JPH08340691A - インバータ制御装置 - Google Patents
インバータ制御装置Info
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- JPH08340691A JPH08340691A JP7142225A JP14222595A JPH08340691A JP H08340691 A JPH08340691 A JP H08340691A JP 7142225 A JP7142225 A JP 7142225A JP 14222595 A JP14222595 A JP 14222595A JP H08340691 A JPH08340691 A JP H08340691A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
- H02M1/0054—Transistor switching losses
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 電流波形の歪みがなく、制御性に優れた２相
変調を行う。 【構成】 ３相交流のモータ４の実電流を電流センサ５
で検出し、検出電流値とＥＣＵ３の電流指令値とから電
圧指令値を演算する。電流指令値に基づいて２相変調の
ためのインバータ２の出力を固定する相とその期間を決
定し、電流指令値と電圧指令値との位相差が大きい場合
には、その２相変調期間を制限、又はシフトによって変
更する。変更された２相変調期間に、ＰＷＭ信号を発生
するための基準電圧信号のオフセット量を決め、オフセ
ットされた基準電圧信号と各相の電圧指令値とによって
ＰＷＭ信号を発生し、インバータ２への出力とする。位
相差が大きい場合には、２相変調を制限またはシフトに
よって、インバータ２の電源電圧（メインバッテリ１）
を越える電圧指令がインバータ２に出力されなくなるた
め、電磁波ノイズやスイッチングロスを低減できる。
変調を行う。 【構成】 ３相交流のモータ４の実電流を電流センサ５
で検出し、検出電流値とＥＣＵ３の電流指令値とから電
圧指令値を演算する。電流指令値に基づいて２相変調の
ためのインバータ２の出力を固定する相とその期間を決
定し、電流指令値と電圧指令値との位相差が大きい場合
には、その２相変調期間を制限、又はシフトによって変
更する。変更された２相変調期間に、ＰＷＭ信号を発生
するための基準電圧信号のオフセット量を決め、オフセ
ットされた基準電圧信号と各相の電圧指令値とによって
ＰＷＭ信号を発生し、インバータ２への出力とする。位
相差が大きい場合には、２相変調を制限またはシフトに
よって、インバータ２の電源電圧（メインバッテリ１）
を越える電圧指令がインバータ２に出力されなくなるた
め、電磁波ノイズやスイッチングロスを低減できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、インバータ制御装置に
関し、特に、インバータのある相のデューティ比をある
位相において０％または１００％に固定する２相変調方
式のインバータ制御装置に関する。
関し、特に、インバータのある相のデューティ比をある
位相において０％または１００％に固定する２相変調方
式のインバータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、特開平６−２３３５４９号では、
ＰＷＭ信号を印加するインバータ制御装置において、電
磁波ノイズ及びスイッチングロスの低減や電力変換の効
率向上を図るために、３相の中から各相の電流がピーク
を取る時点の±３０°（電気角）の期間にある１相の電
圧レベルを順次所定の値に固定することによりその相に
おけるインバータのスイッチングを停止させ、残りの２
相の電圧に同等のオフセットを加えてＰＷＭ制御させる
２相変調方式を提案してる。このように３相全ての電圧
に同等のオフセットをすると、線間電圧は変動しないの
で、各相電流はオフセットの有無に影響されないように
制御できる。
ＰＷＭ信号を印加するインバータ制御装置において、電
磁波ノイズ及びスイッチングロスの低減や電力変換の効
率向上を図るために、３相の中から各相の電流がピーク
を取る時点の±３０°（電気角）の期間にある１相の電
圧レベルを順次所定の値に固定することによりその相に
おけるインバータのスイッチングを停止させ、残りの２
相の電圧に同等のオフセットを加えてＰＷＭ制御させる
２相変調方式を提案してる。このように３相全ての電圧
に同等のオフセットをすると、線間電圧は変動しないの
で、各相電流はオフセットの有無に影響されないように
制御できる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の装置で
は、電流指令値の位相に対して印加される電圧の位相に
差が生じる場合、例えば、図１０に示すように、位相差
が６０°あるとすると、電圧レベルを固定させる相にお
いて大きな電圧をオフセットする必要があり、オフセッ
ト値が大きくなる。このとき、他の相に同等のオフセッ
ト値が与えられると、他の相の電圧指令値は、インバー
タの電源電圧を越える値となるが、実際にインバータか
らこの電圧を出力することができない。このため、モー
タの電流波形が歪み、制御性が悪化するという問題があ
る。
は、電流指令値の位相に対して印加される電圧の位相に
差が生じる場合、例えば、図１０に示すように、位相差
が６０°あるとすると、電圧レベルを固定させる相にお
いて大きな電圧をオフセットする必要があり、オフセッ
ト値が大きくなる。このとき、他の相に同等のオフセッ
ト値が与えられると、他の相の電圧指令値は、インバー
タの電源電圧を越える値となるが、実際にインバータか
らこの電圧を出力することができない。このため、モー
タの電流波形が歪み、制御性が悪化するという問題があ
る。
【０００４】本発明は、インバータ制御装置において、
電流波形の歪みがなく、制御性に優れた２相変調を行う
ことを目的とする。
電流波形の歪みがなく、制御性に優れた２相変調を行う
ことを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は、請求項１は、
多相交流モータに通電すべき電流指令値を出力する電流
指令発生手段と、前記モータの少なくとも２相の端子の
電流を検出する電流検出手段とを備え、前記モータの各
相の端子にパルス幅変調された各相電圧をインバータに
より個別に印加するインバータ制御装置であって、前記
電流指令発生手段による前記電流指令値と前記電流検出
手段による検出電流値とに基づいて前記モータの各相の
端子に印加する電圧指令値を演算する電圧指令値演算手
段と、前記各相電圧に関連する状態量に基づいて決定さ
れた互いに異なる位相期間毎に前記インバータの各相の
出力段の動作状態を順次一定レベルに固定する動作固定
期間を決定する固定期間決定手段と、この固定期間決定
手段が決定した前記動作固定期間を、前記電流指令値と
前記電圧指令値との位相差に基づいて変更して変更期間
とする期間変更手段と、この期間変更手段の変更期間に
前記インバータの各相の出力段の動作状態を順次一定レ
ベルに固定するための固定用信号を発生する信号発生手
段と、この信号発生手段が発生する前記固定用信号と、
前記電圧指令値とに基づいて３相ＰＷＭ信号を発生する
ＰＷＭ信号発生手段とを備えたことを技術的手段とす
る。
多相交流モータに通電すべき電流指令値を出力する電流
指令発生手段と、前記モータの少なくとも２相の端子の
電流を検出する電流検出手段とを備え、前記モータの各
相の端子にパルス幅変調された各相電圧をインバータに
より個別に印加するインバータ制御装置であって、前記
電流指令発生手段による前記電流指令値と前記電流検出
手段による検出電流値とに基づいて前記モータの各相の
端子に印加する電圧指令値を演算する電圧指令値演算手
段と、前記各相電圧に関連する状態量に基づいて決定さ
れた互いに異なる位相期間毎に前記インバータの各相の
出力段の動作状態を順次一定レベルに固定する動作固定
期間を決定する固定期間決定手段と、この固定期間決定
手段が決定した前記動作固定期間を、前記電流指令値と
前記電圧指令値との位相差に基づいて変更して変更期間
とする期間変更手段と、この期間変更手段の変更期間に
前記インバータの各相の出力段の動作状態を順次一定レ
ベルに固定するための固定用信号を発生する信号発生手
段と、この信号発生手段が発生する前記固定用信号と、
前記電圧指令値とに基づいて３相ＰＷＭ信号を発生する
ＰＷＭ信号発生手段とを備えたことを技術的手段とす
る。
【０００６】請求項２は、請求項１において、前記ＰＷ
Ｍ信号発生手段は、前記電圧指令値と前記固定用信号と
の差分に応じて前記３相ＰＷＭ信号の発生のための基準
となる基準電圧信号のオフセット量を変更するオフセッ
ト量変更手段を備え、このオフセット量変更手段により
オフセット量が変更された前記基準電圧信号と前記電圧
指令値とに基づいて前記３相ＰＷＭ信号を発生すること
を技術的手段とする。請求項３は、請求項１または２に
おいて、前記各相電圧に関連する状態量は前記電流指令
値であり、前記固定期間決定手段は、前記動作固定期間
を、前記電流指令値に基づいて決定することを技術的手
段とする。
Ｍ信号発生手段は、前記電圧指令値と前記固定用信号と
の差分に応じて前記３相ＰＷＭ信号の発生のための基準
となる基準電圧信号のオフセット量を変更するオフセッ
ト量変更手段を備え、このオフセット量変更手段により
オフセット量が変更された前記基準電圧信号と前記電圧
指令値とに基づいて前記３相ＰＷＭ信号を発生すること
を技術的手段とする。請求項３は、請求項１または２に
おいて、前記各相電圧に関連する状態量は前記電流指令
値であり、前記固定期間決定手段は、前記動作固定期間
を、前記電流指令値に基づいて決定することを技術的手
段とする。
【０００７】請求項４は、請求項１から３において、前
記期間変更手段は、前記固定期間決定手段の前記動作固
定期間を、前記電流指令値と前記電圧指令値との位相差
に基づいて制限することを技術的手段とする。請求項５
は、請求項１から３において、前記期間変更手段は、前
記固定期間決定手段の前記動作固定期間を、前記電流指
令値と前記電圧指令値との位相差に基づいてシフトする
ことを技術的手段とする。
記期間変更手段は、前記固定期間決定手段の前記動作固
定期間を、前記電流指令値と前記電圧指令値との位相差
に基づいて制限することを技術的手段とする。請求項５
は、請求項１から３において、前記期間変更手段は、前
記固定期間決定手段の前記動作固定期間を、前記電流指
令値と前記電圧指令値との位相差に基づいてシフトする
ことを技術的手段とする。
【０００８】請求項６は、請求項１から５に記載のイン
バータ制御装置を、前記ＰＷＭ信号発生手段としてのＰ
ＷＭポートを内蔵したマイコンによって構成したことを
技術的手段とする。
バータ制御装置を、前記ＰＷＭ信号発生手段としてのＰ
ＷＭポートを内蔵したマイコンによって構成したことを
技術的手段とする。
【０００９】
【作用】本発明は、電流指令発生手段より出力された多
相交流モータに通電すべき電流指令値と、モータの少な
くとも２相の端子の電流を検出する電流検出手段による
検出電流値とに基づいてモータの各相の端子に印加する
電圧指令値が電圧指令値演算手段により演算される。固
定期間決定手段で、各相電圧に関連する状態量に基づい
て決定された互いに異なる位相期間毎にインバータの各
相の出力段の動作状態を順次一定レベルに固定するため
の動作固定期間を決定されると、電流指令値と電圧指令
値との位相差に基づいてその期間が制限されたり、電流
指令値と電圧指令値との位相差に基づいてその期間がシ
フトされることによって変更されて変更期間とされる。
信号発生手段は、この変更期間にインバータの各相の出
力段の動作状態を順次一定レベルに固定するための固定
用信号を発生する。
相交流モータに通電すべき電流指令値と、モータの少な
くとも２相の端子の電流を検出する電流検出手段による
検出電流値とに基づいてモータの各相の端子に印加する
電圧指令値が電圧指令値演算手段により演算される。固
定期間決定手段で、各相電圧に関連する状態量に基づい
て決定された互いに異なる位相期間毎にインバータの各
相の出力段の動作状態を順次一定レベルに固定するため
の動作固定期間を決定されると、電流指令値と電圧指令
値との位相差に基づいてその期間が制限されたり、電流
指令値と電圧指令値との位相差に基づいてその期間がシ
フトされることによって変更されて変更期間とされる。
信号発生手段は、この変更期間にインバータの各相の出
力段の動作状態を順次一定レベルに固定するための固定
用信号を発生する。
【００１０】ＰＷＭ信号発生手段では、電圧指令値と固
定用信号とに基づいて３相ＰＷＭ信号を発生する。この
３相ＰＷＭ信号は、例えば、電圧指令値と固定用信号と
の差分に応じて３相ＰＷＭ信号の発生のための基準とな
る基準電圧信号のオフセット量を変更することによっ
て、ある相については、インバータの出力段のスイッチ
ングを固定して動作状態を一定レベルに固定した相電圧
とし、その他の相については、ＰＷＭ信号を発生させ
て、これを、順次他の相についても同様に行うことによ
って、順次インバータの各相の出力段の動作状態が一定
レベルに固定される２相変調を行うことができる。モー
タの各相の端子には上記のとおり、２相変調されたパル
ス幅変調（ＰＷＭ）信号に応じた各相電圧が、インバー
タにより個別に印加される。
定用信号とに基づいて３相ＰＷＭ信号を発生する。この
３相ＰＷＭ信号は、例えば、電圧指令値と固定用信号と
の差分に応じて３相ＰＷＭ信号の発生のための基準とな
る基準電圧信号のオフセット量を変更することによっ
て、ある相については、インバータの出力段のスイッチ
ングを固定して動作状態を一定レベルに固定した相電圧
とし、その他の相については、ＰＷＭ信号を発生させ
て、これを、順次他の相についても同様に行うことによ
って、順次インバータの各相の出力段の動作状態が一定
レベルに固定される２相変調を行うことができる。モー
タの各相の端子には上記のとおり、２相変調されたパル
ス幅変調（ＰＷＭ）信号に応じた各相電圧が、インバー
タにより個別に印加される。
【００１１】以上の動作によって、モータには、電流指
令値と電圧指令値との位相差が大きくない場合には、各
相電圧に関連する状態量、例えば、電流指令値に基づい
て決定された互いに異なる位相期間毎に発生される固定
用信号に応じて、インバータの各相の出力段の動作状態
が順次一定レベルに固定された電圧が印加され、電流指
令値と電圧指令値との位相差が大きい場合には、インバ
ータの各相の出力段の動作状態の固定が制限あるいはシ
フトされた状態の電圧が印加される。従って、電流と電
圧の位相差が小さい場合には、電磁波ノイズやインバー
タにおけるスイッチングロスを低減でき、電力変換の効
率の良い状態でモータを駆動できる２相変調方式を行う
ことができ、電流と電圧の位相差が大きい場合には、イ
ンバータの電源電圧を越えない範囲内で２相変調方式に
よる駆動を行うことができるため、電流波形が歪んだ
り、制御性が悪化することがない。
令値と電圧指令値との位相差が大きくない場合には、各
相電圧に関連する状態量、例えば、電流指令値に基づい
て決定された互いに異なる位相期間毎に発生される固定
用信号に応じて、インバータの各相の出力段の動作状態
が順次一定レベルに固定された電圧が印加され、電流指
令値と電圧指令値との位相差が大きい場合には、インバ
ータの各相の出力段の動作状態の固定が制限あるいはシ
フトされた状態の電圧が印加される。従って、電流と電
圧の位相差が小さい場合には、電磁波ノイズやインバー
タにおけるスイッチングロスを低減でき、電力変換の効
率の良い状態でモータを駆動できる２相変調方式を行う
ことができ、電流と電圧の位相差が大きい場合には、イ
ンバータの電源電圧を越えない範囲内で２相変調方式に
よる駆動を行うことができるため、電流波形が歪んだ
り、制御性が悪化することがない。
【００１２】
【発明の効果】本発明では、電圧ベクトルと電流ベクト
ルの位相差を演算できることに着目し、この位相差が大
きい場合には２相変調を実施する期間を制限し、若しく
はシフトすることにより、３相各相の電圧指令が電源電
圧を越えないように制御するため、電磁波ノイズやイン
バータにおけるスイッチングロスを低減でき、電力変換
の効率の良い状態でモータを駆動でき、また、電流波形
が歪んだり、制御性が悪化することがない。
ルの位相差を演算できることに着目し、この位相差が大
きい場合には２相変調を実施する期間を制限し、若しく
はシフトすることにより、３相各相の電圧指令が電源電
圧を越えないように制御するため、電磁波ノイズやイン
バータにおけるスイッチングロスを低減でき、電力変換
の効率の良い状態でモータを駆動でき、また、電流波形
が歪んだり、制御性が悪化することがない。
【００１３】
【実施例】次に本発明のインバータ制御装置を図に示す
実施例に基づいて説明する。図１は、本発明の実施例に
係わる電気自動車のモータ制御システムである。図にお
いて、１はメインバッテリ、２はインバータ、３は制御
部であるＥＣＵ、４は３相交流のモータ、５はモータ４
の各相の電流を検出する電流センサ、６は電流センサ５
により少なくとも２相の電流値を検出する電流検出回路
である。
実施例に基づいて説明する。図１は、本発明の実施例に
係わる電気自動車のモータ制御システムである。図にお
いて、１はメインバッテリ、２はインバータ、３は制御
部であるＥＣＵ、４は３相交流のモータ、５はモータ４
の各相の電流を検出する電流センサ、６は電流センサ５
により少なくとも２相の電流値を検出する電流検出回路
である。
【００１４】メインバッテリ１は鉛バッテリを用いてお
り、インバータ２を通してモータ４へ電力を供給し、ま
た、回生時には電力を回収する。このメインバッテリ１
は、鉛バッテリ以外の他の種類のバッテリで構成するこ
ともできる。インバータ２は、６個のスイッチング素子
（ＩＧＢＴ）２０〜２５と、３個の否定論理素子２６〜
２８と、平滑コンデンサ２９から構成されており、ＥＣ
Ｕ３によりスイッチング制御することにより、モータ４
の各相へ電圧を印加する。モータ４は、図に示すように
３相のコイル４１を備え、このコイルを励磁することに
より、力行、回生動作させる。
り、インバータ２を通してモータ４へ電力を供給し、ま
た、回生時には電力を回収する。このメインバッテリ１
は、鉛バッテリ以外の他の種類のバッテリで構成するこ
ともできる。インバータ２は、６個のスイッチング素子
（ＩＧＢＴ）２０〜２５と、３個の否定論理素子２６〜
２８と、平滑コンデンサ２９から構成されており、ＥＣ
Ｕ３によりスイッチング制御することにより、モータ４
の各相へ電圧を印加する。モータ４は、図に示すように
３相のコイル４１を備え、このコイルを励磁することに
より、力行、回生動作させる。
【００１５】ＥＣＵ３は、モータ制御部であって、図２
に示すように、自動車制御装置からの電流指令値が入力
される指令値入力部３１と、電流検出回路６その他でそ
れぞれ測定された電流値、バッテリ電圧、モータ端子電
圧、モータ回転数（エンコーダ、レゾルバの信号）等が
入力される測定値入力部３２と、電流指令値と各測定値
に基づいて、各相の指令電圧値を演算し、更に、この各
相の指令電圧値に対し２相変調制御を実施するＭＰＵ３
３と、ＭＰＵ３３の演算結果に基づいてインバータ２に
スイッチング信号を出力するスイッチング指令出力部３
４で構成される。
に示すように、自動車制御装置からの電流指令値が入力
される指令値入力部３１と、電流検出回路６その他でそ
れぞれ測定された電流値、バッテリ電圧、モータ端子電
圧、モータ回転数（エンコーダ、レゾルバの信号）等が
入力される測定値入力部３２と、電流指令値と各測定値
に基づいて、各相の指令電圧値を演算し、更に、この各
相の指令電圧値に対し２相変調制御を実施するＭＰＵ３
３と、ＭＰＵ３３の演算結果に基づいてインバータ２に
スイッチング信号を出力するスイッチング指令出力部３
４で構成される。
【００１６】以下、ＭＰＵ３３について詳細に説明す
る。インバータ制御演算を行うＭＰＵ３３は、指令値読
み込み部３３１と、測定値読み込み部３３２と、電圧指
令値演算部３３３と、２相変調期間決定部３３４と、位
相差演算部３３５と、２相変調期間を制限若しくはシフ
トする２相変調変更部３３６と、オフセット演算部３３
７と、オフセット設定部３３８と、ＰＷＭ信号発生部３
３９とから構成される。指令値読み込み部３３１は、各
相の電流指令値若しくは指令電流ベクトル等を読み込
む。測定値読み込み部３３２は、各相のモータ電流、モ
ータ回転数等を読み込む。この電流値は、電流センサ５
で検出した電流値に基づいて電流検出回路６により３相
それぞれ読み込むか、若しくは２相分から他の相電流を
演算することにより電流値を得ることができる。モータ
回転数は回転センサからの出力を読み込むことにより与
えられる。
る。インバータ制御演算を行うＭＰＵ３３は、指令値読
み込み部３３１と、測定値読み込み部３３２と、電圧指
令値演算部３３３と、２相変調期間決定部３３４と、位
相差演算部３３５と、２相変調期間を制限若しくはシフ
トする２相変調変更部３３６と、オフセット演算部３３
７と、オフセット設定部３３８と、ＰＷＭ信号発生部３
３９とから構成される。指令値読み込み部３３１は、各
相の電流指令値若しくは指令電流ベクトル等を読み込
む。測定値読み込み部３３２は、各相のモータ電流、モ
ータ回転数等を読み込む。この電流値は、電流センサ５
で検出した電流値に基づいて電流検出回路６により３相
それぞれ読み込むか、若しくは２相分から他の相電流を
演算することにより電流値を得ることができる。モータ
回転数は回転センサからの出力を読み込むことにより与
えられる。
【００１７】電圧指令演算部３３３は、指令電流と実電
流とに基づいて、フィードバックにより電圧指令値を演
算、若しくは指令電流からフィードフォワードで電圧指
令値を演算する。電圧指令値の演算のフィードバック制
御を具体的に示すと、 Ｖｕref ＝（Ｉｕref −Ｉｕ）＊（Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓ） Ｖｕref ＝（Ｉｖref −Ｉｖ）＊（Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓ） Ｖｕref ＝（Ｉｗref −Ｉｗ）＊（Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓ） でそれぞれの相電圧を求める。ここで、Ｋｐは比例ゲイ
ン、Ｋｉは積分ゲインを表しており、ラプラス変換のｓ
関数で表記している。ここで求めたｄｑ軸電圧指令を３
相電圧指令に変換して電圧指令値とする。
流とに基づいて、フィードバックにより電圧指令値を演
算、若しくは指令電流からフィードフォワードで電圧指
令値を演算する。電圧指令値の演算のフィードバック制
御を具体的に示すと、 Ｖｕref ＝（Ｉｕref −Ｉｕ）＊（Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓ） Ｖｕref ＝（Ｉｖref −Ｉｖ）＊（Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓ） Ｖｕref ＝（Ｉｗref −Ｉｗ）＊（Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓ） でそれぞれの相電圧を求める。ここで、Ｋｐは比例ゲイ
ン、Ｋｉは積分ゲインを表しており、ラプラス変換のｓ
関数で表記している。ここで求めたｄｑ軸電圧指令を３
相電圧指令に変換して電圧指令値とする。
【００１８】また、電圧指令値を演算する他の方法とし
て、３相／２相変換した後のｄｑ軸上でフィードバック
制御することもできる。具体的には、 Ｖｄref ＝（Ｉｄref −Ｉｄ）＊（Ｋｐ１＋Ｋｉ１／
ｓ） Ｖｑref ＝（Ｉｑref −Ｉｑ）＊（Ｋｐ２＋Ｋｉ２／
ｓ） で表される。
て、３相／２相変換した後のｄｑ軸上でフィードバック
制御することもできる。具体的には、 Ｖｄref ＝（Ｉｄref −Ｉｄ）＊（Ｋｐ１＋Ｋｉ１／
ｓ） Ｖｑref ＝（Ｉｑref −Ｉｑ）＊（Ｋｐ２＋Ｋｉ２／
ｓ） で表される。
【００１９】さらに、他の電圧指令値の演算方法とし
て、モータ定数と指令電流からフィードフォワード的に
電圧指令値を演算することもできる。モータ定数とし
て、抵抗：Ｒ、インダクタンス：Ｌ、磁束Ψ、回転数
ω、を用いると、同期モータを制御する場合、 Ｖｄref ＝Ｒ＊Ｉｄref − ω＊Ｌｑ＊Ｉｑref Ｖｑref ＝ω＊Ｌｄ＊Ｉｄref ＋Ｒ＊Ｉｑref ＋ω＊Ψ
ａ の式から、演算によりｄｑ軸電圧指令を求める。なお、
この場合、実電流を用いてモータ定数の同定を行い、同
定により得られたパラメータを用いて制御することも可
能である。また、この例の派生として、モータ定数と指
令電流と実際の電流からフィードバックとフィードフォ
ワードを合わせて電圧指令を演算することもできる。具
体的には、 Ｖｄref ＝Ｒ＊Ｉｄref −ω＊Ｌｑ＊Ｉｑref ＋（Ｉｄ
ref −Ｉｄ）＊Ｋｐ１ Ｖｑref ＝ω＊Ｌｄ＊Ｉｄref ＋Ｒ＊Ｉｑref ＋ω＊Ψ
ａ＋（Ｉｑref −Ｉｑ）＊Ｋｐ２ で表せる。なお、前述の電圧指令作成部は連続系コント
ローラとして記述したが、離散化したコントローラで構
成することも可能である。以上で求めたｄｑ軸電圧指令
を３相電圧指令に変換して電圧指令値とする。
て、モータ定数と指令電流からフィードフォワード的に
電圧指令値を演算することもできる。モータ定数とし
て、抵抗：Ｒ、インダクタンス：Ｌ、磁束Ψ、回転数
ω、を用いると、同期モータを制御する場合、 Ｖｄref ＝Ｒ＊Ｉｄref − ω＊Ｌｑ＊Ｉｑref Ｖｑref ＝ω＊Ｌｄ＊Ｉｄref ＋Ｒ＊Ｉｑref ＋ω＊Ψ
ａ の式から、演算によりｄｑ軸電圧指令を求める。なお、
この場合、実電流を用いてモータ定数の同定を行い、同
定により得られたパラメータを用いて制御することも可
能である。また、この例の派生として、モータ定数と指
令電流と実際の電流からフィードバックとフィードフォ
ワードを合わせて電圧指令を演算することもできる。具
体的には、 Ｖｄref ＝Ｒ＊Ｉｄref −ω＊Ｌｑ＊Ｉｑref ＋（Ｉｄ
ref −Ｉｄ）＊Ｋｐ１ Ｖｑref ＝ω＊Ｌｄ＊Ｉｄref ＋Ｒ＊Ｉｑref ＋ω＊Ψ
ａ＋（Ｉｑref −Ｉｑ）＊Ｋｐ２ で表せる。なお、前述の電圧指令作成部は連続系コント
ローラとして記述したが、離散化したコントローラで構
成することも可能である。以上で求めたｄｑ軸電圧指令
を３相電圧指令に変換して電圧指令値とする。
【００２０】２相変調期間決定部３３４は、電流指令値
の各位相に基づいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各電流指令値
のうち、インバータ２の出力を固定する相を選択し、そ
のために電流指令値をオフセットする期間を決定する。
ここでは、例えば、図３に示すように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ
相の各電流指令値のうちある相の電流指令値がピークを
とる時点の±３０°（電気角）の範囲の相を、インバー
タ２の出力を固定する相として選択し、その期間を出力
を固定する期間として決定する。
の各位相に基づいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各電流指令値
のうち、インバータ２の出力を固定する相を選択し、そ
のために電流指令値をオフセットする期間を決定する。
ここでは、例えば、図３に示すように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ
相の各電流指令値のうちある相の電流指令値がピークを
とる時点の±３０°（電気角）の範囲の相を、インバー
タ２の出力を固定する相として選択し、その期間を出力
を固定する期間として決定する。
【００２１】位相差演算部３３５は、電流指令値ベクト
ルと電圧指令値ベクトルとから位相差θref を演算す
る。電流指令値Ｉref ＝（Ｉｄref , Ｉｑref ）と電圧
指令値Ｖref ＝（Ｖｄref , Ｖｑref ）から、 θref ＝ｃｏｓ-1｛（Ｉref ・Ｖref ）／（｜Ｉref ｜
・｜Ｖref ｜）｝ と、求めることができる。若しくは、θref ＝θv −θ
i で求めることができる。但し、θv ＝ｔａｎ-1（Ｖｑ
ref ／Ｖｄref ）、θi ＝ｔａｎ-1（Ｉｑref ／Ｉｄre
f ）で与えられる。電圧指令値ベクトル（Ｉｄref , Ｉ
ｑref ）と電圧指令値ベクトル（Ｖｄref, Ｖｑref ）
と、位相差θref との関係を図４に示す。
ルと電圧指令値ベクトルとから位相差θref を演算す
る。電流指令値Ｉref ＝（Ｉｄref , Ｉｑref ）と電圧
指令値Ｖref ＝（Ｖｄref , Ｖｑref ）から、 θref ＝ｃｏｓ-1｛（Ｉref ・Ｖref ）／（｜Ｉref ｜
・｜Ｖref ｜）｝ と、求めることができる。若しくは、θref ＝θv −θ
i で求めることができる。但し、θv ＝ｔａｎ-1（Ｖｑ
ref ／Ｖｄref ）、θi ＝ｔａｎ-1（Ｉｑref ／Ｉｄre
f ）で与えられる。電圧指令値ベクトル（Ｉｄref , Ｉ
ｑref ）と電圧指令値ベクトル（Ｖｄref, Ｖｑref ）
と、位相差θref との関係を図４に示す。
【００２２】２相変調変更部３３６は、２相変調後の各
相の電圧指令が電源電圧を越えないように位相差θref
に基づいて、２相変調を実施する期間を制限若しくはシ
フトするブロックである。例えば、図１０に示すよう
に、電流と電圧との位相差θref が６０°ある場合に
は、２相変調方式で電圧指令が電源電圧を越える３０°
の期間（図１０の○で示した部分）は２相変調を行わな
いように２相変調期間を制限する。具体的には、位相差
演算部３３５で求めた電流と電圧の位相差θref が３０
°以上ある場合には、図５に示すように、相電流指令値
を基準にし、（θref −３０°）の部分では２相変調を
実施しないように制限を加える。この制限により、電源
電圧を越えるＰＷＭ電圧指令値が出力されなくなる。こ
の結果、電圧波形の歪みがなくなり、電流波形も歪みが
生じない。また、位相差を基準にとるのではなく、請求
項２に示すように、オフセット量を制限することによ
り、他の相で電源電圧を超えないようにすることもでき
る。
相の電圧指令が電源電圧を越えないように位相差θref
に基づいて、２相変調を実施する期間を制限若しくはシ
フトするブロックである。例えば、図１０に示すよう
に、電流と電圧との位相差θref が６０°ある場合に
は、２相変調方式で電圧指令が電源電圧を越える３０°
の期間（図１０の○で示した部分）は２相変調を行わな
いように２相変調期間を制限する。具体的には、位相差
演算部３３５で求めた電流と電圧の位相差θref が３０
°以上ある場合には、図５に示すように、相電流指令値
を基準にし、（θref −３０°）の部分では２相変調を
実施しないように制限を加える。この制限により、電源
電圧を越えるＰＷＭ電圧指令値が出力されなくなる。こ
の結果、電圧波形の歪みがなくなり、電流波形も歪みが
生じない。また、位相差を基準にとるのではなく、請求
項２に示すように、オフセット量を制限することによ
り、他の相で電源電圧を超えないようにすることもでき
る。
【００２３】この２相変調変更部３３６の別実施例とし
て、図６に示すように、２相変調を実施する期間をシフ
トすることにより２相変調時に電圧指令が電源電圧を越
えることを防止することもできる。具体的には、位相差
θref が３０°以上ある場合には、２相変調を行う期間
をシフト量θshift だけシフトするように制御する。こ
のシフト量θshift の設定範囲は、 θref −３０°＜θshift ＜θref ＋３０° で与えられる。図６では、θref ＝６０°のときの電
流、電圧の状態を示している。この場合のシフト量設定
範囲は、前記不等式より、 ３０°＜θshift ＜９０° で与えられ、図６では、θshift ＝６０°の例を示して
いる。この２相変調期間のシフトにより、電源電圧を越
えるＰＷＭ電圧指令値が出力されなくなる。この結果、
電圧波形の歪みがなくなり、電流波形の歪みもなくな
る。
て、図６に示すように、２相変調を実施する期間をシフ
トすることにより２相変調時に電圧指令が電源電圧を越
えることを防止することもできる。具体的には、位相差
θref が３０°以上ある場合には、２相変調を行う期間
をシフト量θshift だけシフトするように制御する。こ
のシフト量θshift の設定範囲は、 θref −３０°＜θshift ＜θref ＋３０° で与えられる。図６では、θref ＝６０°のときの電
流、電圧の状態を示している。この場合のシフト量設定
範囲は、前記不等式より、 ３０°＜θshift ＜９０° で与えられ、図６では、θshift ＝６０°の例を示して
いる。この２相変調期間のシフトにより、電源電圧を越
えるＰＷＭ電圧指令値が出力されなくなる。この結果、
電圧波形の歪みがなくなり、電流波形の歪みもなくな
る。
【００２４】オフセット演算部３３７では、順次各相の
電圧を所定値に固定するためのオフセット量を演算す
る。オフセット量は、三角波のピーク電圧とデューティ
比を固定する相の電圧指令値を用いて演算する。以下
に、図７を参考にして演算方法を説明する。ＰＷＭ信号
発生部３３９における２相変調のＰＷＭ波形成形は、ス
イッチングを停止させる相の指令値を三角波に加えるこ
とにより実現する。従って、ここでは、三角波のシフト
量の求め方について説明する。簡単のために、Ｕ相の出
力が図７中の（Ｘ）の直線で示されるとし、この電位を
Ｖａとする。また、通常のＰＷＭ駆動用三角波のピーク
電圧をＶｐとする。このとき、Ｕ相ＰＷＭ信号のデュー
ティ比を１００％とするには、三角波の正のピークがＶ
ａであればよい。このシフト量をΔＶａとすると、ΔＶ
ａは次式により求められる。 ΔＶａ＝Ｖａ−Ｖｐ＝Ｖａ＋（−Ｖｐ） つまり、シフト量ΔＶａは、三角波の負のピーク値とＵ
相出力との加算で求められる。次に、電流指令値が
（Ｙ）の直線である場合について、デューティ比を０に
するためのシフト量ΔＶｂを求めてみると、上記の場合
と同様に、 ΔＶｂ＝Ｖｂ−Ｖｐ＝Ｖｂ＋Ｖｐ すなわち、シフト量ΔＶｂは、三角波の正のピーク値と
Ｕ相出力との加算で求められる。他の相についても、同
様に、シフト量は各相の出力と三角波の±ピーク値との
加算で求められる。なお、オフセットのノイズ成分を除
去するため、オフセット量演算値に、ローパスフィルタ
をかける場合もある。各相のオフセット設定部３３８で
は、電圧を固定する相以外の２相の電圧をオフセットす
る。
電圧を所定値に固定するためのオフセット量を演算す
る。オフセット量は、三角波のピーク電圧とデューティ
比を固定する相の電圧指令値を用いて演算する。以下
に、図７を参考にして演算方法を説明する。ＰＷＭ信号
発生部３３９における２相変調のＰＷＭ波形成形は、ス
イッチングを停止させる相の指令値を三角波に加えるこ
とにより実現する。従って、ここでは、三角波のシフト
量の求め方について説明する。簡単のために、Ｕ相の出
力が図７中の（Ｘ）の直線で示されるとし、この電位を
Ｖａとする。また、通常のＰＷＭ駆動用三角波のピーク
電圧をＶｐとする。このとき、Ｕ相ＰＷＭ信号のデュー
ティ比を１００％とするには、三角波の正のピークがＶ
ａであればよい。このシフト量をΔＶａとすると、ΔＶ
ａは次式により求められる。 ΔＶａ＝Ｖａ−Ｖｐ＝Ｖａ＋（−Ｖｐ） つまり、シフト量ΔＶａは、三角波の負のピーク値とＵ
相出力との加算で求められる。次に、電流指令値が
（Ｙ）の直線である場合について、デューティ比を０に
するためのシフト量ΔＶｂを求めてみると、上記の場合
と同様に、 ΔＶｂ＝Ｖｂ−Ｖｐ＝Ｖｂ＋Ｖｐ すなわち、シフト量ΔＶｂは、三角波の正のピーク値と
Ｕ相出力との加算で求められる。他の相についても、同
様に、シフト量は各相の出力と三角波の±ピーク値との
加算で求められる。なお、オフセットのノイズ成分を除
去するため、オフセット量演算値に、ローパスフィルタ
をかける場合もある。各相のオフセット設定部３３８で
は、電圧を固定する相以外の２相の電圧をオフセットす
る。
【００２５】ＰＷＭ信号発生部３３９はＭＰＵ３３内に
設けられたＰＷＭポートで、各相電圧指令値に基づい
て、図８に示すように、各相のＰＷＭ信号をそれぞれ発
生させる。図では、Ｕ相ＰＷＭ信号を示す。
設けられたＰＷＭポートで、各相電圧指令値に基づい
て、図８に示すように、各相のＰＷＭ信号をそれぞれ発
生させる。図では、Ｕ相ＰＷＭ信号を示す。
【００２６】以上の構成からなる本実施例のインバータ
制御装置は、図９に示すように、実電流を読み込み（ス
テップ１）、指令電流を読み込むと（ステップ２）、こ
れらから指令電圧値を演算し（ステップ３）、インバー
タ２の出力段の動作状態を順次一定レベルに固定する２
相変調期間を決定する（ステップ４）。他方では、電流
指令値と電圧指令値との位相差θref を演算し（ステッ
プ５）、位相差θref が大きい場合には（ステップ６に
おいてＮＯ）、２相変調期間を制限あるいはシフトによ
って変更する（ステップ７）。位相差θref に基づいて
決まった２相変調期間においてオフセット演算が行われ
（ステップ８）、オフセット量に応じてオフセットが設
定される（ステップ９）と、各相のＰＷＭ信号が発生さ
れる（ステップ１０）。
制御装置は、図９に示すように、実電流を読み込み（ス
テップ１）、指令電流を読み込むと（ステップ２）、こ
れらから指令電圧値を演算し（ステップ３）、インバー
タ２の出力段の動作状態を順次一定レベルに固定する２
相変調期間を決定する（ステップ４）。他方では、電流
指令値と電圧指令値との位相差θref を演算し（ステッ
プ５）、位相差θref が大きい場合には（ステップ６に
おいてＮＯ）、２相変調期間を制限あるいはシフトによ
って変更する（ステップ７）。位相差θref に基づいて
決まった２相変調期間においてオフセット演算が行われ
（ステップ８）、オフセット量に応じてオフセットが設
定される（ステップ９）と、各相のＰＷＭ信号が発生さ
れる（ステップ１０）。
【００２７】以上の制御動作により、本発明に係わるイ
ンバータ制御装置によれば、電流指令値と電圧指令値と
の位相差が大きくない場合には、各相電圧の電流指令値
に基づいて決定された互いに異なる位相期間毎にインバ
ータ２のある相のスイッチング動作が行われない状態に
固定されて、残りの相のみにおいてスイッチング動作が
行われる２相変調される。従って、電流指令値と電圧指
令値の位相差が小さい場合には、電磁波ノイズやインバ
ータにおけるスイッチングロスを低減でき、電力変換の
効率の良い状態でモータを駆動できる。電流指令値と電
圧指令値との位相差が大きい場合には、インバータ２の
２相変調の期間が制限あるいはシフトされて、各相電圧
が印加される。従って、電流と電圧の位相差が大きい場
合には、インバータ２の電源電圧を越えない範囲内で２
相変調方式による駆動を行うことができるため、電流波
形が歪んだり、制御性が悪化することがない。
ンバータ制御装置によれば、電流指令値と電圧指令値と
の位相差が大きくない場合には、各相電圧の電流指令値
に基づいて決定された互いに異なる位相期間毎にインバ
ータ２のある相のスイッチング動作が行われない状態に
固定されて、残りの相のみにおいてスイッチング動作が
行われる２相変調される。従って、電流指令値と電圧指
令値の位相差が小さい場合には、電磁波ノイズやインバ
ータにおけるスイッチングロスを低減でき、電力変換の
効率の良い状態でモータを駆動できる。電流指令値と電
圧指令値との位相差が大きい場合には、インバータ２の
２相変調の期間が制限あるいはシフトされて、各相電圧
が印加される。従って、電流と電圧の位相差が大きい場
合には、インバータ２の電源電圧を越えない範囲内で２
相変調方式による駆動を行うことができるため、電流波
形が歪んだり、制御性が悪化することがない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るインバータ制御装置を示す回路図
である。
である。
【図２】本発明の実施例のＥＣＵの機能構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図３】本発明の実施例における電流指令値と電圧指令
値との位相差がない場合の動作を示す信号波形図であ
る。
値との位相差がない場合の動作を示す信号波形図であ
る。
【図４】本発明の実施例における電流指令値、電圧指令
値および位相差との関係を示すベクトル図である。
値および位相差との関係を示すベクトル図である。
【図５】本発明の実施例において２相変調期間を制限す
る場合の動作を示す信号波形図である。
る場合の動作を示す信号波形図である。
【図６】本発明の実施例において２相変調期間をシフト
する場合の動作を示す信号波形図である。
する場合の動作を示す信号波形図である。
【図７】本発明の実施例におけるオフセット量の演算を
説明するための信号波形図である。
説明するための信号波形図である。
【図８】本発明の本実施例における相電圧とＰＷＭ信号
との関係を示す信号波形図である。
との関係を示す信号波形図である。
【図９】本発明の実施例の制御動作を説明するための流
れ図である。
れ図である。
【図１０】従来のインバータ制御装置における不具合を
説明するための信号波形図である。
説明するための信号波形図である。
２ インバータ ３ ＥＣＵ（電流指令発生手段） ３３ ＭＰＵ（モータ制御装置） ３３３ 電圧指令値演算部（電圧指令値演算手段） ３３４ ２相変調期間決定部（固定期間決定手段） ３３６ ２相変調変更部（期間変更手段） ３３７ オフセット演算部（信号発生手段） ３３９ ＰＷＭ信号発生部（ＰＷＭ信号発生手段） ４ モータ（多相交流モータ） ５ 電流センサ（電流検出手段）
Claims (6)
- 【請求項１】 多相交流モータに通電すべき電流指令値
を出力する電流指令発生手段と、 前記モータの少なくとも２相の端子の電流を検出する電
流検出手段とを備え、 前記モータの各相の端子にパルス幅変調された各相電圧
をインバータにより個別に印加するインバータ制御装置
であって、 前記電流指令発生手段による前記電流指令値と前記電流
検出手段による検出電流値とに基づいて前記モータの各
相の端子に印加する電圧指令値を演算する電圧指令値演
算手段と、 前記各相電圧に関連する状態量に基づいて決定された互
いに異なる位相期間毎に前記インバータの各相の出力段
の動作状態を順次一定レベルに固定する動作固定期間を
決定する固定期間決定手段と、 この固定期間決定手段が決定した前記動作固定期間を、
前記電流指令値と前記電圧指令値との位相差に基づいて
変更して変更期間とする期間変更手段と、 この期間変更手段の変更期間に前記インバータの各相の
出力段の動作状態を順次一定レベルに固定するための固
定用信号を発生する信号発生手段と、 この信号発生手段が発生する前記固定用信号と、前記電
圧指令値とに基づいて３相ＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ
信号発生手段とを備えたことを特徴とするインバータ制
御装置。 - 【請求項２】 前記ＰＷＭ信号発生手段は、前記電圧指
令値と前記固定用信号との差分に応じて前記３相ＰＷＭ
信号の発生のための基準となる基準電圧信号のオフセッ
ト量を変更するオフセット量変更手段を備え、このオフ
セット量変更手段によりオフセット量が変更された前記
基準電圧信号と前記電圧指令値とに基づいて前記３相Ｐ
ＷＭ信号を発生することを特徴とする請求項１に記載の
インバータ制御装置。 - 【請求項３】 前記各相電圧に関連する状態量は前記電
流指令値であり、前記固定期間決定手段は、前記動作固
定期間を、前記電流指令値に基づいて決定することを特
徴とする請求項１または２に記載のインバータ制御装
置。 - 【請求項４】 前記期間変更手段は、前記固定期間決定
手段の前記動作固定期間を、前記電流指令値と前記電圧
指令値との位相差に基づいて制限することを特徴とする
請求項１から３のいずれかに記載のインバータ制御装
置。 - 【請求項５】 前記期間変更手段は、前記固定期間決定
手段の前記動作固定期間を、前記電流指令値と前記電圧
指令値との位相差に基づいてシフトすることを特徴とす
る請求項１から３のいずれかに記載のインバータ制御装
置。 - 【請求項６】 請求項１から５に記載のインバータ制御
装置を、前記ＰＷＭ信号発生手段としてのＰＷＭポート
を内蔵したマイコンによって構成したことを特徴とする
インバータ制御装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7142225A JPH08340691A (ja) | 1995-06-08 | 1995-06-08 | インバータ制御装置 |
| US08/659,908 US5699240A (en) | 1995-06-08 | 1996-06-07 | PWM inverter control apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7142225A JPH08340691A (ja) | 1995-06-08 | 1995-06-08 | インバータ制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08340691A true JPH08340691A (ja) | 1996-12-24 |
Family
ID=15310330
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7142225A Pending JPH08340691A (ja) | 1995-06-08 | 1995-06-08 | インバータ制御装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5699240A (ja) |
| JP (1) | JPH08340691A (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006042479A (ja) * | 2004-07-26 | 2006-02-09 | Toshiba Elevator Co Ltd | インバータ制御装置 |
| KR100789441B1 (ko) * | 2005-12-30 | 2007-12-28 | 엘에스산전 주식회사 | 인버터의 전류 검출 장치 및 방법 |
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| WO2009090835A1 (ja) * | 2008-01-17 | 2009-07-23 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | 電動車両の制御装置およびそれを備えた電動車両、ならびに電動車両の制御方法およびその制御方法をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取可能な記録媒体 |
| JP2011091934A (ja) * | 2009-10-22 | 2011-05-06 | Daikin Industries Ltd | インバータの制御方法 |
| DE102012204058A1 (de) | 2011-03-23 | 2012-09-27 | Kabushiki Kaisha Toyota Jidoshokki | Steuerungsverfahren und steuerungsvorrichtung eines motorumrichters |
| JP2014509830A (ja) * | 2011-03-30 | 2014-04-21 | ボーズ・コーポレーション | パルス幅変調ドライブに対する共通モード・ヒステリシス |
| WO2020246355A1 (ja) | 2019-06-04 | 2020-12-10 | サンデン・アドバンストテクノロジー株式会社 | 電力変換装置 |
| US11283386B2 (en) | 2017-12-22 | 2022-03-22 | Sanden Holdings Corporation | Power conversion device |
Families Citing this family (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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