JP4318659B2 - 放電灯駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、２つの電極を有する放電灯の点灯を制御する放電灯駆動装置に関する。

近年、液晶パネルの大型化が進み、液晶パネルのバックライトとして使用される冷陰極管は、長くなる傾向がある。管の一方の電極から高電圧を印加して冷陰極管を点灯する方法では、冷陰極管の長手方向に輝度むらが生じてしまうことがある。そこで、例えば特許文献１に記載されるように、１つの冷陰極管に対して、マスターインバータとスレーブインバータとからなる２つの対をなすインバータ回路を電極の各々に接続し、管の両極から高電圧を印加して冷陰極管を点灯させる方法（以下、両側駆動法と称す）が取られている。
特開２００４−２４１１３６

しかしながら、冷陰極管を両側駆動法で点灯する場合、マスターインバータとスレーブインバータとの間で特性にばらつきがあると、２つのインバータから管への印加電圧を同一にしたとき、各インバータ回路から出力される電流がアンバランスになることがある。

そこで、２つのインバータ回路から流れる電流量を略一致させるために、２つのインバータの出力電圧のデューティを各々調整して電流量を同じにする方法が提案されている。しかし、この方法では、インバータ毎にデューティが異なるので、デューティが大きくなるインバータ回路のディレーティングに余裕をとらなければならず、放電灯駆動装置の小型化の障害となっていた。

本発明は、上記問題点に鑑み、２つの駆動回路から放電灯内へ供給される電流量の各々を容易に同一にできる放電灯駆動装置を提供しようとするものである。

本発明は、２つの電極を有する放電灯を駆動する放電灯駆動装置であって、第１の変圧器を有すると共に２つの電極のうちの一方の電極に接続され、前記第１の変圧器の２次コイルを介して第１の交流電流を供給する第１の駆動回路と、第２の変圧器を有すると共に他方の電極に接続され、前記第２の変圧器の２次コイルを介して第１の交流電流と同一周波数の第２の交流電流を供給する第２の駆動回路と、第１及び第２の駆動回路の各々を駆動する第１及び第２の駆動パルスを生成する制御回路とを有する。制御回路は、前記第１の交流電流の各周期において、前記第２の変圧器の２次コイルに流入する第１の流入電流を積算した第１の供給電流積算量と前記第１の変圧器の２次コイルに流入する第２の流入電流を積算した第２の供給電流積算量との差を検出する電流差検出手段と、前記電流差検出手段により検出される前記差に基づいて、前記第１の流入電流積算量と前記第２の流入電流積算量とが略一致するように、第１及び第２の駆動パルスの位相差を設定する位相差設定手段とを有する。そして、位相差が設定されたのちの第１及び第２の交流電流の値の差を、２％以内程度とすることが好ましい。

上記構成により、第１の駆動回路は、制御回路から出力される第１の駆動パルスによって駆動されて第１の交流電流を放電灯に供給し、第１の交流電流は、電極を介して放電灯内に流れ込み、第２の変圧器の２次コイルに第１の流入電流として流入する。一方、第２の駆動回路は、制御回路から出力される第２の駆動パルスによって駆動されて第２の交流電流を放電灯に供給し、第２の交流電流は、電極を介して放電灯内に流れ込み、第１の変圧器の２次コイルに第２の流入電流として流入する。放電灯は、第１及び第２の交流電流が交互に管内を流れて点灯される。第１及び第２の交流電流の各々の電流量は、第１及び第２の駆動パルスの位相差に依存して決定される。

電流差検出手段は、前記第１の交流電流の各周期において、第１の流入電流を積算した第１の流入電流積算量と第２の流入電流を積算した第２の流入電流積算量との差を検出する。位相差検出手段は、電流差検出手段によって検出された第１の流入電流積算量と第２の流入電流積算量とが略一致するように、第１及び第２の駆動パルスの位相差を調整する。これによって、第１の流入電流と第２の流入電流とを実質的に同一にできる。このように、第１の流入電流と第２の流入電流とが略一致することにより、放電灯の長さ方向の輝度むらの発生を抑制できる。また、第１の駆動回路及び第２の駆動回路のディレーティングを揃えられる。

好ましくは、電流差検出手段は、第１の流入電流が所定閾値を超えてからこの所定閾値を下回るまでの第１の期間において第１の流入電流と所定閾値との差を積算した第１の積算電流量と、第２の流入電流が第１の流入電流と同じ所定閾値を超えてからこの所定閾値を下回るまでの第２の期間において前記第２の流入電流と所定閾値との差を積算した第２の積算電流量とを検出する。また、位相差設定手段は、第１の積算電流量と前記第２の積算電流量とが略一致するように、位相差を設定する。

このように、第１及び第２の流入電流積算量の検出にあたり、所定閾値を使用して、第１の期間における第１の流入電流の第１の積算電流量と、第２の期間における第２の流入電流の第２の積算電流量とを算出することによって、第１の流入電流と第２の流入電流とを精度良く個別に検出できる。従って、このようにして検出された第１及び第２の積算電流量を同一にするように第１及び第２の駆動パルスの位相差を設定することによって、より高い精度で第１及び第２の流入電流を一致させることが可能となる。則ち、放電灯の両側駆動における電力制御をより高い精度で行うことが可能となる。

本発明によれば、放電灯を両側駆動法で点灯させる際、各駆動回路から放電灯を流れる流入電流量を互いに等しくできる。

以下、本発明の実施の形態を添付図面を参照して説明する。

図１に、本発明の実施の形態である放電灯駆動装置１０を示す。放電灯駆動装置１０は、電源からの給電により放電灯Ｌの点灯を制御するものであり、第１の駆動回路としてのマスタ回路２０Ａと、第２の駆動回路としてのスレーブ回路２０Ｂと、制御回路３０と、からなる。放電灯駆動装置１０によって点灯が制御される放電灯Ｌは、両端にそれぞれ電極Ｅ_１，Ｅ_２を有する冷陰極管である。

マスタ回路２０Ａは、第１のインバータ回路２２Ａと、第１の変圧器２４Ａと、第１の共振コンデンサＣ１とからなる。第１のインバータ回路２２Ａの入力端子Ａ_１，Ｂ_１には、直流電源２６Ａが接続され、電源２６Ａから直流電圧Ｖ_ｉｎが第１のインバータ回路２２Ａに入力される。なお、端子Ｂ_１は、端子Ａ_１よりも低電位側に位置する。

第１のインバータ回路２２Ａは、フルブリッジタイプのインバータ回路である。入力端子Ａ_１，Ｂ_１間に、スイッチＳＨ_１ｍ及びスイッチＳＬ_１ｍが直列に接続され、スイッチＳＨ_１ｍが高電位側に位置している。さらに、入力端子Ａ_１，Ｂ_１間に、スイッチＳＨ_２ｍ及びスイッチＳＬ_２ｍが直列に接続され、スイッチＳＨ_２ｍが高電位側に位置している。スイッチＳＨ_１ｍとスイッチＳＬ_１ｍとの間のノードＮ_１１と、スイッチＳＨ_２ｍとスイッチＳＬ_２ｍとの間のノードＮ_１２とは、第１のインバータ回路２２Ａの出力端子となっている。スイッチング素子ＳＨ_１ｍ、ＳＬ_１ｍ、ＳＨ_２ｍ、ＳＬ_２ｍは、例えばＭＯＳ−ＦＥＴ等の半導体スイッチング素子からなり、それぞれ制御回路３０から出力される第１の駆動パルスとしての４つの制御信号Ｈ_１ｍ、Ｈ_２ｍ、Ｌ_１ｍ、Ｌ_２ｍによって制御されて、オン・オフのスイッチング動作を行う。各スイッチング素子は、例えば、制御信号のレベルがＨＩＧＨになるとオンとなり、ＬＯＷになるとオフとなる。

第１の変圧器２４Ａは、１次コイルＬ_１１と２次コイルＬ_１２とからなり、互いに逆極性となるように巻回されている。１次コイルＬ_１１の両端は、第１のインバータ回路２２Ａの出力端子Ｎ_１１，Ｎ_１２に接続されている。２次コイルＬ_１２の一端は、直列に接続されたダイオードＤ_１１、ノードＮ_１３及び抵抗Ｒを介して基準電位Ｇに接続される。ダイオードＤ_１１は、アノードが２次コイルＬ_１２の一端に接続され、カソードがノードＮ_１３に接続され、２次コイルＬ_１２の一端からダイオードＤ_１１及び抵抗Ｒを経由して基準電位Ｇに向けて電流が流れるようになっている。抵抗Ｒの高電位端子は、制御回路の電流検出端子Ｄ_０に接続されている。さらに、２次コイルＬ_１２の一端と基準電位Ｇとの間に、ダイオードＤ_１２が接続されている。ダイオードＤ_１２は、アノードが基準電位Ｇに接続され、カソードが２次コイルＬ_１２の一端に接続されている。

第１の共振コンデンサＣ１は、２次コイルＬ_１２と並列に接続されている。第１の共振コンデンサＣ１の一端は、基準電位Ｇに接続されている。第１の共振コンデンサＣ１の他端は、２次コイルＬ_１２の他端に接続されている。第１の共振コンデンサＣ１の他端と２次コイルＬ_１２の他端との間に位置するノードは、マスタ回路２０Ａの出力端子Ｆ_１となっている。マスタ回路２０Ａの出力端子Ｆ_１には、放電灯Ｌの一方の電極Ｅ_１がバラストコンデンサＣ_１Ｂを介して電気的に接続されている。マスタ回路２０Ａは、出力端子Ｆ_１から、放電灯Ｌに対して第１の交流電流Ｉ_Ｍを供給する。

スレーブ回路２０Ｂは、第２のインバータ回路２２Ｂと、第２の変圧器２４Ｂと、第２の共振コンデンサＣ２とからなる。第２のインバータ回路２２Ｂの入力端子Ａ_２，Ｂ_２には、直流電源２６Ｂが接続され、電源２６Ｂから直流電圧Ｖ_ｉｎが第２のインバータ回路２２Ａに入力される。なお、端子Ｂ_２は、端子Ａ_２よりも低電位側に位置する。

第２のインバータ回路２２Ａは、フルブリッジタイプのインバータ回路である。入力端子Ａ_２，Ｂ_２間に、スイッチＳＨ_１Ｓ及びスイッチＳＬ_１Ｓが直列に接続され、スイッチＳＨ_１Ｓが高電位側に位置している。さらに、入力端子Ａ_２，Ｂ_２間に、スイッチＳＨ_２Ｓ及びスイッチＳＬ_２Ｓが直列に接続され、スイッチＳＨ_２Ｓが高電位側に位置している。スイッチＳＨ_１ＳとスイッチＳＬ_１Ｓとの間のノードＮ_２１と、スイッチＳＨ_２ＳとスイッチＳＬ_２Ｓとの間のノードＮ_２２とは、第２のインバータ回路２２Ｂの出力端子となっている。スイッチング素子ＳＨ_１Ｓ、ＳＬ_１Ｓ、ＳＨ_２Ｓ、ＳＬ_２Ｓは、例えばＭＯＳ−ＦＥＴ等の半導体スイッチング素子からなり、それぞれ制御回路３０から出力される第２の駆動パルスとしての４つの制御信号Ｈ_１Ｓ、Ｈ_２Ｓ、Ｌ_１Ｓ、Ｌ_２Ｓによって制御されて、オン・オフのスイッチング動作を行う。各スイッチング素子は、例えば、制御信号のレベルがＨＩＧＨになるとオンとなり、ＬＯＷになるとオフとなる。

第２の変圧器２４Ｂは、１次コイルＬ_２１と２次コイルＬ_２２とからなり、互いに同極性となるように巻回されている。１次コイルＬ_２１の両端は、第２のインバータ回路２２Ｂの出力端子Ｎ_２１，Ｎ_２２に接続されている。２次コイルＬ_２２の一端は、直列に接続されたダイオードＤ_２１、ノードＮ_２３及び抵抗Ｒを介して基準電位Ｇに接続される。ダイオードＤ_２１は、アノードが２次コイルＬ_２２の一端に接続され、カソードがノードＮ_２３に接続され、２次コイルＬ_２２の一端からノードＮ_２３及び抵抗Ｒを経由して基準電位Ｇに向けて電流が流れるようになっている。抵抗Ｒの高電位端子は、制御回路の電流検出端子Ｄ_０に接続されている。さらに、２次コイルＬ_２２の一端と基準電位Ｇとの間に、ダイオードＤ_２２が接続されている。ダイオードＤ_２２は、アノードが基準電位Ｇに接続され、カソードが２次コイルＬ_２２の一端に接続されている。なお、マスタ回路２０Ａの抵抗Ｒと、スレーブ回路２０Ｂの抵抗Ｒとは、同じ抵抗値を有する。

第２の共振コンデンサＣ２は、２次コイルＬ_２２と並列に接続されている。第２の共振コンデンサＣ２の一端は、基準電位Ｇに接続されている。第２の共振コンデンサＣ２の他端は、２次コイルＬ_２２の他端に接続されている。第２の共振コンデンサＣ２の他端と２次コイルＬ_２２の他端との間に位置するノードは、スレーブ回路２０Ｂの出力端子Ｆ_２となっている。スレーブ回路２０Ｂの出力端子Ｆ_２には、放電灯の他方の電極Ｅ_２がバラストコンデンサＣ_２Ｂを介して電気的に接続されている。スレーブ回路２０Ｂは、出力端子Ｆ_２から、放電灯Ｌに対して第２の交流電流Ｉ_Ｓを供給する。

制御回路３０は、デジタル回路からなり、放電灯駆動装置１０内を流れる第１及び第２の交流電流Ｉ_Ｍ，Ｉ_Ｓを電流検出端子Ｄ_０を介して検出すると共に、マスタ回路２０Ａ及びスレーブ回路２０Ｂが出力する電流量を制御する。図２に、制御回路３０の構成を詳細に示す。図２を参照すると、制御回路３０は、発振器１００と、減算器１１０と、デジタルフィルタ１２０と、コンパレータ１３０と、電流差検出回路１４０と、位相差設定回路１５０と、Ａ／Ｄコンバータ１６０とからなる。なお、発振器１００及び電流差検出回路１４０は、電流検出手段に相当し、位相差設定回路１５０は、位相差設定手段に相当する。

発振器１００は、所定周期Ｔ_０を有する三角波を生成して、コンパレータ１３０及び電流差検出回路１４０に向けて出力する。

Ａ／Ｄコンバータ１６０は、検出端子Ｄ_０に接続されている。Ａ／Ｄコンバータ１６０は、検出端子Ｄ_０に入力される第１又は第２の交流電流値Ｉ_Ｍ，Ｉ_Ｓを、それぞれ相当するレベルを有するディジタル信号に変換して減算器１１０へ出力する。

減算器１１０は、Ａ／Ｄコンバータ１６０に接続され、Ａ／Ｄコンバータ１６０からの出力を基準値ＲＥＦから減算して出力する。なお、基準値ＲＥＦは、放電灯Ｌに流す目標の交流電流値に対応している。デジタルフィルタ１２０は、減算器１１０の出力が入力され、入力に対して所定のデジタル処理を行った後、コンパレータ１３０の非反転入力端子に向けて出力する。

コンパレータ１３０は、非反転入力端子にデジタルフィルタ１２０の出力が入力され、反転入力端子に発振器１１０にて生成された三角波が入力され、出力端子は、位相差設定回路１５０に接続されている。

電流差検出回路１４０は、検出端子Ｄ_０を介して入力される第１及び第２の交流電流値Ｉ_Ｍ，Ｉ_Ｓに相当するレベルを有する信号を個別的に検出し、第１及び第２の交流電流値Ｉ_Ｍ，Ｉ_Ｓの差を算出し、その差に応じた出力信号Ｖ_Ｄを位相差設定回路１４０に向けて出力する。

位相差設定回路１５０は、コンパレータ１３０及び電流差検出回路１４０からの出力が入力され、これらの入力に基づいて、各インバータ回路２２Ａ，２２Ｂにおけるスイッチング素子のスイッチング動作のデューティ及びタイミングを設定し、これらの設定を制御信号Ｈ_１ｍ、Ｈ_２ｍ、Ｌ_１ｍ、Ｌ_２ｍ、Ｈ_１Ｓ、Ｈ_２Ｓ、Ｌ_１Ｓ、Ｌ_２Ｓとして対応するスイッチング素子へ向けて出力し、各インバータ回路２２Ａ，２２Ｂに所望のスイッチング動作を行わせる。

次に、上記構成の放電灯駆動装置１０の動作について、図１乃至図３を参照しながら説明する。放電灯駆動装置１０は、制御回路３０の内部で生成される高周波数の周期Ｔの基準クロック（図３（ａ）参照）に基づいて動作が制御される。制御回路３０では、発振器１００が、周期Ｔよりも長い周期Ｔ_０を呈する三角波を生成し（図３（ｂ）参照）、コンパレータ１３０の反転入力端子に向けて出力する。一方、放電灯駆動回路１０を流れる電流は、抵抗Ｒによって対応するレベルを有する電流信号に変換されて、電流検出端子Ｄ_０を介して制御回路３０に入力される。電流信号は、減算器１１０及びデジタルフィルタ１２０を介して出力され（図３（ｃ）参照）、コンパレータ１３０の非反転入力端子に入力される。コンパレータ１３０は、三角波のレベルがデジタルフィルタ１２０からの出力よりも大きい時は、ＬＯＷ、三角波のレベルがデジタルフィルタ１２０からの出力よりも小さい時は、ＨＩＧＨを出力する（図３（ｄ）参照）。位相差設定回路１５０は、コンパレータ１３０からの出力レベルに応じて、マスタ回路２０Ａの第１のインバータ回路２２Ａのスイッチング動作を制御する制御信号Ｈ_１ｍ、Ｈ_２ｍ、Ｌ_１ｍ、Ｌ_２ｍと、スレーブ回路２０Ｂの第２のインバータ回路２２Ｂを制御する制御信号Ｈ_１Ｓ、Ｈ_２Ｓ、Ｌ_１Ｓ、Ｌ_２Ｓとを生成して出力する（図３（ｅ）〜（ｌ）参照）。

マスタ回路２０Ａでは、制御回路３０から制御信号Ｈ_１ｍ、Ｈ_２ｍ、Ｌ_１ｍ、Ｌ_２ｍが、第１の第１のインバータ回路２２Ａ内の対応するスイッチング素子ＳＨ_１ｍ、ＳＬ_１ｍ、ＳＨ_２ｍ、ＳＬ_２ｍに入力されると、第１のインバータ回路２２Ａは、入力電圧Ｖ_ｉｎを高周波交流電圧に変換して、第１の変圧器２４Ａに向けて出力する。第１の変圧器２４Ａは、電圧レベルを変換し、端子Ｆ_１を介して第１の交流電流Ｉ_Ｍを出力する。放電灯Ｌでは、第１の電流Ｉ_Ｍが一方の電極Ｅ_１より流れ込む。第１の交流電流Ｉ_Ｍは、スレーブ回路２０Ｂの抵抗Ｒにより、電流に対応するレベルを呈する電流信号に変換される。

同様に、スレーブ回路２０Ｂでは、制御回路３０から制御信号Ｈ_１Ｓ、Ｈ_２Ｓ、Ｌ_１Ｓ、Ｌ_２Ｓが、第２のインバータ回路２２Ｂ内の対応するスイッチング素子ＳＨ_１Ｓ、ＳＬ_１Ｓ、ＳＨ_２Ｓ、ＳＬ_２Ｓに入力されると、第２のインバータ回路２２Ｂは、入力電圧Ｖ_ｉｎを高周波交流電圧に変換して、第２の変圧器２４Ｂに向けて出力する。第２の変圧器２４Ｂは、電圧レベルを変換し、端子Ｆ_２を介して第２の交流電流Ｉ_Ｓを出力する。放電灯Ｌでは、第２の交流電流Ｉ_Ｓが他方の電極Ｅ_２より流れ込む。第２の交流電流Ｉ_Ｓは、マスタ回路２０Ａの抵抗Ｒにより、電流に対応するレベルを呈する電流信号に変換される。

また、第１の変圧器２４Ａは、１次及び２次コイルが逆極性であり、第２の変圧器２４Ｂは、１次及び２次コイルが同極性であるから、マスタ回路２０Ａとスレーブ回路２２Ｂとのスイッチング動作がほぼ同期している場合、第１及び第２の交流電流Ｉ_Ｍ、Ｉ_Ｓは、交互に流れて、放電灯Ｌを点灯させる（図３（ｍ）参照）。

次に、第１及び第２の交流電流Ｉ_Ｍ、Ｉ_Ｓの検出方法について説明する。例えば、発振器１００似て生成される三角波の１周期Ｔ_ｏに相当する時刻ｔ_１０から時刻ｔ_２０の期間Ｋ_１において、マスタ回路２０Ａでは、制御信号Ｈ_１ｍ、Ｌ_１ｍ、Ｈ_２ｍ、Ｌ_２ｍによりスイッチング素子ＳＨ_１ｍ、ＳＬ_２ｍが同時にオンするとともに、スイッチング素子ＳＬ_１ｍ、ＳＨ_２ｍの少なくとも一方がオフの時は、電流が出力端子Ｆ_１より放電灯Ｌに向けて流出していく。一方、スレーブ回路２０Ｂでは、制御信号Ｈ_１Ｓ、Ｈ_２Ｓ、Ｌ_１Ｓ、Ｌ_２Ｓによりスイッチング素子ＳＨ_１Ｓ、ＳＬ_２Ｓが同時にオンするとともに、スイッチング素子ＳＬ_１Ｓ、ＳＨ_２Ｓ、の少なくとも一方がオフの時は、電流が出力端子Ｆ_２より放電灯Ｌからスレーブ回路２０Ｂに流入する。従って、期間Ｋ_１では、電流は、マスタ回路２０Ａから放電灯Ｌを経由してスレーブ回路２０Ｂに流れるので、制御回路３０は、電流検出端子Ｄ_０に入力する電流は、第１の交流電流Ｉ_Ｍと判断する。

期間Ｋ_１において、電流検出端子Ｄ_０に入力した第１の交流電流Ｉ_Ｍは、電流差検出回路１４０にて、交流電流Ｉ_Ｍのレベルが所定の閾値Ｖ_ｔｈと基準クロック毎に比較される。そして、Ｉ_Ｍ ＞ Ｖ_ｔｈとなる期間、すなわちＩ_Ｍ ＞ Ｖ_ｔｈとなる時刻ｔ_Ｄ１から時刻Ｔ_Ｄ２までの期間を第１の期間として、第１の期間の間は、電流差検出回路１４０は、第１の交流電流Ｉ_Ｍのレベルと所定の閾値Ｖ_ｔｈとの差（Ｉ_Ｍ − Ｖ_ｔｈ）を基準クロック毎に加算し、電流差検出回路１４０の出力信号Ｖ_Ｄとして位相差設定回路１５０に向けて出力する（図３（ｎ）参照）。

期間Ｋ_１の次の１の周期Ｔ_ｏに相当する時刻ｔ_２０から時刻ｔ_３０の期間Ｋ_２において、マスタ回路２０Ａでは、制御信号Ｈ_１ｍ、Ｌ_１ｍ、Ｈ_２ｍ、Ｌ_２ｍによりスイッチング素子ＳＬ_１ｍ、ＳＨ_２ｍが同時にオンするとともに、スイッチング素子ＳＨ_１ｍ、ＳＬ_２ｍの少なくとも一方がオフの時は、電流が放電灯Ｌから出力端子Ｆ_１を介してマスタ回路２０Ａへと流入する。一方、スレーブ回路２０Ｂでは、制御信号Ｈ_１Ｓ、Ｈ_２Ｓ、Ｌ_１Ｓ、Ｌ_２Ｓによりスイッチング素子ＳＨ_１Ｓ、ＳＬ_２Ｓが同時にオンするとともに、スイッチング素子ＳＬ_１Ｓ、ＳＨ_２Ｓ、の少なくとも一方がオフの時は、電流が出力端子Ｆ_２より放電灯Ｌに向けて流出する。従って、期間Ｋ_２では、電流は、スレーブ回路２０Ｂから放電灯Ｌを経由してマスタ回路２０Ａに流れる。故に、制御回路３０は、検出端子Ｄ_０に入力する電流は、第２の交流電流Ｉ_Ｓと判断する。

期間Ｋ_２において、検出端子Ｄ_０に入力した第２の交流電流Ｉ_Ｓは、電流差検出回路１４０にて、交流電流Ｉ_Ｓのレベルが所定の閾値Ｖ_ｔｈと基準クロック毎に比較される。そして、Ｉ_Ｍ ＞ Ｖ_ｔｈとなる期間、すなわちＩ_Ｍ ＞ Ｖ_ｔｈとなる時刻ｔ_Ｄ３から時刻Ｔ_Ｄ４までの期間を第２の期間として、第２の期間の間は、電流差検出回路１４０は、第２の交流電流Ｉ_Ｓのレベルと所定の閾値Ｖ_ｔｈとの差（Ｉ_Ｍ − Ｖ_ｔｈ）を基準クロック毎に減算して、電流差検出回路１４０の出力信号として位相差設定回路１５０に向けて出力する（図３（ｎ）参照）。

このように、放電灯駆動装置１０によって放電灯Ｌを点灯させると、主にマスタ回路２０Ａから第１の交流電流Ｉ_Ｍが放電灯Ｌに流れる期間Ｋ_１と、主にスレーブ回路２０Ｂから第２の交流電流Ｉ_Ｓが放電灯Ｌに流れる期間Ｋ_２とが、交互に現れる。すなわち、制御回路３０は、各インバータ回路２２Ａ，２２Ｂへの制御信号に基づいて、放電灯駆動回路１０を流れる電流が、マスタ回路２０Ａ，或いはスレーブ回路２０Ｂのいずれから供給されているかを判断する。

また、電流差検出回路１４０が出力する出力信号Ｖ_Ｄのレベルは、放電灯駆動装置１０による放電灯Ｌの両側駆動法を開始した時点から任意の時刻ｔ_ｘに至るまでの、第１の交流電流Ｉ_Ｍの電流量と第２の交流電流Ｉ_Ｓの電流量との差と実質的に判断できる差に対応したものになる。

そこで、時刻時刻ｔ_ｘにおいて、電流差検出回路１４０の出力信号Ｖ_Ｄが、正のレベルを呈する時は、位相差設定回路１５０は、第１の交流電流Ｉ_Ｍの電流量が、第２の交流電流Ｉ_Ｓの電流量よりも多いと判断し、Ｖ_Ｄのレベルをゼロにすべく、マスタ回路２０Ａへの制御信号Ｈ_１ｍ、Ｈ_２ｍ、Ｌ_１ｍ、Ｌ_２ｍと、スレーブ回路２０ＢへのＨ_１Ｓ、Ｈ_２Ｓ、Ｌ_１Ｓ、Ｌ_２Ｓとの位相差θをＶ_Ｄのレベルに比例した量で設定し、スレーブ回路２０ＢへのＨ_１Ｓ、Ｈ_２Ｓ、Ｌ_１Ｓ、Ｌ_２Ｓの立ち上がり及び立ち下がりのタイミングを位相差θ分だけ遅らせる（図３（ｉ）〜（ｌ）参照）。このように位相差θを調整することによって、第１の交流電流Ｉ_Ｍの電流量は、減少し、第２の交流電流Ｉ_Ｓの電流量は、増加するので、第１の交流電流Ｉ_Ｍの電流量と第２の交流電流Ｉ_Ｓの電流量とは、同一になる。

一方、電流差検出回路１４０の出力信号Ｖ_Ｄが、負のレベルを呈する時は、位相差設定回路１５０は、第１の交流電流Ｉ_Ｍの電流量が、第２の交流電流Ｉ_Ｓの電流量よりも少ないと判断し、Ｖ_Ｄのレベルをゼロにすべく、マスタ回路２０Ａへの制御信号Ｈ_１ｍ、Ｈ_２ｍ、Ｌ_１ｍ、Ｌ_２ｍと、スレーブ回路２０ＢへのＨ_１Ｓ、Ｈ_２Ｓ、Ｌ_１Ｓ、Ｌ_２Ｓとの位相差をＶ_Ｄのレベルに比例した量で設定し、マスタ回路２０ＢへのＨ_１Ｍ、Ｈ_２Ｍ、Ｌ_１Ｍ、Ｌ_２Ｍの立ち上がり及び立ち下がりのタイミングを位相差に相当する分だけ遅らせる。このように位相差θを調整することによって、第１の交流電流Ｉ_Ｍの電流量は、増加し、第２の交流電流Ｉ_Ｓの電流量は、減少するので、第１の交流電流Ｉ_Ｍの電流量と第２の交流電流Ｉ_Ｓの電流量とは、同一になる。

このように、電流差検出回路１４０の出力信号Ｖ_Ｄは、第１の交流電流Ｉ_Ｍの電流量が大きい時は、増加し、逆に第２の交流電流Ｉ_Ｓの電流量が大きい時は、減少する。従って、電流差検出回路１４０の出力信号Ｖ_Ｄのレベルに応じて、第１のインバータ回路２２Ａの制御信号Ｈ_１ｍ、Ｈ_２ｍ、Ｌ_１ｍ、Ｌ_２ｍと、第２のインバータ回路２２Ｂの制御信号Ｈ_１Ｓ、Ｈ_２Ｓ、Ｌ_１Ｓ、Ｌ_２Ｓとの位相差を調整することによって、電流差検出回路１４０の出力信号Ｖ_Ｄのレベルは、一定の値に収束する。すなわち、第１の交流電流Ｉ_Ｍの実効値と第２の交流電流Ｉ_Ｓの実効値とを実質的に同一にできる。

このように、個別的に第１及び第２の交流電流Ｉ_Ｍ、Ｉ_Ｓを検出し、その差をゼロにするように、マスタ回路２０Ａ及びスレーブ回路２０Ｂの位相制御を行うことによって、第１の交流電流Ｉ_Ｍと第２の交流電流Ｉ_Ｓとを同一にできる。

すなわち、上記の第１及び第２の交流電流Ｉ_Ｍ，Ｉ_Ｓの制御方法は、例えば、期間Ｋ_１において、第１の交流電流Ｉ_Ｍが所定閾値Ｖ_ｔｈを時刻ｔ_Ｄ１で超えてから時刻ｔ_Ｄ２で下回るまでの積算電流量を第１の積算電流量（図３（ｍ）領域Ｍ１、参照）として算出する。次に、期間Ｋ_２において、第２の交流電流Ｉ_Ｓが所定閾値Ｖ_ｔｈを時刻ｔ_Ｄ３で超えてから時刻ｔ_Ｄ４で下回るまでの積算電流量を第２の積算電流量（図３（ｍ）領域Ｕ１、参照）として算出する。そして、第１の積算電流量と第２の積算電流量との差を、電流差検出回路１４０の出力信号Ｖ_Ｄとして出力させ、Ｖ_Ｄのレベルに応じて、マスタ回路２０Ａとスレーブ回路２０Ｂとの位相制御を行うものである。

上記のようにして、マスタ回路２０Ａから放電灯Ｌに流れる電流と、スレーブ回路２０Ｂから放電灯Ｌに流れる電流とのバランスを制御できる。

図１に示す放電灯駆動装置１０では、第１及び第２の交流電流Ｉ_Ｍ，Ｉ_Ｓを、４つのダイオードＤ_１１，Ｄ_１２，Ｄ_２１，Ｄ_２２を用いることで、制御回路３０の１つの検出端子Ｄ_０で検出しながらも、各インバータ回路の制御信号と制御信号を生成する三角波とを用いて、第１及び第２の交流電流のレベルに分離することができる。従って、電流検出用の端子を第１及び第２の交流電流の各々に対して設ける必要が無いので、放電灯駆動装置１０そのものを小型に構成でき、制御回路３０をＩＣにて構成する場合の回路規模の減少、消費電力の減少、製造コストの低減を図ることができる。

なお、上記実施の形態において、マスタ回路２０Ａとスレーブ回路２０Ｂとは、位相制御されるため、第１の交流電流Ｉ_Ｍと第２の交流電流Ｉ_Ｓとが、重なる場合がある。従って、閾値をゼロレベルに設定すると、第１の交流電流Ｉ_Ｍと第２の交流電流Ｉ_Ｓとを区別できない場合があるので、第１の交流電流Ｉ_Ｍと第２の交流電流Ｉ_Ｓとを確実に区別するために、有限レベルの閾値Ｖ_ｔｈを使用する。

また、第１及び第２の交流電流の電流量の比較は、電流値が閾値を超えるものについて行っている。しかし、閾値を用いた比較は、例えば第１及び第２の交流電流を完全に分離できることを前提にして閾値を用いずに行った第１及び第２の交流電流の電流量の比較と、実質的に同等の結果を得ることができる。従って、位相差θによっては、第１の交流電流Ｉ_Ｍと第２の交流電流Ｉ_Ｓとが重なる場合があり得るので、閾値の使用により、第１及び第２の交流電流をより高い精度で分離できる。

このように、放電灯Ｌを両極から流れる交流電流が略等しくなると、両電極Ｅ_１，Ｅ_２から管内へ供給される交流電力も略等しくなり、放電灯Ｌを管の長手方向に亘って均一な輝度で発光させることもできる。

次に、制御回路３０をアナログ回路で構成した場合を、図４を参照して説明する。図４に示すように、制御回路３０Ａは、発振器２１０と、オペアンプ２２０と、コンパレータ２３０と、電流差検出回路２４０と、位相差設定回路２５０とからなる。

発振器２１０は、所定周期Ｔ０を有する三角波ＲＡＭＰを生成して、三角波ＲＡＭＰをコンパレータ２３０に向けて出力する。また、発振器２１０は、ＲＡＭＰに同期した周期２Ｔ０の矩形波信号Ｔを電流差検出回路２４０に向けて出力する。

オペアンプ２２０は、反転入力端子が抵抗Ｒ_０を介して電流検出端子Ｄ_０に接続され、非反転入力端子が基準電圧ＲＥＦに接続されている。また、オペアンプ２２０は、出力端子ＥＡＯＵＴがコンパレータ２３０の一方の入力端子に接続され、ＮＧＡＴＥ端子が電流差検出回路２４０に接続されている。さらに、オペアンプ２２０の反転入力端子と出力端子との間には、コンデンサＣ_１が接続され、コンデンサＣ_１と並列に、直列に接続された抵抗Ｒ_１及びコンデンサＣ_２が接続されている。従って、オペアンプ２２０は、電流検出端子Ｄ_０を介して入力される電圧と基準電圧ＲＥＦとの差を増幅して、出力端子ＥＡＯＵＴからコンパレータ２３０に出力する。

コンパレータ２３０は、一方の入力端子がオペアンプ２２０に接続され、他方の入力端子が発振器２１０に接続され、出力端子が位相差設定回路２５０に接続されている。

電流差検出回路２４０は、入力端子がオペアンプ２２０に接続され、オペアンプ２２０のＮＧＡＴＥ端子から、オペアンプ２２０の出力電圧のシンク電流に比例した電圧を受け取る。電流差検出回路２４０は、入力電圧を発振器からの矩形波信号Ｔと演算させて、第１の交流電流Ｉ_Ｍと第２の交流電流Ｉ_Ｓの電流差に比例した位相差設定信号ＰＨＡＳＥを位相差設定回路２５０に向けて出力する。

位相差設定回路２５０は、コンパレータ２３０及び電流差検出回路２４０からの出力が入力され、これらの入力に基づいて、各インバータ回路２２Ａ，２２Ｂにおけるスイッチング素子のスイッチング動作のデューティ及びタイミングを設定し、これらの設定を制御信号Ｈ_１ｍ、Ｈ_２ｍ、Ｌ_１ｍ、Ｌ_２ｍ、Ｈ_１Ｓ、Ｈ_２Ｓ、Ｌ_１Ｓ、Ｌ_２Ｓとして対応するスイッチング素子へ向けて出力し、各インバータ回路２２Ａ，２２Ｂに所望のスイッチング動作を行わせる。

図５を参照して、オペアンプ２２０と電流差検出回路２４０との詳細を説明する。オペアンプ２２０の反転入力端子と非反転入力端子とは、トランジスタ３０２，３０３のゲートに接続されている。出力端子ＥＡＯＵＴでは、電流源３０６により電流をソースし、トランジスタ３０８により電流がシンクされる。トランジスタ３０８のゲートは、出力端子ＮＧＡＴＥ端子に接続されている。

電流差検出回路２４０では、トランジスタ３１０，３１４のゲートがＮＧＡＴＥ端子に接続されている。図６を参照しながら、矩形波信号Ｔと各電流の検出期間との関係を説明する。矩形波信号Ｔがローレベルの時は、第１の交流電流Ｉ_Ｍが検出される期間Ｋ_１であり（図６参照）、矩形波信号Ｔがハイレベルの時は、第２の交流電流Ｉ_Ｓが検出される期間Ｋ_２である。Ｔがローレベルでトランジスタ３０８がシンクしている期間では、トランジスタ３１２からコンデンサ３１５に、トランジスタ３０８のシンク電流に比例した電流が充電される。

Ｔがハイレベルでトランジスタ３０８がシンクしている期間、トランジスタ３１３から、コンデンサ３１５をトランジスタ３０８のシンク電流に比例した電流だけ放電する。トランジスタ３０８がシンクしていない期間は、電流検出端子Ｄ０の電圧値がＲＥＦより低い期間で、コンデンサ３１５にはシンクもソースもされない。コンデンサ３１５の電圧がＰＨＡＳＥ端子の電圧であり、Ｉ_Ｍ＞Ｉ_Ｓのとき増加し、Ｉ_Ｍ＜Ｉ_Ｓのとき減少する。従って、位相差設定回路２５０により位相差θをずらすことによって、Ｉ_Ｍ＝Ｉ_Ｓとなるように、第１の交流電流Ｉ_Ｍ及び第２の交流電流Ｉ_Ｓの電流差が調整される。

なお、電源２６Ａ，２６Ｂは、直流電源に替えて、交流電源から出力された交流電圧を整流回路を介して各駆動回路２０Ａ，２０Ｂに供給しても良い。また、バラストコンデンサＣ_１Ｂ，Ｃ_２Ｂは、用途に応じて省略しても良い。

本発明の放電灯駆動装置は、大画面テレビを始めとする各種ディスプレイパネルのバックライトの制御など、適宜の放電灯の駆動制御に適用可能である。

本発明の一実施の形態による放電灯駆動装置を示す構成図である。 制御回路の詳細を示す構成図である。 放電灯駆動装置を駆動する各種制御信号、内部を流れる第１及び第２の交流電流、及び出力信号を示す波形図である。 アナログ回路からなる制御回路を示す構成図である。 図４の制御回路を構成するオペアンプ及び電流差検出回路の詳細を示す回路図である。 図４の制御回路を構成する発振器の出力と、各電流の検出期間との関係を説明する波形図である。

符号の説明

１０ 放電灯駆動装置
２０Ａ 第１の駆動回路
２０Ｂ 第２の駆動回路
３０ 制御回路
１００、１４０ 電流検出手段
１５０ 位相差設定手段
Ｅ１，Ｅ２ 電極
Ｌ 放電灯

Claims (3)

1. ２つの電極を有する放電灯を駆動する放電灯駆動装置であって、
   第１の変圧器を有すると共に前記２つの電極のうちの一方の電極に接続され、前記第１の変圧器の２次コイルを介して第１の交流電流を供給する第１の駆動回路と、
   第２の変圧器を有すると共に他方の電極に接続され、前記第２の変圧器の２次コイルを介して前記第１の交流電流と同一周波数の第２の交流電流を供給する第２の駆動回路と、
   前記第１及び第２の駆動回路の各々を駆動する第１及び第２の駆動パルスを生成する制御回路と、
   を有し、
   前記制御回路は、
   前記第１の交流電流の各周期において、前記第２の変圧器の２次コイルに流入する第１の流入電流を積算した第１の流入電流積算量と前記第１の変圧器の２次コイルに流入する第２の流入電流を積算した第２の流入電流積算量との差を検出する電流差検出手段と、
   前記電流差検出手段により検出される前記差に基づいて、前記第１の流入電流積算量と前記第２の流入電流積算量とが略一致するように、前記第１及び第２の駆動パルスの位相差を設定する位相差設定手段と
   を有することを特徴とする放電灯駆動装置。
2. 前記電流差検出手段は、
   前記第１の流入電流が所定閾値を超えてから前記所定閾値を下回るまでの第１の期間において前記第１の流入電流と前記所定閾値との差を積算した第１の積算電流量と、前記第２の流入電流が前記所定閾値を超えてから前記所定閾値を下回るまでの第２の期間において前記第２の流入電流と前記所定閾値との差を積算した第２の積算電流量とを検出し、
   前記位相差設定手段は、
   前記第１の積算電流量と前記第２の積算電流量とが略一致するように、前記位相差を設定することを特徴とする請求項１に記載の放電灯駆動装置。
3. 前記所定閾値は、前記第１の期間と前記第２の期間とが重ならないような値に設定されていることを特徴とする請求項２記載の放電灯駆動装置。

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