JPH0786856A - Fm receiver - Google Patents
Fm receiverInfo
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- JPH0786856A JPH0786856A JP22459293A JP22459293A JPH0786856A JP H0786856 A JPH0786856 A JP H0786856A JP 22459293 A JP22459293 A JP 22459293A JP 22459293 A JP22459293 A JP 22459293A JP H0786856 A JPH0786856 A JP H0786856A
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- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明はＦＭ受信機に関し、特
に、ＩＦ（中間周波）フィルタをアクティブフィルタに
よって構成するＦＭ受信機の改良に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an FM receiver, and more particularly to improvement of an FM receiver having an IF (intermediate frequency) filter formed by an active filter.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来のＦＭ受信機の構成例について図６
を参照して説明する。同図において、図示しない受信ア
ンテナに到来したＦＭ信号は、高周波増幅されてミキサ
１０に供給される。ミキサ１０で受信高周波と選局周波
数に対応した周波数のローカル信号とを、乗算し、受信
高周波信号とローカル信号との差の周波数であるＩＦ信
号を得る。このＩＦ信号からバンドパスフィルタである
ＩＦフィルタ２０によって希望信号だけを分離する。Ｉ
Ｆフィルタ２０を通過したＩＦ信号はリミッタアンプ３
０で振幅一定に増幅され、ＦＭ検波器４０に与えられ
る。ＦＭ検波器４０は、ＩＦ信号の周波端数偏位に応じ
たレベル出力を発生し、復調出力を得る。2. Description of the Related Art An example of the configuration of a conventional FM receiver is shown in FIG.
Will be described with reference to. In the figure, the FM signal arriving at the receiving antenna (not shown) is high-frequency amplified and supplied to the mixer 10. The mixer 10 multiplies the received high frequency by a local signal having a frequency corresponding to the tuning frequency to obtain an IF signal which is the frequency of the difference between the received high frequency signal and the local signal. Only the desired signal is separated from this IF signal by the IF filter 20 which is a bandpass filter. I
The IF signal that has passed through the F filter 20 has a limiter amplifier 3
When the amplitude is 0, the signal is amplified to have a constant amplitude, and is applied to the FM detector 40. The FM detector 40 generates a level output according to the frequency fraction deviation of the IF signal and obtains a demodulation output.
【０００３】上記構成において、ＩＦフィルタをアクテ
ィブフィルタによって構成する場合、アクティブフィル
タはセラミックフィルタ等の受動フィルタに比べてＳ／
Ｎが悪いため、ＩＦフィルタをプリフィルタ及びメイン
フィルタによって形成し、ＩＦ信号をＢＰＦ特性のプリ
フィルタで増幅した後、より狭帯域特性のメインフィル
タに接続する構成とするのが一般的である。In the above structure, when the IF filter is composed of an active filter, the active filter is S / S compared with a passive filter such as a ceramic filter.
Since N is poor, it is common to form the IF filter by the pre-filter and the main filter, amplify the IF signal with the pre-filter having the BPF characteristic, and then connect the IF signal to the main filter having the narrower band characteristic.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】かかるアクティブフィ
ルタをＩＦフィルタに用いる従来構成では、ＩＦ信号を
プリフィルタで増幅してメインフィルタに供給するた
め、受信信号のレベルが増大したときＩＦ信号のレベル
が飽和し、プリフィルタ或いはメインメインフィルタに
おいてＩＦ信号に歪みが発生する。In the conventional configuration in which such an active filter is used for the IF filter, the IF signal is amplified by the pre-filter and supplied to the main filter. Therefore, when the level of the received signal increases, the level of the IF signal increases. Saturation occurs and the IF signal is distorted in the pre-filter or main-main filter.
【０００５】プリフィルタ及びメインフィルタは、アク
ティブフィルタの構成上、負帰還ループが形成さてい
る。ＩＦ信号に歪みが発生すると、負帰還が正しくかか
らなくなり、フィルタ出力信号の位相がずれて位相歪み
をもたらす。そして、復調出力の歪みの原因となり、ま
た、復調出力のＡＭ除去比が低下する原因となる。The pre-filter and the main filter form a negative feedback loop because of the structure of the active filter. When the IF signal is distorted, the negative feedback is not correctly performed, and the phase of the filter output signal is shifted to cause phase distortion. Then, it causes distortion of the demodulation output and also causes a decrease in the AM removal ratio of the demodulation output.
【０００６】例えば、図７に示すバンドパスフィルタを
例にして説明する。同図において、ＯＰ１〜ＯＰ３はオ
ペアンプ、Ｒ１〜Ｒ７は抵抗、Ｃ１〜Ｃ２はキャパシタ
である。このフィルタは、いわゆる状態変数型フィルタ
或いはバイカッド型フィルタとよばる構成であり、１次
対バンドパスフィルタとして動作する。For example, the band pass filter shown in FIG. 7 will be described as an example. In the figure, OP1 to OP3 are operational amplifiers, R1 to R7 are resistors, and C1 to C2 are capacitors. This filter is a so-called state variable type filter or biquad type filter, and operates as a first-order pair bandpass filter.
【０００７】このバンドパスフィルタの中心角周波数ω
0 は、ω0 2 ＝Ｒ2 ／（Ｒ3 Ｒ6 Ｒ7 Ｃ1 Ｃ2 ）であ
り、この式を変形すると、 （Ｒ2 ／Ｒ3 ）×（１／ω0 Ｃ1 Ｒ6 ）×（１／ω0 Ｃ2 Ｒ7 ）＝１ …(1) ここで、３つのオペアンプで構成される負帰還のループ
を開放して、オープンループとしたときを考えると、
(1) 式で（Ｒ2 ／Ｒ3 ）はオペアンプ１の利得、（１／
ω0 Ｃ1 Ｒ6 ）の利得、（１／ω0 Ｃ2 Ｒ7 ）はオペア
ンプ３の利得であるから、中心角周波数ω0 は、オープ
ンループ時のオペアンプ１〜３の合計利得が１となる角
周波数である。The central angular frequency ω of this bandpass filter
0 is ω 0 2 = R 2 / (R 3 R 6 R 7 C 1 C 2), and if this formula is modified, (R 2 / R 3) × (1 / ω 0 C 1 R 6) × (1 / ω 0 C 2 R 7). = 1 (1) Here, considering the case where the negative feedback loop composed of three operational amplifiers is opened to make it an open loop,
In the equation (1), (R 2 / R 3) is the gain of the operational amplifier 1, (1 /
Since the gain of ω 0 C1 R6) and (1 / ω 0 C2 R7) are the gain of the operational amplifier 3, the central angular frequency ω 0 is the angular frequency at which the total gain of the operational amplifiers 1 to 3 in the open loop is 1. is there.
【０００８】次に、出力が飽和し歪みが発生したときを
考える。歪みが発生するということは、利得が低下した
と考えられる。この状態では、中心角周波数ω0 が下が
ることになり、出力信号の位相が遅れる。従って、フィ
ルタ出力に歪みが発生する状態で使用すると、歪みのな
い場合に比べて出力信号の位相が遅れた状態が生ずる。
このような現象は、アクティブフィルタである限り発生
し、特に、複数のアンプを用いて負帰還をかけている場
合に顕著となる。Next, consider the case where the output is saturated and distortion occurs. The occurrence of distortion is considered to be a decrease in gain. In this state, the central angular frequency ω 0 is lowered and the phase of the output signal is delayed. Therefore, when the filter output is used with distortion, the phase of the output signal is delayed compared to when there is no distortion.
Such a phenomenon occurs as long as it is an active filter, and is particularly remarkable when a negative feedback is applied by using a plurality of amplifiers.
【０００９】よって、本発明の目的は、ＩＦフィルタに
おける通過信号の歪みに起因して、ＦＭ復調出力に歪み
やＡＭ除去比の低下が生ずることを防止することを目的
とする。Therefore, an object of the present invention is to prevent distortion or reduction in the AM rejection ratio in the FM demodulation output due to distortion of the passing signal in the IF filter.
【００１０】[0010]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
本発明のＦＭ受信機は、受信高周波信号に局発信号を混
合して中間周波信号に変換する周波数変換器と、上記中
間周波信号を帯域増幅するプリフィルタ及び上記プリフ
ィルタの出力から希望波信号を分離する狭帯域通過特性
のメインフィルタとからなるＩＦフィルタと、上記ＩＦ
フィルタの出力信号の振幅を揃えるリミッタアンプと、
上記リミッタアンプの出力信号の周波数偏倚に応じたレ
ベル信号を発生するＦＭ検波器と、上記プリフィルタの
出力信号レベルを検出するレベル検出回路と、上記レベ
ル検出回路の出力に応じて上記周波数変換器の利得を制
御し、上記ＩＦフィルタにおける上記希望波信号のレベ
ル飽和を抑制する制御回路と、を備えることを特徴とす
る。In order to achieve the above object, an FM receiver according to the present invention comprises a frequency converter for mixing a received high frequency signal with a local oscillation signal and converting it into an intermediate frequency signal, and an intermediate frequency signal for converting the intermediate frequency signal. An IF filter including a pre-filter for band amplification and a main filter having a narrow band pass characteristic for separating a desired wave signal from the output of the pre-filter;
A limiter amplifier that equalizes the amplitude of the output signal of the filter,
An FM detector that generates a level signal according to the frequency deviation of the output signal of the limiter amplifier, a level detection circuit that detects the output signal level of the prefilter, and the frequency converter according to the output of the level detection circuit. A control circuit for controlling the gain of the IF filter and suppressing the level saturation of the desired wave signal in the IF filter.
【００１１】[0011]
【作用】ＩＦ信号から希望波信号を分離するＩＦフィル
タのプリフィルタの出力レベルを検出してプリフィルタ
に供給されるＩＦ信号のレベルを制御してプリフィルタ
及びメインフィルタにおいて希望波信号が歪むことを防
止する。The desired wave signal is distorted in the pre-filter and the main filter by detecting the output level of the pre-filter of the IF filter for separating the desired wave signal from the IF signal and controlling the level of the IF signal supplied to the pre-filter. Prevent.
【００１２】この結果、ＩＦ段における希望波信号の歪
みに起因するＦＭ復調出力の歪み、ＡＭ除去比の低下が
防止される。As a result, it is possible to prevent the distortion of the FM demodulation output and the reduction of the AM rejection ratio due to the distortion of the desired wave signal in the IF stage.
【００１３】[0013]
【実施例】以下、本発明の実施例について図１を参照し
て説明する。図１において図３と対応する部分には同一
符号を付し、かかる部分の説明は省略する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to FIG. In FIG. 1, parts corresponding to those in FIG. 3 are designated by the same reference numerals, and description of such parts will be omitted.
【００１４】この実施例の構成では、レベル検出器５０
及び利得制御回路６０が追加されている。レベル検出器
５０はプリフィルタ２１の出力端に接続され、プリフィ
ルタ２１の出力信号のレベルを検出し、検出したレベル
を表すレベル信号を利得制御回路６０に供給する。利得
制御回路６０は、この検出レベル、すなわち、プリフィ
ルタ２１の出力信号のレベルが所定値を越えると、ミキ
サ１０の利得を下げるように、ミキサ１０に供給する利
得制御信号のレベルを制御する。このようにして、プリ
フィルタ２１の出力がある値を越えて増加すると、この
出力を抑制するようにミキサ１０の利得を減少させて、
出力信号の歪みを防止する負帰還制御ループが形成され
る。プリフィルタ２１の出力信号が所定のレベルを越え
ないように調整されるので、メインフィルタ２２が通過
信号を増幅しないように設定すれば、メインフィルタ２
２でも信号歪みの発生を防止できる。In the configuration of this embodiment, the level detector 50
Also, a gain control circuit 60 is added. The level detector 50 is connected to the output terminal of the pre-filter 21, detects the level of the output signal of the pre-filter 21, and supplies a level signal indicating the detected level to the gain control circuit 60. The gain control circuit 60 controls the level of the gain control signal supplied to the mixer 10 so as to reduce the gain of the mixer 10 when this detection level, that is, the level of the output signal of the pre-filter 21 exceeds a predetermined value. In this way, when the output of the pre-filter 21 increases beyond a certain value, the gain of the mixer 10 is reduced so as to suppress this output,
A negative feedback control loop is formed that prevents distortion of the output signal. Since the output signal of the pre-filter 21 is adjusted so as not to exceed a predetermined level, if the main filter 22 is set so as not to amplify the passing signal, the main filter 2
Even with 2, it is possible to prevent signal distortion.
【００１５】図３は、レベル検出器５０の構成例を示し
ている。レベル検出器５０は、レベル比較器５１、検波
器５２、基準電圧源Ｅ0 、キャパシタＣによって構成さ
れ、入力信号がレベル比較器５１に入力される。入力信
号の振幅が基準電圧Ｅ0 を越えると、その間中、レベル
比較器５１の「Ｈ」レベル出力が発生する。この出力
は、検波器５２及びキャパシタＣ0 によって平滑にさ
れ、入力信号の振幅に応じた直流電圧の出力信号に変換
される。かかる構成によってレベル検出器５０は、入力
信号のレベルが基準電圧Ｅ0 を越えとき「Ｈ」レベルを
出力し、基準電圧Ｅ0 を越えないとき「Ｌ」レベルを出
力する。FIG. 3 shows an example of the structure of the level detector 50. The level detector 50 includes a level comparator 51, a detector 52, a reference voltage source E 0 , and a capacitor C, and an input signal is input to the level comparator 51. When the amplitude of the input signal exceeds the reference voltage E 0 , the “H” level output of the level comparator 51 is generated during that period. This output is smoothed by the detector 52 and the capacitor C 0 , and is converted into a DC voltage output signal corresponding to the amplitude of the input signal. Level detector 50 by such arrangement, the level of the input signal and outputs the "H" level in advance exceeds the reference voltage E 0, and outputs the "L" level when not exceed the reference voltage E 0.
【００１６】図４は、利得制御回路６０の構成例を示し
ている。ミキサ１０には、一般に使用されているギルバ
ート乗算器（２重平衡型差動アンプ）が用いられる。こ
の乗算器の可変電流源６１に利得制御電圧を供給して乗
算器のバイアス電流を増減する。また、乗算器の入力信
号端に可変減衰器６２を接続し、可変減衰器６２を通過
する入力信号のレベルを利得制御電圧に応じて調整す
る。ここで、可変電流源６１及び可変減衰器６２は、利
得制御回路６０に対応する。なお、乗算器のバイアス電
流レベル及び入力信号のレベルの両方を調整せずとも、
例えば、一方の可変電流源６１のみによって利得制御回
路６０を構成することができる。FIG. 4 shows a configuration example of the gain control circuit 60. A generally used Gilbert multiplier (double balanced differential amplifier) is used for the mixer 10. The gain control voltage is supplied to the variable current source 61 of the multiplier to increase or decrease the bias current of the multiplier. Further, the variable attenuator 62 is connected to the input signal end of the multiplier, and the level of the input signal passing through the variable attenuator 62 is adjusted according to the gain control voltage. Here, the variable current source 61 and the variable attenuator 62 correspond to the gain control circuit 60. Even if both the bias current level of the multiplier and the level of the input signal are not adjusted,
For example, the gain control circuit 60 can be configured with only one variable current source 61.
【００１７】なお、上記実施例では、出力信号のレベル
検出をプリフィルタ２１の出力端子において行ってい
る。これは、次の理由による。まず、メインフィルタ２
２の出力端で信号レベルを検出する場合、メインフィル
タ２２の通過周波数帯域特性は高い周波数の歪周波数成
分を通過させないため、プリフィルタ２１の出力に歪み
が発生したかどうかを知ることができない。プリフィル
タ２１の出力信号レベルを検出するのが都合がよい。一
方、プリフィルタ２１の前で信号レベルを検出する場合
は、フィルタがかかる前であり、出力信号中には希望波
以外の妨害波信号も含まれる。このため、妨害波信号の
レベルに影響され、正確な制御動作を期待し難い。ま
た、プリフィルタによって増幅する前は、信号レベルが
低いのでレベルを検出し難い。In the above embodiment, the output signal level is detected at the output terminal of the pre-filter 21. This is for the following reason. First, the main filter 2
When the signal level is detected at the output terminal of No. 2, the pass frequency band characteristic of the main filter 22 does not pass the distorted frequency component of high frequency, and therefore it is not possible to know whether or not the output of the pre-filter 21 is distorted. It is convenient to detect the output signal level of the pre-filter 21. On the other hand, when the signal level is detected before the pre-filter 21, it is before the filter is applied, and the output signal also includes the interfering wave signal other than the desired wave. Therefore, it is difficult to expect an accurate control operation due to the influence of the level of the interfering wave signal. Further, before amplification by the pre-filter, the signal level is low, so it is difficult to detect the level.
【００１８】かかる構成によって、プリフィルタ２１の
出力信号が過大レベルとなって歪むのが防止される。With this structure, the output signal of the pre-filter 21 is prevented from being distorted due to an excessive level.
【００１９】図２は、本発明の他の実施例を示してい
る。同図において図１と対応する部分には同一符号を付
し、かかる部分の説明を省略する。この実施例では、プ
リフィルタ２１の出力信号をレベル検出器５０によって
レベル検波し、検出したレベルを図示しないインタフェ
ースのＡ／Ｄ変換器を介してコントローラ７０に供給す
る。コントローラ７０はマイクロプロセッサ等を用いて
構成され、プリフィルタ２１の出力信号のレベルに対応
して出力すべき利得制御信号のデータを、図示しないＲ
ＯＭから読み出す。このＲＯＭには、予め該出力信号の
レベル対利得制御信号レベルの制御特性曲線がプログラ
ムされており、例えば表形式で記憶されている。読み出
されたデータは、図示しないＤ／Ａ変換器に与えられて
利得制御信号となり、利得制御回路６０に供給される。
このようなコントローラ７０を用いることによって、所
望の制御特性でミキサの利得を制御することが可能とな
る。FIG. 2 shows another embodiment of the present invention. In the figure, parts corresponding to those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals, and description of such parts will be omitted. In this embodiment, the output signal of the pre-filter 21 is level-detected by the level detector 50, and the detected level is supplied to the controller 70 via an A / D converter of an interface (not shown). The controller 70 is configured by using a microprocessor or the like, and the data of the gain control signal to be output corresponding to the level of the output signal of the pre-filter 21 is not shown in the figure.
Read from OM. In this ROM, a control characteristic curve of the level of the output signal versus the gain control signal level is programmed in advance and is stored in, for example, a tabular form. The read data is given to a D / A converter (not shown) to become a gain control signal, which is supplied to the gain control circuit 60.
By using such a controller 70, the gain of the mixer can be controlled with a desired control characteristic.
【００２０】更に、ＩＦ信号の周波数を低周波数に設定
することによってＩＦフィルタをアクティブフィルタに
よって構成することが容易になる。この場合、希望波信
号とイメージ周波数信号との周波数差は、ＩＦ信号の周
波数の２倍であるため、両周波数間の差が少なくなり、
イメージ信号を除去し難くなる。そこで、イメージキャ
ンセル方式のミキサを用いると都合がよい。Furthermore, by setting the frequency of the IF signal to a low frequency, it becomes easy to configure the IF filter with an active filter. In this case, since the frequency difference between the desired wave signal and the image frequency signal is twice the frequency of the IF signal, the difference between the two frequencies is small,
It becomes difficult to remove the image signal. Therefore, it is convenient to use an image cancellation type mixer.
【００２１】図５は、イメージキャンセル方式のミキサ
の例を示している。同図において、ミキサ１１及び１２
の一方入力端子には入力信号としてＲＦ（高周波）信号
が供給される。ミキサ１１及び１２の他方入力端子に
は、夫々移相器１３によって（π／２）ラジアン位相が
シフトされたローカル信号及び位相シフトされないロー
カル信号が供給される。ミキサ１１の出力は、希望波信
号の位相が（π／２）ラジアン位相がシフトしている。
ミキサ１２の出力は、位相がシフトしていないが、移相
器１５を経由することによって希望波信号の位相が（π
／２）ラジアン位相シフトされる。２つの希望波信号
は、加算器１４によって同相で加算され、加算器１４の
出力には、２つの希望波信号が加算された信号が得られ
る。FIG. 5 shows an example of an image cancellation type mixer. In the figure, mixers 11 and 12
An RF (high frequency) signal is supplied as an input signal to the one input terminal. The other input terminals of the mixers 11 and 12 are supplied with a local signal whose (π / 2) radian phase is shifted and a local signal whose phase is not shifted by the phase shifter 13, respectively. In the output of the mixer 11, the phase of the desired wave signal is shifted by (π / 2) radian phase.
The output of the mixer 12 is not phase-shifted, but the phase of the desired wave signal is (π
/ 2) Radians are phase-shifted. The two desired wave signals are added in phase by the adder 14, and a signal obtained by adding the two desired wave signals is obtained at the output of the adder 14.
【００２２】一方、ＲＦ信号中のイメージ信号は、ミキ
サ１１の出力において−（π／２）ラジアン位相シフト
するので、加算器１４の入力において互いに逆相で加え
られる。このため、加算器１４の出力ではイメージ信号
が相殺され、ＩＦ出力信号にはフィルタで除去すべきイ
メージ信号が現れない。このため、上述したように低い
ＩＦ周波数のＩＦフィルタにアクティブフィルタを用い
る場合に好都合である。On the other hand, since the image signal in the RF signal undergoes a phase shift of-(π / 2) radian at the output of the mixer 11, they are added at the inputs of the adder 14 in opposite phases. Therefore, the image signals are canceled at the output of the adder 14, and the image signal to be removed by the filter does not appear in the IF output signal. Therefore, it is convenient when an active filter is used for the IF filter having a low IF frequency as described above.
【００２３】[0023]
【発明の効果】以上説明したように本発明のＦＭ受信機
によれば、プリフィルタの出力信号のレベルを検出し、
検出レベルに応じてミキサ利得を制御して、プリフィル
タ及びメインフィルタを通過するＩＦ信号に歪みが発生
しないようにしているので、復調出力に歪みが発生した
り、ＡＭ除去比が低下することを抑制することが可能と
なる。As described above, according to the FM receiver of the present invention, the level of the output signal of the prefilter is detected,
The mixer gain is controlled according to the detection level to prevent the IF signal passing through the pre-filter and the main filter from being distorted, so that the demodulation output may be distorted or the AM rejection ratio may be lowered. It becomes possible to suppress.
【図１】本発明のＦＭ受信機の第１の実施例を示すブロ
ック図。FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of an FM receiver according to the present invention.
【図２】本発明のＦＭ受信機の第２の実施例を示すブロ
ック図。FIG. 2 is a block diagram showing a second embodiment of the FM receiver of the present invention.
【図３】レベル検出器の構成例を示すブロック図。FIG. 3 is a block diagram showing a configuration example of a level detector.
【図４】利得制御回路の構成例を示すブロック図。FIG. 4 is a block diagram showing a configuration example of a gain control circuit.
【図５】イメージキャンセル方式のミキサの例を示すブ
ロック図。FIG. 5 is a block diagram showing an example of an image cancellation type mixer.
【図６】従来のＦＭ受信機の構成例を示すブロック図。FIG. 6 is a block diagram showing a configuration example of a conventional FM receiver.
【図７】アクティブフィルタの構成例を示す回路図。FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration example of an active filter.
Claims (2)
周波信号に変換する周波数変換器と、 前記中間周波信号を帯域増幅するプリフィルタ及び前記
プリフィルタの出力から希望波信号を分離する狭帯域通
過特性のメインフィルタとからなるＩＦフィルタと、 前記ＩＦフィルタの出力信号の振幅を揃えるリミッタア
ンプと、 前記リミッタアンプの出力信号の周波数偏位に応じたレ
ベル信号を発生するＦＭ検波器と、 前記プリフィルタの出力信号レベルを検出するレベル検
出回路と、 前記レベル検出回路の出力に応じて前記周波数変換器の
利得を制御し、前記ＩＦフィルタにおける前記希望波信
号のレベル飽和を抑制する制御回路と、 を備えることを特徴とするＦＭ受信機。1. A frequency converter for mixing a received high frequency signal with a local signal to convert it to an intermediate frequency signal, a prefilter for band-amplifying the intermediate frequency signal, and a desired wave signal separated from the output of the prefilter. An IF filter including a main filter having a narrow band pass characteristic, a limiter amplifier that equalizes the amplitudes of the output signals of the IF filter, and an FM detector that generates a level signal according to the frequency deviation of the output signal of the limiter amplifier. A level detection circuit for detecting the output signal level of the pre-filter, a gain control of the frequency converter according to the output of the level detection circuit, and a control for suppressing the level saturation of the desired wave signal in the IF filter. An FM receiver comprising: a circuit.
ミキサであることを特徴とする請求項１記載のＦＭ受信
機。2. The FM receiver according to claim 1, wherein the frequency converter is an image cancellation mixer.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22459293A JP3335226B2 (en) | 1993-09-09 | 1993-09-09 | Receiving machine |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22459293A JP3335226B2 (en) | 1993-09-09 | 1993-09-09 | Receiving machine |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0786856A true JPH0786856A (en) | 1995-03-31 |
| JP3335226B2 JP3335226B2 (en) | 2002-10-15 |
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ID=16816149
Family Applications (1)
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| JP22459293A Expired - Fee Related JP3335226B2 (en) | 1993-09-09 | 1993-09-09 | Receiving machine |
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7076219B2 (en) | 2003-03-24 | 2006-07-11 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Receiver for weak radio wave |
-
1993
- 1993-09-09 JP JP22459293A patent/JP3335226B2/en not_active Expired - Fee Related
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|---|---|---|---|---|
| US7076219B2 (en) | 2003-03-24 | 2006-07-11 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Receiver for weak radio wave |
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| JP3335226B2 (en) | 2002-10-15 |
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