流ｉγｓ及び
トルク電流ｉδｓ、変調度演算部１５で演算された変調
度μを入力としてフィルタ演算を行い励磁電流ｉγｓ’
及びトルク電流ｉδｓ’を出力する前記フィルタ演算部
２２と、電流制御部２１で生成された励磁電圧指令値ｖ
γｓ* 及びトルク電圧指令値ｖδｓ* を電源位相角θを
用いて３相電圧に変換する２相／３相変換手段としての
２相／３相変換部１３と、２相／３相変換部１３の出力
から補正３相電圧指令値Ｖｕｏ，Ｖｖｏ，Ｖｗｏを演算
する電圧利用率向上演算部２４と、電圧利用率向上演算
部２４の出力に補正係数ｈを乗算した値を用いてＰＷＭ
信号をインバータ２に出力するＰＷＭ発生部１４とで構
成される。
【００２１】ベクトル制御指令値演算部１１は、予め設
定される誘導電動機１の駆動目標値として外部から与え
られる電動機回転指令値Ｎ* と磁束指令値Φγｒ* を入
力とし、これらの指令値を実現する励磁電流指令値ｉγ
ｓ* 、トルク電流指令値ｉδｓ* 、一次周波数ω及び電
源位相角θを、前記入力と電動機回転数検出部４の出力
である電動機回転数検出値Ｎを用いてそれぞれ演算し出
力する。ここで行われるベクトル制御指令値の演算は広
く一般に使われている技術であり、トルク電流指令値ｉ
δｓ* は、次の式（１）を用いて演算される。
定される誘導電動機１の駆動目標値として外部から与え
られる電動機回転指令値Ｎ* と磁束指令値Φγｒ* を入
力とし、これらの指令値を実現する励磁電流指令値ｉγ
ｓ* 、トルク電流指令値ｉδｓ* 、一次周波数ω及び電
源位相角θを、前記入力と電動機回転数検出部４の出力
である電動機回転数検出値Ｎを用いてそれぞれ演算し出
力する。ここで行われるベクトル制御指令値の演算は広
く一般に使われている技術であり、トルク電流指令値ｉ
δｓ* は、次の式（１）を用いて演算される。
【００２２】 ｉδｓ* (s) ＝｛ｋ1 ＋（ｋ2 ／ｓ）｝｛Ｎ* (s) −Ｎ(s）｝ （１） ただし、ｋ1 を電動機回転数検出部４の比例ゲインと
し、ｋ2 を電動機回転数検出部４の積分ゲインとし、Ｎ
を電動機回転数検出値とし、ｓをラプラス演算子とす
る。また、励磁電流指令値ｉγｓ* は、次の式（２）を
用いて演算される。
し、ｋ2 を電動機回転数検出部４の積分ゲインとし、Ｎ
を電動機回転数検出値とし、ｓをラプラス演算子とす
る。また、励磁電流指令値ｉγｓ* は、次の式（２）を
用いて演算される。
【００２３】 ｉγｓ* (s) ＝（Ｌｒ／Ｍ／Ｒｒ） ｛ｓ＋（Ｒｒ／Ｌｒ）｝Φγｒ* (s) （２） ただし、Ｌｒを誘導電動機１の２次インダクタンスと
し、Ｍを誘導電動機１の相互インダクタンスとし、Ｒｒ
を誘導電動機１の２次抵抗とする。また、一次周波数ω
は、次の式（３）、式（４）を用いて演算される。
し、Ｍを誘導電動機１の相互インダクタンスとし、Ｒｒ
を誘導電動機１の２次抵抗とする。また、一次周波数ω
は、次の式（３）、式（４）を用いて演算される。
【００２４】 ωｒ＝ｐＮ （３） ω＝ωｒ＋（ＭＲｒ／Ｌｒ)(ｉδｓ* ／ｉγｓ* ） （４） ただし、ωｒを誘導電動機１の回転数（電気角）とし、
ｐを誘導電動機１の極対数とする。また、電源位相角θ
は、次の式（５）を用いて演算される。
ｐを誘導電動機１の極対数とする。また、電源位相角θ
は、次の式（５）を用いて演算される。
【００２５】 θ（ｓ）＝ω／ｓ （５） 電流制御部２１は、ベクトル制御指令値演算部１１で演
算された励磁電流指令値ｉγｓ* 及びトルク電流指令値
ｉδｓ* とフィルタ演算部２２の演算出力である励磁電
流ｉγｓ’及びトルク電流ｉδｓ’とを比例積分制御に
よりそれぞれ突き合わせ、誘導電動機１の定数を用いて
励磁電圧指令値ｖγｓ* 及びトルク電圧指令値ｖδｓ*
を演算するものである。
算された励磁電流指令値ｉγｓ* 及びトルク電流指令値
ｉδｓ* とフィルタ演算部２２の演算出力である励磁電
流ｉγｓ’及びトルク電流ｉδｓ’とを比例積分制御に
よりそれぞれ突き合わせ、誘導電動機１の定数を用いて
励磁電圧指令値ｖγｓ* 及びトルク電圧指令値ｖδｓ*
を演算するものである。
【００２６】変調度演算部１５は、励磁電圧値ｖγ
ｓ* 、トルク電圧指令値ｖδｓ* 及び電圧検出器５によ
り検出される直流電源３の電圧値Ｖｄｃから、次の数１
に示す式（６）に従い変調度μを演算する。
ｓ* 、トルク電圧指令値ｖδｓ* 及び電圧検出器５によ
り検出される直流電源３の電圧値Ｖｄｃから、次の数１
に示す式（６）に従い変調度μを演算する。
【００２７】
【数１】
【００２８】フィルタ演算部２２は、変調度演算部１５
の出力である変調度μに従って、次の式（７）に示すよ
うなフィルタ演算を実行して励磁電流ｉγｓ’及びトル
ク電流ｉδｓ’を出力する。 μ≦１のとき、 ｉγｓ’＝ｉγｓ ｉδｓ’＝ｉδｓ μ＞１のとき、 ｉγｓ'(s)＝Ｇ(s) ｉγｓ ｉδｓ'(s)＝Ｇ(s) ｉδｓ （７） ただし、励磁電流ｉγｓ及びトルク電流ｉδｓは、電流
検出部２５で検出される誘導電動機１の３相電流ｉｕ
ｓ，ｉｖｓ，ｉｗｓを、３相／２相変換部２３で座標変
換して得られる。また、Ｇ（ｓ）は、後述するように一
次周波数ωの６ｍ倍（ｍは自然数）の周波数成分を除去
するフィルタ特性を有する伝達関数である。
の出力である変調度μに従って、次の式（７）に示すよ
うなフィルタ演算を実行して励磁電流ｉγｓ’及びトル
ク電流ｉδｓ’を出力する。 μ≦１のとき、 ｉγｓ’＝ｉγｓ ｉδｓ’＝ｉδｓ μ＞１のとき、 ｉγｓ'(s)＝Ｇ(s) ｉγｓ ｉδｓ'(s)＝Ｇ(s) ｉδｓ （７） ただし、励磁電流ｉγｓ及びトルク電流ｉδｓは、電流
検出部２５で検出される誘導電動機１の３相電流ｉｕ
ｓ，ｉｖｓ，ｉｗｓを、３相／２相変換部２３で座標変
換して得られる。また、Ｇ（ｓ）は、後述するように一
次周波数ωの６ｍ倍（ｍは自然数）の周波数成分を除去
するフィルタ特性を有する伝達関数である。
【００２９】２相／３相変換部１３は、次の数２に示す
式（８）のように、電流制御部２１の出力である励磁電
圧指令値ｖγｓ* 及びトルク電圧指令値ｖδｓ* を３相
電圧指令値Ｖｕｏ* ，Ｖｖｏ* ，Ｖｗｏ* に変換する。
式（８）のように、電流制御部２１の出力である励磁電
圧指令値ｖγｓ* 及びトルク電圧指令値ｖδｓ* を３相
電圧指令値Ｖｕｏ* ，Ｖｖｏ* ，Ｖｗｏ* に変換する。
【００３０】
【数２】
【００３１】電圧利用率向上演算部２４は、次の式
（９）に従い、補正３相電圧指令値Ｖｕｏ，Ｖｖｏ，Ｖ
ｗｏを演算する。 Ｖｕｏ＝Ｖｕｏ* −(1/2）｛ max( Ｖｕｏ* ，Ｖｖｏ* ，Ｖｗｏ* ） ＋min(Ｖｕｏ* ，Ｖｖｏ* ，Ｖｗｏ* ）｝ Ｖｖｏ＝Ｖｖｏ* −(1/2）｛ max( Ｖｕｏ* ，Ｖｖｏ* ，Ｖｗｏ* ） ＋min(Ｖｕｏ* ，Ｖｖｏ* ，Ｖｗｏ* ）｝ Ｖｗｏ＝Ｖｗｏ* −(1/2）｛ max( Ｖｕｏ* ，Ｖｖｏ* ，Ｖｗｏ* ） ＋min(Ｖｕｏ* ，Ｖｖｏ* ，Ｖｗｏ* ）｝ （９） インバータ２は、ＰＷＭ発生部１４を介した補正３相電
圧指令値Ｖｕｏ，Ｖｖｏ，Ｖｗｏに基づいて直流電源３
の直流電圧Ｖｄｃを３相交流電圧Ｖｕｏ’，Ｖｖｏ’，
Ｖｗｏ’に変換し、誘導電動機１に印加する。ただし、
３相交流電圧の振幅はＶｄｃ／２で制限される。
（９）に従い、補正３相電圧指令値Ｖｕｏ，Ｖｖｏ，Ｖ
ｗｏを演算する。 Ｖｕｏ＝Ｖｕｏ* −(1/2）｛ max( Ｖｕｏ* ，Ｖｖｏ* ，Ｖｗｏ* ） ＋min(Ｖｕｏ* ，Ｖｖｏ* ，Ｖｗｏ* ）｝ Ｖｖｏ＝Ｖｖｏ* −(1/2）｛ max( Ｖｕｏ* ，Ｖｖｏ* ，Ｖｗｏ* ） ＋min(Ｖｕｏ* ，Ｖｖｏ* ，Ｖｗｏ* ）｝ Ｖｗｏ＝Ｖｗｏ* −(1/2）｛ max( Ｖｕｏ* ，Ｖｖｏ* ，Ｖｗｏ* ） ＋min(Ｖｕｏ* ，Ｖｖｏ* ，Ｖｗｏ* ）｝ （９） インバータ２は、ＰＷＭ発生部１４を介した補正３相電
圧指令値Ｖｕｏ，Ｖｖｏ，Ｖｗｏに基づいて直流電源３
の直流電圧Ｖｄｃを３相交流電圧Ｖｕｏ’，Ｖｖｏ’，
Ｖｗｏ’に変換し、誘導電動機１に印加する。ただし、
３相交流電圧の振幅はＶｄｃ／２で制限される。
【００３２】次に、第１の実施形態の動作を説明する。
まず、インバータ２の出力電圧が飽和しない領域（μ≦
１）では、ベクトル制御指令値演算部１１で演算された
励磁電流指令値ｉγｓ* とトルク電流指令値ｉδｓ* と
に対して、電流制御部２１において、これらの指令値を
実現するような励磁電圧指令値ｖγｓ* とトルク電圧指
令値ｖδｓ* とが電動機定数を用いて演算される際に、
電流検出部２５で検出された誘導電動機１への入力３相
電流が３相／２相変換部２３及びフィルタ演算部２２を
介して電流制御部２１に入力されてフィードバック電流
制御が行われる。そして、電流制御部２１の出力である
励磁電圧指令値ｖγｓ* とトルク電圧指令値ｖδｓ* と
に基づいて変調度演算部１５で変調度μが演算され、補
正係数演算部１６で変調度μに応じた補正係数ｈが演算
される。ただし、ここではインバータ２の出力電圧が飽
和しない領域であるためｈ＝１である。励磁電圧指令値
ｖγｓ* 及びトルク電圧指令値ｖδｓ* は、２相／３相
変換部１３で３相電圧に変換され、電圧利用率向上演算
部２４で演算処理された後、補正係数ｈが乗算されてＰ
ＷＭ発生部１４を介してインバータ２に入力されインバ
ータ２が制御される。
まず、インバータ２の出力電圧が飽和しない領域（μ≦
１）では、ベクトル制御指令値演算部１１で演算された
励磁電流指令値ｉγｓ* とトルク電流指令値ｉδｓ* と
に対して、電流制御部２１において、これらの指令値を
実現するような励磁電圧指令値ｖγｓ* とトルク電圧指
令値ｖδｓ* とが電動機定数を用いて演算される際に、
電流検出部２５で検出された誘導電動機１への入力３相
電流が３相／２相変換部２３及びフィルタ演算部２２を
介して電流制御部２１に入力されてフィードバック電流
制御が行われる。そして、電流制御部２１の出力である
励磁電圧指令値ｖγｓ* とトルク電圧指令値ｖδｓ* と
に基づいて変調度演算部１５で変調度μが演算され、補
正係数演算部１６で変調度μに応じた補正係数ｈが演算
される。ただし、ここではインバータ２の出力電圧が飽
和しない領域であるためｈ＝１である。励磁電圧指令値
ｖγｓ* 及びトルク電圧指令値ｖδｓ* は、２相／３相
変換部１３で３相電圧に変換され、電圧利用率向上演算
部２４で演算処理された後、補正係数ｈが乗算されてＰ
ＷＭ発生部１４を介してインバータ２に入力されインバ
ータ２が制御される。
【００３３】次に、インバータ２の出力電圧が飽和する
過変調駆動領域（μ＞１）を考える。図２に、過変調駆
動領域での補正３相電圧指令値Ｖｕｏ、３相交流電圧Ｖ
ｕｏ’及び３相交流電圧Ｖｕｏ’の基本波成分の電圧波
形を示し、図３には、図２の変調度μを更に大きくした
ときの各電圧波形を示す。
過変調駆動領域（μ＞１）を考える。図２に、過変調駆
動領域での補正３相電圧指令値Ｖｕｏ、３相交流電圧Ｖ
ｕｏ’及び３相交流電圧Ｖｕｏ’の基本波成分の電圧波
形を示し、図３には、図２の変調度μを更に大きくした
ときの各電圧波形を示す。
【００３４】図において、３相交流電圧Ｖｕｏ’の１／
４周期における飽和区間をβとすると、飽和区間βは、
図２では０≦β≦π／３の範囲にあり、図３ではπ／３
≦β≦π／２の範囲にある。飽和区間βが０≦β≦π／
３のとき、３相交流電圧Ｖｕｏ’は、次の数３で示す式
（１０）で表すことができる。
４周期における飽和区間をβとすると、飽和区間βは、
図２では０≦β≦π／３の範囲にあり、図３ではπ／３
≦β≦π／２の範囲にある。飽和区間βが０≦β≦π／
３のとき、３相交流電圧Ｖｕｏ’は、次の数３で示す式
（１０）で表すことができる。
【００３５】
【数３】
【００３６】また、飽和区間βがπ／３≦β≦π／２の
とき、３相交流電圧Ｖｕｏ’は、次の数４で示す式（１
１）で表すことができる。
とき、３相交流電圧Ｖｕｏ’は、次の数４で示す式（１
１）で表すことができる。
【００３７】
【数４】
【００３８】次に、過変調駆動領域での実際に誘導電動
機１に印加される励磁電圧ｖγｓとトルク電圧ｖδｓ
は、３相交流電圧Ｖｕｏ’，Ｖｖｏ’，Ｖｗｏ’を用い
て次の数５で示す式（１２）で表される。
機１に印加される励磁電圧ｖγｓとトルク電圧ｖδｓ
は、３相交流電圧Ｖｕｏ’，Ｖｖｏ’，Ｖｗｏ’を用い
て次の数５で示す式（１２）で表される。
【００３９】
【数５】
【００４０】ただし、αをγ−δ軸座標の位相とする。
式（１０）、式（１１）から補正３相電圧指令値Ｖｕ
ｏ，Ｖｖｏ，Ｖｗｏを次の数６で示す式（１３）で表す
と、
式（１０）、式（１１）から補正３相電圧指令値Ｖｕ
ｏ，Ｖｖｏ，Ｖｗｏを次の数６で示す式（１３）で表す
と、
【００４１】
【数６】
【００４２】式（１２）、式（１３）から励磁電圧ｖγ
ｓとトルク電圧ｖδｓは、次の数７で示す式（１４）で
表すことができる。
ｓとトルク電圧ｖδｓは、次の数７で示す式（１４）で
表すことができる。
【００４３】
【数７】
【００４４】つまり、励磁電圧ｖγｓとトルク電圧ｖδ
ｓは、基本波成分に対応する直流成分と６ｍ次高調波成
分（ｍは自然数）とで構成される。この電圧が、誘導電
動機１に印加されるので、誘導電動機１に流れる励磁電
流ｉγｓとトルク電流ｉδｓも６ｍ次高調波成分を含む
ことになる。従って、一次周波数ωの６ｍ倍の周波数成
分をフィルタ演算部２２で除去することより、フィルタ
演算後の励磁電流ｉγｓ’及びトルク電流ｉδｓ’は、
過変調駆動領域でも高調波成分の影響が少なくなるた
め、フィードバック電流制御が良好に行われるようにな
る。
ｓは、基本波成分に対応する直流成分と６ｍ次高調波成
分（ｍは自然数）とで構成される。この電圧が、誘導電
動機１に印加されるので、誘導電動機１に流れる励磁電
流ｉγｓとトルク電流ｉδｓも６ｍ次高調波成分を含む
ことになる。従って、一次周波数ωの６ｍ倍の周波数成
分をフィルタ演算部２２で除去することより、フィルタ
演算後の励磁電流ｉγｓ’及びトルク電流ｉδｓ’は、
過変調駆動領域でも高調波成分の影響が少なくなるた
め、フィードバック電流制御が良好に行われるようにな
る。
【００４５】例えば、一次周波数ωが２００Ｈｚのと
き、フィルタ演算部２２の伝達関数Ｇ（ｓ）を次の式
（１５）とすると、このときの周波数特性は、図４に示
すようになる。 Ｇ(s) ＝0.893137(s2+40.9172s+5.69303e7)(s2+229.414s+2.25579e8) /(s2+943.876s+5.43664e7)/(s2+1386.72s+2.10974e8) （１５） また例えば、一次周波数ωが３００Ｈｚのとき、次の式
（１６）に示す伝達関数Ｇ（ｓ）とすると、このときの
周波数特性は、図５に示すようになる。
き、フィルタ演算部２２の伝達関数Ｇ（ｓ）を次の式
（１５）とすると、このときの周波数特性は、図４に示
すようになる。 Ｇ(s) ＝0.893137(s2+40.9172s+5.69303e7)(s2+229.414s+2.25579e8) /(s2+943.876s+5.43664e7)/(s2+1386.72s+2.10974e8) （１５） また例えば、一次周波数ωが３００Ｈｚのとき、次の式
（１６）に示す伝達関数Ｇ（ｓ）とすると、このときの
周波数特性は、図５に示すようになる。
【００４６】 Ｇ(s) ＝0.885555(s2+75.0339s+1.26885e8)(s2+619.982s+5.11693e8) /(s2+754.698s+1.22273e8)/(s2+1768.44s+4.70223e8) （１６） つまり、この場合のフィルタ演算部２２は、一次周波数
ωの６倍と１２倍の周波数成分を除去するものである。
図６は本実施形態における直流電圧Ｖｄｃ低下時のそれ
ぞれの電圧と電流を示す波形図である。上述の図１７に
示した従来の制御装置の波形と比べて過変調駆動領域
（μ＞１）での励磁電圧指令値ｖγｓ* 、トルク電圧指
令値ｖδｓ* 及び励磁電流ｉγｓ、トルク電流ｉδｓの
振動が減少していることが分かる。
ωの６倍と１２倍の周波数成分を除去するものである。
図６は本実施形態における直流電圧Ｖｄｃ低下時のそれ
ぞれの電圧と電流を示す波形図である。上述の図１７に
示した従来の制御装置の波形と比べて過変調駆動領域
（μ＞１）での励磁電圧指令値ｖγｓ* 、トルク電圧指
令値ｖδｓ* 及び励磁電流ｉγｓ、トルク電流ｉδｓの
振動が減少していることが分かる。
【００４７】このように、第１の実施形態によれば、過
変調駆動領域においてフィルタ演算部２２で一次周波数
ωの６ｍ倍の高調波電流を除去することで、高調波成分
の影響が小さなフィードバック電流制御を行うことがで
きる。従って、インバータ２の出力電圧が安定し、誘導
電動機１の出力トルクの安定化及び高効率化を図ること
ができる。
変調駆動領域においてフィルタ演算部２２で一次周波数
ωの６ｍ倍の高調波電流を除去することで、高調波成分
の影響が小さなフィードバック電流制御を行うことがで
きる。従って、インバータ２の出力電圧が安定し、誘導
電動機１の出力トルクの安定化及び高効率化を図ること
ができる。
【００４８】次に、第２の実施形態について説明する。
第２の実施形態では、第１の実施形態のフィルタ演算部
２２の特性を、一次周波数ωの６次高調波成分のみを除
去するものに変更した場合を説明する。その他の構成は
第１の実施形態と同様であるのでここでは説明を省略す
る。フィルタ演算部２２は、例えば、一次周波数ωが２
００Ｈｚのときは、伝達関数Ｇ（ｓ）を次の式（１７）
に示すようにすると、周波数特性は図７に示すようにな
る。
第２の実施形態では、第１の実施形態のフィルタ演算部
２２の特性を、一次周波数ωの６次高調波成分のみを除
去するものに変更した場合を説明する。その他の構成は
第１の実施形態と同様であるのでここでは説明を省略す
る。フィルタ演算部２２は、例えば、一次周波数ωが２
００Ｈｚのときは、伝達関数Ｇ（ｓ）を次の式（１７）
に示すようにすると、周波数特性は図７に示すようにな
る。
【００４９】 Ｇ(s) ＝0.954965(s2+40.9172s+5.69303e7) /(s2+943.876s+5.43664e7) （１７） また例えば、一次周波数ωが３００Ｈｚのときは、例え
ば伝達関数Ｇ（ｓ）を次の式（１８）に示すようにする
と、周波数特性は図８に示すようになる。 Ｇ(s) ＝0.963654(s2+75.0338s+1.26884e8) /(s2+754.698s+1.22273e8) （１８） 図９は、第２の実施形態における直流電圧Ｖｄｃ低下時
でのそれぞれの電圧と電流を示す波形図である。励磁電
流ｉγｓ及びトルク電流ｉδｓの高調波成分のうち、支
配的なのは６次高調波成分である。これは、式（１
０），（１１），（１３），（１４）から分かるよう
に、励磁電圧ｖγｓ及びトルク電圧ｖδｓの高調波成分
で支配的なのが６次高調波成分である上、誘導電動機１
のフィルタ特性により高次高調波電流は流れ難いためで
ある。従って、フィルタ演算部２２で６次高調波成分の
みを除去するだけでも、図９に示すように、上述の図１
７に比べて過変調駆動領域での励磁電圧指令値ｖγ
ｓ* 、トルク電圧指令値ｖδｓ* 及び励磁電流ｉγｓ、
トルク電流ｉδｓの振動が減少しているのが分かる。
ば伝達関数Ｇ（ｓ）を次の式（１８）に示すようにする
と、周波数特性は図８に示すようになる。 Ｇ(s) ＝0.963654(s2+75.0338s+1.26884e8) /(s2+754.698s+1.22273e8) （１８） 図９は、第２の実施形態における直流電圧Ｖｄｃ低下時
でのそれぞれの電圧と電流を示す波形図である。励磁電
流ｉγｓ及びトルク電流ｉδｓの高調波成分のうち、支
配的なのは６次高調波成分である。これは、式（１
０），（１１），（１３），（１４）から分かるよう
に、励磁電圧ｖγｓ及びトルク電圧ｖδｓの高調波成分
で支配的なのが６次高調波成分である上、誘導電動機１
のフィルタ特性により高次高調波電流は流れ難いためで
ある。従って、フィルタ演算部２２で６次高調波成分の
みを除去するだけでも、図９に示すように、上述の図１
７に比べて過変調駆動領域での励磁電圧指令値ｖγ
ｓ* 、トルク電圧指令値ｖδｓ* 及び励磁電流ｉγｓ、
トルク電流ｉδｓの振動が減少しているのが分かる。
【００５０】このように、第２の実施形態によれば、過
変調駆動領域においてフィルタ演算部２２で一次周波数
ωの６倍の高調波電流を除去するだけでも、第１の実施
形態と同様に高調波成分の影響が小さなフィードバック
電流制御を行うことができる。また、フィルタ演算部２
２において、除去する帯域１つに対して必要なフィルタ
次数は少なくとも２次である。このため、６ｍ次高調波
を除去する第１の実施形態では、少なくとも４次のフィ
ルタが必要なのに対して、６次高調波のみを除去する第
２の実施形態では、２次のフィルタでフィルタ演算部２
２を構成できるため、フィルタ演算部２２の構成が簡単
になり演算負荷を軽くできる。
変調駆動領域においてフィルタ演算部２２で一次周波数
ωの６倍の高調波電流を除去するだけでも、第１の実施
形態と同様に高調波成分の影響が小さなフィードバック
電流制御を行うことができる。また、フィルタ演算部２
２において、除去する帯域１つに対して必要なフィルタ
次数は少なくとも２次である。このため、６ｍ次高調波
を除去する第１の実施形態では、少なくとも４次のフィ
ルタが必要なのに対して、６次高調波のみを除去する第
２の実施形態では、２次のフィルタでフィルタ演算部２
２を構成できるため、フィルタ演算部２２の構成が簡単
になり演算負荷を軽くできる。
【００５１】次に、第３の実施形態について説明する。
第３の実施形態では、第１の実施形態のフィルタ演算部
２２の特性を、一次周波数ωの６次以上の高調波成分を
すべて除去するもの、つまり、カットオフ周波数が６ω
以下のローパス特性とした。その他の構成は、第１の実
施形態の構成と同様であるので説明を省略する。
第３の実施形態では、第１の実施形態のフィルタ演算部
２２の特性を、一次周波数ωの６次以上の高調波成分を
すべて除去するもの、つまり、カットオフ周波数が６ω
以下のローパス特性とした。その他の構成は、第１の実
施形態の構成と同様であるので説明を省略する。
【００５２】例えば、フィルタの伝達関数Ｇ（ｓ）を式
（１９）に示すようにし、周波数特性を図１０に示すよ
うにすると、一次周波数ωが２００Ｈｚのときでも３０
０Ｈｚのときでもωの６倍以上の周波数成分は十分に除
去できる。 Ｇ(s) ＝0.11216(s+22647.6)/(s+2540.16) （１９） 図１１は第３の実施形態における直流電圧Ｖｄｃの低下
時での電圧と電流を示す波形図である。図１１におい
て、上述の図１７に比べて過変調駆動領域（μ＞１）で
の励磁電圧指令値ｖγｓ* 、トルク電圧指令値ｖδｓ*
及び励磁電流ｉγｓ、トルク電流ｉδｓの振動が減少し
ているのが分かる。
（１９）に示すようにし、周波数特性を図１０に示すよ
うにすると、一次周波数ωが２００Ｈｚのときでも３０
０Ｈｚのときでもωの６倍以上の周波数成分は十分に除
去できる。 Ｇ(s) ＝0.11216(s+22647.6)/(s+2540.16) （１９） 図１１は第３の実施形態における直流電圧Ｖｄｃの低下
時での電圧と電流を示す波形図である。図１１におい
て、上述の図１７に比べて過変調駆動領域（μ＞１）で
の励磁電圧指令値ｖγｓ* 、トルク電圧指令値ｖδｓ*
及び励磁電流ｉγｓ、トルク電流ｉδｓの振動が減少し
ているのが分かる。
【００５３】このように、第３の実施形態によれば、過
変調駆動領域においてフィルタ演算部２２で一次周波数
ωの６倍以上の高調波電流をすべて除去することで、第
１、２の実施形態と同様に高調波成分の影響が小さなフ
ィードバック電流制御を行うことができる。また、ロー
パスフィルタ特性を実現するのに必要なフィルタ次数は
少なくとも１次であるため、第１、２の実施形態に比べ
てフィルタの構成が簡単になり、演算負荷をより軽くで
きる。更に、一次周波数ωの変化に伴うフィルタ演算部
２２の演算内容の変更を少なくすることもできる。
変調駆動領域においてフィルタ演算部２２で一次周波数
ωの６倍以上の高調波電流をすべて除去することで、第
１、２の実施形態と同様に高調波成分の影響が小さなフ
ィードバック電流制御を行うことができる。また、ロー
パスフィルタ特性を実現するのに必要なフィルタ次数は
少なくとも１次であるため、第１、２の実施形態に比べ
てフィルタの構成が簡単になり、演算負荷をより軽くで
きる。更に、一次周波数ωの変化に伴うフィルタ演算部
２２の演算内容の変更を少なくすることもできる。
【００５４】次に、第４の実施形態について説明する。
第４の実施形態では、フィルタ演算部２２での演算を誘
導電動機１の回転に同期して行うものである。第１〜３
の実施形態では、一次周波数ωに応じたフィルタ特性を
有するフィルタ演算部２２で、過変調駆動領域における
高調波成分を除去していた。従って、一次周波数ωが変
化すれば、必然的にフィルタ演算部２２の演算内容を変
更することになり、演算量が増加する。そこで、誘導電
動機１の回転に同期したトリガ信号によりフィルタ演算
部２２を駆動すれば、フィルタ演算部２２の演算内容を
変更せずに、常に一次周波数ωに応じたフィルタ特性が
実現できる。
第４の実施形態では、フィルタ演算部２２での演算を誘
導電動機１の回転に同期して行うものである。第１〜３
の実施形態では、一次周波数ωに応じたフィルタ特性を
有するフィルタ演算部２２で、過変調駆動領域における
高調波成分を除去していた。従って、一次周波数ωが変
化すれば、必然的にフィルタ演算部２２の演算内容を変
更することになり、演算量が増加する。そこで、誘導電
動機１の回転に同期したトリガ信号によりフィルタ演算
部２２を駆動すれば、フィルタ演算部２２の演算内容を
変更せずに、常に一次周波数ωに応じたフィルタ特性が
実現できる。
【００５５】図１２は、第４の実施形態の構成を示す図
である。図１２において、電動機回転数検出部４’は、
誘導電動機１の回転数Ｎを検出すると共に、誘導電動機
１が１回転する毎に、例えば１００回のトリガ信号を出
力する。そして、フィルタ演算部２２は、このトリガ信
号が出力される度に所定の演算を行う。その演算は、例
えば、次の式（２０）に従って行われる。
である。図１２において、電動機回転数検出部４’は、
誘導電動機１の回転数Ｎを検出すると共に、誘導電動機
１が１回転する毎に、例えば１００回のトリガ信号を出
力する。そして、フィルタ演算部２２は、このトリガ信
号が出力される度に所定の演算を行う。その演算は、例
えば、次の式（２０）に従って行われる。
【００５６】Ｇ(Z) ＝ 0.940809(Z2−1.46082Z＋1)/(Z2
−1.37435Z＋0.881619) （２０）ただし、Ｚをシフト演
算子とする。誘導電動機１の極対数ｐが２の場合、誘導
電動機１の回転数Ｎが変化してもフィルタ演算部２２の
周波数特性は常に図１３のようになり、６ωｒの周波数
成分を除去するものとなる。誘導電動機１の場合、イン
バータの一次周波数はω≒ωｒであるから、第２の実施
形態とほぼ同じ効果が得られる。
−1.37435Z＋0.881619) （２０）ただし、Ｚをシフト演
算子とする。誘導電動機１の極対数ｐが２の場合、誘導
電動機１の回転数Ｎが変化してもフィルタ演算部２２の
周波数特性は常に図１３のようになり、６ωｒの周波数
成分を除去するものとなる。誘導電動機１の場合、イン
バータの一次周波数はω≒ωｒであるから、第２の実施
形態とほぼ同じ効果が得られる。
【００５７】このように、第４の実施形態によれば、フ
ィルタ演算部２２の動作を誘導電動機１の回転に同期さ
せることで、フィルタ演算部２２の演算内容を誘導電動
機１の回転数Ｎの変化に拘わらず常に同じにできる。
尚、第１〜４の実施形態では、誘導電動機１を駆動する
場合について説明したが、本発明はこれに限らず、例え
ば、同期電動機等を駆動する場合に応用することが可能
である。
ィルタ演算部２２の動作を誘導電動機１の回転に同期さ
せることで、フィルタ演算部２２の演算内容を誘導電動
機１の回転数Ｎの変化に拘わらず常に同じにできる。
尚、第１〜４の実施形態では、誘導電動機１を駆動する
場合について説明したが、本発明はこれに限らず、例え
ば、同期電動機等を駆動する場合に応用することが可能
である。
【図１】本発明の第１の実施形態の構成を示すブロック
図
図
【図２】過変調領域における０≦β≦π／３の場合の電
圧波形を示す図
圧波形を示す図
【図３】過変調領域におけるπ／３≦β≦π／２の場合
の電圧を示す波形図
の電圧を示す波形図
【図４】本発明の第１の実施形態におけるω＝200Hz の
ときのフィルタ演算部の周波数特性を示す図
ときのフィルタ演算部の周波数特性を示す図
【図５】同上の第１の実施形態におけるω＝300Hz のと
きのフィルタ演算部の周波数特性を示す図
きのフィルタ演算部の周波数特性を示す図
【図６】同上の第１の実施形態における電圧と電流を示
す波形図
す波形図
【図７】本発明の第２の実施形態におけるω＝200Hz の
ときのフィルタ演算部の周波数特性を示す図
ときのフィルタ演算部の周波数特性を示す図
【図８】同上の第２の実施形態におけるω＝300Hz のと
きのフィルタ演算部の周波数特性を示す図
きのフィルタ演算部の周波数特性を示す図
【図９】同上の第２の実施形態における電圧と電流を示
す波形図
す波形図
【図１０】本発明の第３の実施形態におけるフィルタ演
算部の周波数特性を示す図
算部の周波数特性を示す図
【図１１】同上の第３の実施形態における電圧と電流を
示す波形図
示す波形図
【図１２】本発明の第４の実施形態の構成を示すブロッ
ク図
ク図
【図１３】同上の第４の実施形態におけるフィルタ演算
部の周波数特性を示す図
部の周波数特性を示す図
【図１４】従来のインバータの制御装置の構成を示すブ
ロック図
ロック図
【図１５】従来のインバータの制御装置の励磁電流制御
性能を示す波形図
性能を示す波形図
【図１６】従来のインバータの制御装置のトルク電流制
御性能を示す波形図
御性能を示す波形図
【図１７】従来のインバータの制御装置における電圧と
電流を示す波形図
電流を示す波形図
１ 誘導電動機 ２ インバータ ３ 直流電源 ４，４’ 電動機回転数検出部 １１ ベクトル制御指令値演算部 １３ ２相／３相変換部 １５ 変調度演算部 １６ 補正係数演算部 ２１ 電流制御部 ２２ フィルタ演算部 ２３ ３相／２相変換部 ２５ 電動機電流検出部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｐ 7/63 ３０２ Ｈ０２Ｐ 7/63 ３０２Ｒ
Claims (6)
- 【請求項１】交流電動機の一次電流を励磁電流とトルク
電流とに分けて制御する電流制御型インバータの制御装
置において、 予め設定された前記交流電動機の駆動目標値を実現する
励磁電流指令値、トルク電流指令値及び一次周波数を前
記交流電動機の回転状態及び前記駆動目標値に応じて演
算するベクトル制御指令値演算手段と、 前記交流電動機の一次電流を検出し該一次電流を基に前
記励磁電流及び前記トルク電流を演算する電動機電流検
出手段と、 前記励磁電流及び前記トルク電流から前記一次周波数に
応じた周波数成分を除去する演算を行うフィルタ演算手
段と、 該フィルタ演算手段の演算出力、前記励磁電流指令値及
びトルク電流指令値に基づいて励磁電圧指令値及びトル
ク電圧指令値を演算する電流制御手段と、 前記励磁電圧指令値及び前記トルク電圧指令値から前記
インバータの出力を制御する３相電圧指令値を演算する
２相／３相変換手段と、 を備え、前記インバータの出力が飽和すると前記フィル
タ演算手段が演算を実行する構成であることを特徴とす
るインバータの制御装置。 - 【請求項２】前記フィルタ演算手段は、前記励磁電流及
び前記トルク電流から前記一次周波数の６の自然数倍の
周波数成分をそれぞれ除去する構成としたことを特徴と
する請求項１に記載のインバータの制御装置。 - 【請求項３】前記フィルタ演算手段は、前記励磁電流及
び前記トルク電流から前記一次周波数の６倍の周波数成
分だけを除去する構成としたことを特徴とする請求項１
に記載のインバータの制御装置。 - 【請求項４】前記フィルタ演算手段は、前記励磁電流及
び前記トルク電流から前記一次周波数の６倍以上の周波
数成分をすべて除去する構成としたことを特徴とする請
求項１に記載のインバータの制御装置。 - 【請求項５】前記フィルタ演算手段は、前記交流電動機
の回転に同期して演算を実行する構成としたことを特徴
とする請求項１〜４のいずれか１つに記載のインバータ
の制御装置。 - 【請求項６】交流電動機の一次電流を励磁電流とトルク
電流とに分けて制御する電流制御型インバータの制御装
置において、予め設定された前記交流電動機の駆動目標
値を実現する励磁電流指令値、トルク電流指令値及び一
次周波数を前記交流電動機の回転状態及び前記駆動目標
値に応じて演算し、前記インバータの出力が飽和すると
検出した励磁電流及びトルク電流から前記一次周波数に
応じた周波数成分を除去し、該一次周波数に応じた周波
数成分を除去した励磁電流及びトルク電流と前記励磁電
流指令値及び前記トルク電流指令値とに基づいて励磁電
圧指令値及びトルク電圧指令値を演算し、該励磁電圧指
令値及びトルク電圧指令値に応じて前記インバータを制
御することを特徴とするインバータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8013188A JPH09215398A (ja) | 1996-01-29 | 1996-01-29 | インバータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8013188A JPH09215398A (ja) | 1996-01-29 | 1996-01-29 | インバータの制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09215398A true JPH09215398A (ja) | 1997-08-15 |
Family
ID=11826205
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8013188A Pending JPH09215398A (ja) | 1996-01-29 | 1996-01-29 | インバータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09215398A (ja) |
Cited By (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1999023750A1 (fr) * | 1997-10-31 | 1999-05-14 | Hitachi, Ltd. | Convertisseur de courant |
| EP1276225A2 (en) | 2001-06-29 | 2003-01-15 | Nissan Motor Co., Ltd. | Motor control apparatus for reducing higher harmonic current |
| JP2006020381A (ja) * | 2004-06-30 | 2006-01-19 | Hitachi Ltd | モータ駆動装置，電動アクチュエータおよび電動パワーステアリング装置 |
| CN100388618C (zh) * | 2006-11-03 | 2008-05-14 | 章颉 | 矢量控制同步电动机的励磁方法 |
| EP2012425A1 (en) * | 2007-07-04 | 2009-01-07 | Aisin Seiki Kabushiki Kaisha | Synchronous motor control device and synchronous motor control method |
| JP2009296788A (ja) * | 2008-06-05 | 2009-12-17 | Denso Corp | 回転機の回転角度推定装置 |
| WO2010038727A1 (ja) * | 2008-09-30 | 2010-04-08 | トヨタ自動車株式会社 | 交流電動機の制御装置および制御方法 |
| US7723945B2 (en) | 2005-05-10 | 2010-05-25 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Control device for motor drive system and electric vehicle including the same |
| JP2011234581A (ja) * | 2010-04-30 | 2011-11-17 | Denso Corp | 回転機の制御装置 |
| JP2011244638A (ja) * | 2010-05-20 | 2011-12-01 | Denso Corp | 回転機の制御装置 |
| JP2012165629A (ja) * | 2011-01-18 | 2012-08-30 | Daikin Ind Ltd | 電力変換装置 |
| JP2012249424A (ja) * | 2011-05-27 | 2012-12-13 | Denso Corp | モータ制御装置 |
| JP2014011870A (ja) * | 2012-06-29 | 2014-01-20 | Denso Corp | 回転機の制御装置 |
| JP2016015866A (ja) * | 2014-07-02 | 2016-01-28 | 現代自動車株式会社Ｈｙｕｎｄａｉｍｏｔｏｒ Ｃｏｍｐａｎｙ | 車両用インバータの電圧利用率向上制御装置及び方法 |
| CN113381660A (zh) * | 2021-06-25 | 2021-09-10 | 宁德师范学院 | 消除pwm过调制区低次谐波对闭环控制影响的新方法 |
-
1996
- 1996-01-29 JP JP8013188A patent/JPH09215398A/ja active Pending
Cited By (24)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6307759B1 (en) | 1997-10-31 | 2001-10-23 | Hitachi, Ltd. | Control device for electric power translating device |
| US6437997B1 (en) | 1997-10-31 | 2002-08-20 | Hitachi, Ltd. | Control device for electric power translating device |
| CN100373769C (zh) * | 1997-10-31 | 2008-03-05 | 株式会社日立制作所 | 电源转换设备 |
| WO1999023750A1 (fr) * | 1997-10-31 | 1999-05-14 | Hitachi, Ltd. | Convertisseur de courant |
| CN100438320C (zh) * | 1997-10-31 | 2008-11-26 | 株式会社日立制作所 | 电源转换设备 |
| EP1276225A2 (en) | 2001-06-29 | 2003-01-15 | Nissan Motor Co., Ltd. | Motor control apparatus for reducing higher harmonic current |
| JP2006020381A (ja) * | 2004-06-30 | 2006-01-19 | Hitachi Ltd | モータ駆動装置，電動アクチュエータおよび電動パワーステアリング装置 |
| US7723945B2 (en) | 2005-05-10 | 2010-05-25 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Control device for motor drive system and electric vehicle including the same |
| CN100388618C (zh) * | 2006-11-03 | 2008-05-14 | 章颉 | 矢量控制同步电动机的励磁方法 |
| EP2012425A1 (en) * | 2007-07-04 | 2009-01-07 | Aisin Seiki Kabushiki Kaisha | Synchronous motor control device and synchronous motor control method |
| JP2009296788A (ja) * | 2008-06-05 | 2009-12-17 | Denso Corp | 回転機の回転角度推定装置 |
| US8471519B2 (en) | 2008-09-30 | 2013-06-25 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Control device and control method for AC motor |
| WO2010038727A1 (ja) * | 2008-09-30 | 2010-04-08 | トヨタ自動車株式会社 | 交流電動機の制御装置および制御方法 |
| JP2010088205A (ja) * | 2008-09-30 | 2010-04-15 | Toyota Motor Corp | 交流電動機の制御装置 |
| EP2343800A4 (en) * | 2008-09-30 | 2017-06-07 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Ac electric motor controlling apparatus and controlling method |
| JP2011234581A (ja) * | 2010-04-30 | 2011-11-17 | Denso Corp | 回転機の制御装置 |
| JP2011244638A (ja) * | 2010-05-20 | 2011-12-01 | Denso Corp | 回転機の制御装置 |
| JP2012165629A (ja) * | 2011-01-18 | 2012-08-30 | Daikin Ind Ltd | 電力変換装置 |
| JP2012249424A (ja) * | 2011-05-27 | 2012-12-13 | Denso Corp | モータ制御装置 |
| JP2014011870A (ja) * | 2012-06-29 | 2014-01-20 | Denso Corp | 回転機の制御装置 |
| US9413278B2 (en) | 2012-06-29 | 2016-08-09 | Denso Corporation | Control device for rotating electrical machine |
| JP2016015866A (ja) * | 2014-07-02 | 2016-01-28 | 現代自動車株式会社Ｈｙｕｎｄａｉｍｏｔｏｒ Ｃｏｍｐａｎｙ | 車両用インバータの電圧利用率向上制御装置及び方法 |
| CN113381660A (zh) * | 2021-06-25 | 2021-09-10 | 宁德师范学院 | 消除pwm过调制区低次谐波对闭环控制影响的新方法 |
| CN113381660B (zh) * | 2021-06-25 | 2023-04-18 | 宁德师范学院 | 消除pwm过调制区低次谐波对闭环控制影响的方法 |
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