JP6053448B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＰＷＭ制御方式を用いたモータ制御装置に関する。

空気調和機のモータ制御装置のスイッチング素子として、ＩＧＢＴの代わりにＭＯＳＦＥＴが用いられ始めている。

モータ制御装置の損失には大別して、スイッチング素子がスイッチングする過渡期に発生するスイッチング損失と、スイッチング素子がターンオンしている時に発生する導通損失の２種類あり、ＭＯＳＦＥＴは導通損失の低減を期待できる素子である。

特許文献１は、電圧の印加方向に沿って上流側に位置するスイッチング素子（以下「上アーム」という。）にＩＧＢＴ、電圧の印加方向に沿って下流側に位置するスイッチング素子（以下「下アーム」という。）にＭＯＳＦＥＴを配置し、下アームの導通時間が相対的に長くなる下アーム２相変調を行うインバータ装置を開示している。特許文献１によれば、導通損失が少ないＭＯＳＦＥＴの導通時間を相対的に長くして、インバータ装置の効率を向上することができる。

特許第４９４２９６７号公報

しかしながら、特許文献１に記載のインバータ装置は、下アームの導通時間が長くなるため、下アームの温度上昇防止の為に放熱器を大型化しなければならず、原価アップを招いていた。

そこで、本発明は、アームの温度上昇を防止しつつ、モータ制御装置の更なる高効率化を図れるモータ制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明のモータ制御装置は、３相同期モータに接続されるインバータと、上下２相変調又は下アーム２相変調を行い、且つ、３相同期モータの電流ゼロクロス付近でＰＷＭ信号を一定区間停止する制御手段と、を備え、前記制御手段は、前記上下２相変調と下アーム２相変調との切替え点と、前記ＰＷＭ信号を一定区間停止する間欠通電の切替え点とが一致するように制御している。

本発明によれば、３相同期モータの電流ゼロクロス付近でＰＷＭ信号を一定区間停止するので、アームの導通時間を短くなる。そのため、アームの温度上昇を抑制し、放熱器の大型化を避けることができる。また、トルクに寄与しない区間でモータに流す電流を低減し、モータ制御装置の更なる高効率化を図ることができる。

本実施形態に係るＰＷＭ制御方式の電力変換装置の回路構成図。 本実施形態に係る変調率２０％における上下２相変調と下アーム２相変調の各アームのオンｄｕｔｙ比較図。 本実施形態に係る変調率１２５％における上下２相変調と下アーム２相変調の各アームのオンｄｕｔｙ比較図。 本実施形態に係る上下２相変調と下アーム２相変調の変調率に対する平均オンｄｕｔｙを示した図。 上下２相変調を行った場合における下アームの電圧及びモータ電流を示した図。 下アーム２相変調を行った場合における下アームの電圧及びモータ電流を示した図。 本実施形態に係る下アーム２相変調及び間欠通電を行った場合におけるモータ電流波形図。 本実施形態に係る下アーム２相変調及び間欠通電を行い、さらに、誘起電圧高次成分を電圧指令値に加えた場合におけるモータ電流波形図。

本実施形態について、適宜図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は本実施形態に係るＰＷＭ制御方式の電力変換装置の回路構成図である。本実施形態の電力変換装置は、商用電源から平滑された直流電源１を電源とし、直流電源１から３相交流に変換するインバータ２と、インバータ２で交流に変換した電流が供給される３相同期モータ３と、３相同期モータ３の交流印加電圧を演算しパルス幅変調波信号（ＰＷＭ信号）に変換して出力する制御手段４と、直流電源１がインバータ２へ供給する母線電流Ｉ０を検出する電流検出手段５と、３相同期モータ３の相電圧を検出する相電圧検出手段６と直流電源１の直流電圧を検出する直流電圧検出手段７を有する。

制御手段４はモータ電流再現手段４０１、モータ印加電圧演算手段４０２、変調率演算手段４０３、変調方式選択手段４０４、ＰＷＭ信号発生手段４０５を有している。

電流検出手段５は、直流電源１がインバータ２へ供給する母線電流Ｉ０を検出し、モータ電流再現手段４０１は、母線電流Ｉ０から３相同期モータ３に流れる３相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを再現する。モータ印加電圧演算手段４０２は、３相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗとモータ指令回転数ｆ＊から３相同期モータ３に印加すべき３相交流指令電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を演算する。変調率演算手段４０３は直流電圧検出手段７から検出した直流電圧Ｖｄとモータ印加電圧演算手段４０２から変調率ｋｈを演算する。変調方式選択手段４０４は変調率ｋｈと予め記憶してある値とを比較して変調方式を選択する。

ＰＷＭ信号発生手段４０５は、上記３相交流指令電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を変調方式選択手段４０４によって選択された変調方式で、パルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）ｕ＋、ｕ−、ｖ＋、ｖ−、ｗ＋、ｗ−を発生する。

なお、電流検出手段５としてシャント抵抗を例として挙げているが、シャント抵抗に代えて電流センサでも上記の起動方法を実現することができる。

ここで、１８０°通電方式における変調方法は一般的に３相全てが常にスイッチングしている３相変調と、１相がスイッチングしていない（上アームもしくは下アームがＯＮ）状態で残りの２相がスイッチングする２相変調とがある。

２相変調のスイッチングしていない相の手法には、スイッチングしていない相を６０°毎に切り替える方式（以下「上下２相変調」という。）と、下アームのスイッチングしていない相を１２０°毎に切り替える方式（以下「下アーム２相変調」という。）と、上アームのスイッチングしていない相を１２０°毎に切り替える方式（以下「上アーム２相変調」という。）がある。

例えば、上下２相変調は、スイッチングをオン状態で停止する相をｗ−、ｕ＋、ｖ−、ｗ＋、ｕ−、ｖ＋というように交互に切り替える。一方、上アーム２相変調及び下アーム２相変調は、オン状態で停止する相は−相もしくは＋相固定でｗ、ｕ、ｖ、ｗ、ｕ、ｖと切り替える。

図２は本実施形態に係る変調率２０％における上下２相変調と下アーム２相変調の各アームのオンｄｕｔｙ比較図であり、図３は本実施形態に係る変調率１２５％における上下２相変調と下アーム２相変調の各アームのオンｄｕｔｙ比較図である。図２及び図３では、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のオンｄｕｔｙを重ねて記載している。

図２に示すように、変調率が２０％の時は、下アーム２相変調は上下２相変調よりも下アームのオンｄｕｔｙが高く、上アームのオンｄｕｔｙが低い。つまり、下アーム２相変調を行うと、下アームのオン時間が上アームのオン時間に対して相対的に大きくなるため、インバータの損失は下アームに依存するので、下アームでの温度上昇を抑えることが必要であることがわかる。

逆に、上アーム２相変調を行うと、上アームのオン時間が下アームのオン時間に対して相対的に大きくなるため、インバータの損失は上アームに依存するので、上アームでの温度上昇を抑えることが必要である。

一方、図３に示すように、変調率が１２５％の時は、上下２相変調と下アーム２相変調のオンｄｕｔｙの差は少ない。

図４は、本実施形態に係る上下２相変調と下アーム２相変調の変調率に対する平均オンｄｕｔｙを示した図である。図４に示すように、変調率が低いとき、下アーム２相変調の平均オンｄｕｔｙは上下２相変調よりも低い。一方、変調率が１２０％付近を超えると、下アーム２相変調の平均オンｄｕｔｙは上下２相変調よりも高くなる。

ここで、モータ電流が低い領域ではＭＯＳＦＥＴの損失が小さくなりやすく、大電流時にはＩＧＢＴの方が、損失が小さくなる。つまり、下アームにＭＯＳＦＥＴを用い、変調率が低い時に下アーム２相変調を行うことで、スイッチング素子の損失を低減することができる。特に、下アームにスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴを用いることで、スイッチング素子の損失を低減することができる。

図５は、上下２相変調を行った場合における下アームの電圧及びモータ電流を示した図である。図６は、下アーム２相変調を行った場合における下アームの電圧及びモータ電流を示した図である。なお、下アームの電圧とは、下アームのドレイン‐ソース間の電圧である。

ここで、モータ電流が負の領域において、上下２相変調でのＭＯＳＦＥＴのベタオン区間が６０°であるのに対して、下アーム２相変調でのＭＯＳＦＥＴのベタオン区間は１２０°である。そのため、ＭＯＳＦＥＴの導通損失は、下アーム２相変調の方が上下２相変調よりも大きくなる。

さらに、変調率が高い領域での各スイッチング素子の導通損失を比較すると、ＩＧＢＴに比べてＭＯＳＦＥＴの方が大きくなる。

従って、下アームにＭＯＳＦＥＴを配置し、上アームにＩＧＢＴを配置した場合、変調率の高い領域では、下アーム２相変調の方が上下２相変調よりも損失が大きくなる。そのため、本実施形態では、変調率の低い領域では下アーム２相変調を行い、変調率の高い領域では上下２相変調を行い、損失の低減を図っている。

なお、ここでは２相変調の相固定方式を変調率により変更する方式で説明しているが、モータトルクをエンコーダ等で直接検出し、２相変調の相固定方式を切り替えても同様な効果が得られる。

さらに、回転数とモータトルク、あるいは回転数とモータトルク、あるいはモータトルクと変調率、あるいは回転数とモータトルクと変調率、というように複数条件の組み合わせに応じて、２相変調の相固定方式を切り替えても同様な効果が得られる。

次に、モータ電流のゼロクロス付近でＰＷＭ信号発生手段４０５で生成されるパルス幅変調信号（以下「ＰＷＭ信号」という。）を一定区間停止する方式について説明する。

本実施形態は、電圧の印加方向に沿って上流側にＩＧＢＴおよび下流側にＭＯＳＦＥＴを配置した直列回路を有し、直列回路におけるＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴの相互接続点が３相同期モータに接続されるインバータ２と、を備え、制御手段４は下アーム２相変調を行う。そのため、下アームの導通時間が長くなり、下アームの温度が上昇する。

そこで、本実施形態の制御手段４は、上述した変調方式に加えて、３相同期モータ３の電流ゼロクロス付近でＰＷＭ信号を一定区間停止する通電方式（以下「間欠通電」という。）を採用している。本実施形態によれば、下二相通電による下アームの導通時間の増大に対し、間欠通電を採用することで下アームの導通時間を短くしている。そのため、下アームの温度上昇を抑制し、放熱器の大型化を避けることができる。

また、ゼロクロス付近でモータに電流を流したとしても、トルクにほとんど寄与しない。従って、間欠通電を採用することで、トルクに寄与しない区間でモータに流す電流を低減し、モータ制御装置の更なる高効率化を図ることができる。

なお、電圧の印加方向に沿って上流側にＭＯＳＦＥＴおよび下流側にＩＧＢＴを配置し、制御手段４は上アーム２相変調を行う場合においても、間欠通電を採用することで、上アームの温度上昇を抑制し、放熱器の大型化を避けることができる。

つまり、上アーム２相変調又は下アーム２相変調を行う場合に一方のアームの温度が相対的に上昇するという課題に対し、間欠通電を行うことで、アームの導通時間を短くし、アームの温度上昇を抑制することができる。

このとき、電流位相のゼロクロス点φを基準にして、位相φと位相φ＋πにおいて一定区間停止させる。なお、所望の効率改善効果が出せるように、パルス停止区間は予め実験などで決定すればよい。

さらに、本実施形態では、３相同期モータ３の回転数及び負荷が第１の設定範囲より小さい範囲で間欠通電を行い、回転数及び負荷が第１の設定範囲以上のときに、間欠通電を停止する。

回転数が第１の設定範囲以上のときは、一周期あたりのスイッチング回数が少なくなるので、ＰＷＭ信号を一定区間停止することによって電流波形が歪みやすくなる。この波形の歪みに起因する損失が逆に大きくなるからである。

また、負荷が第１の設定範囲以上のときは、弱め界磁電流が増え、モータ電流とモータ電圧の位相差が大きくなっていくため、モータ電流のゼロクロス付近でスイッチングを停止しようとしても、モータ電圧のゼロクロス付近以外の箇所でスイッチングを停止してしまい、３相交流指令電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と実際のモータ出力電圧の誤差が大きくなり、制御性を保てなくなるおそれがあるからである。

第１の設定範囲にはＰＷＭ信号を停止しても制御性が保てるような値を実験により求めて設定している。

本実施形態の制御手段４は、変調率演算手段４０３で演算した変調率が第２の設定値より小さい時に下アーム２相変調及び間欠通電を行い、変調率が第２の設定値より大きい時に、上下２相変調を行い、上下２相変調を選択しているときには間欠通電を行わない。つまり、変調方式の切替え点と、間欠通電を行うか否かの切替え点とを一致させている。変調方式の切替え点と、間欠通電を行うか否かの切替え点とは必ずしも一致させる必要はないが、本実施例では変曲点を減らす目的で切替え点を一致させている。

まとめると、本実施例では、下２相変調を行い、且つ、３相同期モータ３の回転数及び負荷が第１の設定範囲より小さい範囲において、間欠通電を行っている。

なお、ＰＷＭ信号を停止するか否かは、回転数、モータトルク、変調率のいずれかに応じて決定するか、或いは、回転数とモータトルク、あるいは回転数とモータトルク、あるいはモータトルクと変調率、あるいは回転数とモータトルクと変調率、というように複数条件の組み合わせに応じて決定してもよい。

図７は本実施形態に係る下アーム２相変調及び間欠通電を行った場合におけるモータ電流波形図である。図７に示すように波形が歪んで、電流のピーク付近で波形が突出している。これは、モータの誘起電圧波形の歪みに起因してモータ電流波形が歪んでいるためである。下アームがＭＯＳＦＥＴの場合、寄生ダイオードの逆回復電流が大きいため、このように電流波形が突出している部分でスイッチングが行われると、スイッチング損失が増大してしまう。

そこで、本実施形態の制御手段４は、間欠通電を行う場合に、あらかじめ実験や解析で取得した誘起電圧高次成分を３相交流指令電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に加えることにより、モータ電流波形の歪みを抑制している。

図８は本実施形態に係る下アーム２相変調及び間欠通電を行い、さらに、誘起電圧高次成分を電圧指令値に加えた場合におけるモータ電流波形図である。図８に示すように、電流ピーク付近で生じていた突出部分が無くなっていることが分かる。誘起電圧高次成分を電圧指令値に加えることで、図７で生じていた電流波形の歪みを図８のように改善でき、電流ピーク付近でのスイッチング損失を低減することができる。このように下アーム２相変調及び間欠通電を行い、更にあらかじめ実験や解析で取得した誘起電圧高次成分を３相交流指令電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に加えることで高効率なモータ制御装置を提供することが可能である。

なお、誘起電圧高次成分は、図示しない誘起電圧高次成分生成部により生成し、さらに、図示しない電圧加算部によって誘起電圧高次成分を３相交流指令電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に加える。

なお、本実施形態では、３相同期モータ３の回転数が高いほど、制御手段４の電圧指令値に加算される誘起電圧の高次成分の次数が少なくすることで、高次成分を出力できなくなり、逆に電流波形が歪んでしまう事態を防止している。

具体的には、３相同期モータ３の回転数、３相同期モータ３の出力トルク又は母線電流Ｉ０に応じて、誘起電圧の高次成分データから誘起電圧の高次成分を生成し、誘起電圧の高次成分を制御手段４の電圧指令値に加算している。

また、３相同期モータ３の回転数が高いほど、永久磁石モータのＰＷＭ周波数が高くし、回転数の増加による電流１周期に含まれるＰＷＭパルス数の減少を抑制し、電流波形の歪みを防いでもよい。

また、誘起電圧高次成分を３相交流指令電圧に加えるか否かを、回転数、モータトルク、変調率のいずれかに応じて決定するか、或いは、回転数とモータトルク、あるいは回転数とモータトルク、あるいはモータトルクと変調率、あるいは回転数とモータトルクと変調率、というように複数条件の組み合わせに応じて決定してもよい。

また、２相変調の相固定方式の切り替え、ＰＷＭ信号の一定区間停止、誘起電圧高調波成分の加算、の３つの制御を同時に切り替える場合だけでなく、それぞれ独立に切り替えてもよい。

また、本実施形態では、電圧の印加方向に沿って上流側にＩＧＢＴおよび下流側にＭＯＳＦＥＴを配置した直列回路を有し、下アーム２相変調を行う場合について説明したが、電圧の印加方向に沿って上流側にＭＯＳＦＥＴおよび下流側にＩＧＢＴを配置した直列回路を有し、上アーム２相変調を行う場合でも、本発明を適用することができる。

１ 直流電源
２ インバータ
３ ３相同期モータ
４ 制御手段
５ 電流検出手段
６ 相電圧検出手段
７ 直流電圧検出手段
４０１ モータ電流再現手段
４０２ モータ印加電圧演算手段
４０３ 変調率演算手段
４０４ 変調方式選択手段
４０５ ＰＷＭ信号発生手段

Claims (3)

1. ３相同期モータに接続されるインバータと、
   上下２相変調又は下アーム２相変調を行い、且つ、前記３相同期モータの電流ゼロクロス付近でＰＷＭ信号を一定区間停止する制御手段と、
   を備え、
   前記制御手段は、前記上下２相変調と下アーム２相変調との切替え点と、前記ＰＷＭ信号を一定区間停止する間欠通電の切替え点とが一致するように制御している、
   ことを特徴とするモータ制御装置。
2. 電圧の印加方向に沿って上流側にＩＧＢＴおよび下流側にＭＯＳＦＥＴを配置した直列回路を有し、前記直列回路におけるＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴの相互接続点が３相同期モータに接続されるインバータと、
   上下２相変調又は下アーム２相変調を行い、且つ、前記３相同期モータの電流ゼロクロス付近でＰＷＭ信号を一定区間停止する制御手段と、
   を備え、
   前記制御手段は、前記上下２相変調と下アーム２相変調との切替え点と、前記ＰＷＭ信号を一定区間停止する間欠通電の切替え点とが一致するように制御している、
   ことを特徴とするモータ制御装置。
3. 前記制御手段は、前記３相同期モータの電流ゼロクロス付近でＰＷＭ信号を一定区間停止する時は、誘起電圧の高次成分を前記３相同期モータの指令電圧に加えることで前記３相同期モータの電流波形の歪みを抑制することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置。