JP4183364B2 - 歪補償装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は歪補償装置に係わり、特に、出力可能範囲を超える制御が行われそうになったとき振幅制限を行い、且つ、振幅制限が行われた場合でも位相について追従動作を行わせることができる歪補償装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年周波数資源が逼迫し、無線通信に於いてディジタル化による高能率伝送が多く用いられるようになってきた。無線通信に多値振幅変調方式を適用する場合、送信側特に電力増幅器の増幅特性を直線化して非線型歪を抑え、隣接チャネル漏洩電力を低減する技術が重要であり、また線型性に劣る増幅器を使用し電力効率の向上を図る場合はそれによる歪発生を補償する技術が必須である。
【０００３】
図４５は従来の無線機における送信装置の一例を示すブロック図であり、送信信号発生装置１はシリアルのディジタルデータ列を送出し、シリアル／パラレル変換器（Ｓ／Ｐ変換器）２はディジタルデータ列を１ビットづつ交互に振り分けて同相成分信号（Ｉ信号：In-phase component)と直交成分信号(Ｑ信号：Quadrature component)の２系列に変換する。ＤＡ変換器３はＩ信号、Ｑ信号のそれぞれをアナログのベースバンド信号に変換して直交変調器４に入力する。直交変調器４は入力されたＩ信号、Ｑ信号（送信ベースバンド信号）にそれぞれ基準搬送波とこれを９０0移相した信号を乗算し、乗算結果を加算することにより直交変換を行って出力する。周波数変換器５は直交変調信号と局部発振信号をミキシングして周波数変換し、送信電力増幅器６は周波数変換器５から出力された搬送波を電力増幅して空中線（アンテナ）７より空中に放射する。
【０００４】
W-CDMA及びPDC(Personal Digital Cellular)等の移動通信において、送信装置の送信電力は10mW〜数Wと大きく、送信電力増幅器の入出力特性（歪関数ｆ(p)）は図４６（ａ）の点線で示すように非直線性になる。この非直線特性により非線形歪が発生し、送信周波数ｆ0周辺の周波数スペクトラムは図４６（ｂ）の実線に示すようにサイドローブが持ち上がり、隣接チャネルに漏洩し、隣接妨害を生じる。すなわち、非線形歪により（ｂ）に示すように送信波が隣接周波数チャネルに漏洩する電力が大きくなってしまう。漏洩電力をACPR(Adjacent Channel Power Ratio)として説明する。ACPRは（ｂ）の1点鎖線Ａと1点鎖線Ａ′間のスペクトラム面積である着目チャネルの電力と1点鎖線Ａ，Ａ′と2点鎖線Ｂ，Ｂ′間の隣接チャネルに漏れるスペクトラムの面積である隣接漏洩電力の比である。このような漏洩電力は、他チャネルに対して雑音となり、そのチャネルの通信品質を劣化させてしまう。よって、厳しく規定されている。
【０００５】
漏洩電力は、例えば電力増幅器の線型領域(図４６（ａ）参照)で小さく、非線形領域で大きくなる。そこで、高出力の送信電力増幅器とするためには、線形領域を広くする必要がある。しかし、このためには実際に必要な能力以上の増幅器が必要となり、コスト及び装置サイズにおいて不利となる問題がある。
また、通常の増幅器では、線形領域での電力負荷効率は図４７に示すように低い。ここで電力負荷効率とは、アンプの定格電力に対する出力電力Ｐoutと入力電力Ｐinの差（Ｐout-Ｐin)の割合（％）であり、熱になる分である。よって、必要な送信電力を得るには大きな消費電力が必要となってしまい、電力効率においても非常に不利である。そのため、消費電力を低く押さえるために増幅器の非線形領域での使用が不可欠である。しかしながら、前述のように歪が増加し、ACPRを劣化させてしまう。この状況に対して送信電力の歪を補償し、電力負荷効率の良い領域での増幅器の使用を実現するものが歪補償機能つきの無線装置(リニアライザ)である。フィードバック系の歪補償技術としてカルテジアンループ方式、ポーラーループ方式等が提案され、電力増幅器の歪抑圧を行っている。
【０００６】
図４８はＤＳＰを用いたディジタル非線形歪補償機能を備えた送信装置のブロック図である。送信信号発生装置１から送出されるディジタルデータ群（送信信号）は、Ｓ／Ｐ変換器２においてＩ信号、Ｑ信号の２系列に変換されてＤＳＰで構成される歪補償部８に入力される。歪補償部８は機能的に図４９に示すように、送信信号ｘ(t)のパワーレベル0〜1023に応じた歪補償係数h(pi)(i=0〜1023)を記憶する歪補償係数記憶部８ａ、送信信号レベルに応じた歪補償係数h(pi)を用いて該送信信号に歪補償処理（プリディストーション）を施すプリディストーション部８ｂ、送信信号ｘ(t)と後述する直交検波器で復調された復調信号（フィードバック信号）ｙ(t)を比較し、その差が零となるように歪補償係数h(pi)を演算、更新する歪補償係数演算部８ｃを備えている。
【０００７】
歪補償部８は送信信号ｘ(t)のパワーレベルに応じた歪補償係数h(pi)を用いて該送信信号にプリディストーション処理を施し、ＤＡ変換器３に入力する。ＤＡ変換器３は入力されたＩ信号とＱ信号をアナログのベースバンド信号に変換して直交変調器４に入力する。直交変調器４は入力されたＩ信号、Ｑ信号にそれぞれ基準搬送波とこれを９０0移相した信号を乗算し、乗算結果を加算することにより直交変換を行って出力する。周波数変換器５は直交変調信号と局部発振信号をミキシングして周波数変換し、送信電力増幅器６は周波数変換器５から出力された搬送波信号を電力増幅して空中線（アンテナ）７より空中に放射する。
【０００８】
送信信号の一部は方向性結合器９を介して周波数変換器１０に入力され、ここで周波数変換されて直交検波器１１に入力される。直交検波器１１は入力信号にそれぞれ基準搬送波とこれを９０0移相した信号を乗算して直交検波を行い、送信側におけるベースバンドのＩ、Ｑ信号を再現してＡＤ変換器１２に入力する。ＡＤ変換器１２は入力されたＩ，Ｑ信号をディジタルに変換して歪補償部８に入力する。歪補償部８はLMS（Least Mean Square)アルゴリズムを用いた適応信号処理により歪補償前の送信信号と直交検波器１１で復調されたフィードバック信号を比較し、その差が零となるように歪補償係数h(pi)を演算、更新する。ついで、次の送信すべき送信信号に更新した歪補償係数を用いてプリディストーション処理を施して出力する。以後、上記動作を繰り返すことにより、送信電力増幅器６の非線形歪を抑えて隣接チャネル漏洩電力を低減する。
【０００９】
図５０は適応LMSによる歪補償処理の説明図である。１５ａはベースバンドの送信信号（直交変調信号）ｘ(t)に歪補償係数ｈn-1(p)を乗算する乗算器（図４９のプリディストーション部８ｂに対応）、１５ｂは歪関数ｆ(p)を有する送信電力増幅器、１５ｃは送信電力増幅器からの出力信号ｙ(t)を帰還する帰還系、１５ｄは送信信号ｘ(t)のパワーｐ（＝ｘ(t)2）を演算する演算部（振幅−電力変換部）、１５ｅは送信信号ｘ(t)の各パワーに応じた歪補償係数を記憶する歪補償係数記憶部（図４９の歪補償係数記憶部８ａに対応）であり、送信信号ｘ(t)のパワーｐに応じた歪補償係数ｈn-1(p)を出力すると共に、LMSアルゴリズムにより求まる歪補償係数ｈn(p)で歪補償係数ｈn-1(p)を更新する。
【００１０】
１５ｆは共役複素信号出力部、１５ｇは送信信号ｘ(t)と帰還復調信号ｙ(t)の差ｅ(t)を出力する減算器、１５ｈはｅ(t)とｕ*(t)の乗算を行う乗算器、１５ｉはｈn-1(p)とｙ*(t)の乗算を行う乗算器、１５ｊはステップサイズパラメータμを乗算する乗算器、１５ｋはｈn-1(p)とμｅ(t)ｕ*(t)を加算する加算器、１５ｍ，１５ｎ、１５ｐは遅延部であり、送信信号ｘ(t)が入力してから帰還復調信号ｙ(t)が減算器１５ｇに入力するまでの遅延時間を入力信号に付加する。１５ｆ、１５ｈ〜１５ｊは回転演算部１６を構成する。ｕ(t)は歪を受けた信号である。上記構成により、以下に示す演算が行われる。
ｈn(p)＝ｈn-1(p)＋μｅ(t)ｕ*(t)
ｅ(t)＝ｘ(t)−ｙ(t)
ｙ(t)＝ｈn-1(p)ｘ(t)ｆ(p)
ｕ(t)＝ｘ(t)ｆ(p)＝ｈ* n-1(p)ｙ(t)
Ｐ＝｜ｘ(t)｜2 ただし、ｘ，ｙ，ｆ，ｈ，ｕ，ｅは複素数、＊は共役複素数である。上記演算処理を行うことにより、送信信号ｘ(t)と帰還復調信号ｙ(t)の差ｅ(t)が最小となるように歪補償係数h(p)が更新され、最終的に最適の歪補償係数値に収束し、送信電力増幅器の歪が補償される。
【００１１】
図５１はｘ(t)＝Ｉ(t)＋ｊＱ(t)として表現した送信装置の全体の構成図であり、図４８、図５０と同一部分には同一符号を付している。
以上のように、ディジタル非線形歪補償方式は、送信信号を直交変調して得られる搬送波を帰還検波し、送信信号と帰還信号の振幅をディジタル変換して比較し、比較結果に基づいて歪補償係数をリアルタイムに更新するという原理である。この非線形歪補償方式によれば、歪を減少でき、その結果、高出力で非線形領域での動作でもACPRを満たし(すなわち漏洩電力を低く抑え)、かつ、電力負荷効率を改善することができ、低消費電力化が可能となる。また、電力負荷効率の改善により発熱量を削減でき、発熱対策が軽減し、これにより、装置の規模も削減することができる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
歪発生において、信号の振幅歪と位相歪が同時に発生することがある。これは、歪補償された送信信号が歪補償回路の補償振幅範囲を超えると、該信号が歪補償装置の限界値に振幅制限され、振幅値が歪補償装置の上限値に張りつき、位相制御が不可能になるからである。
送信電力増幅器は飽和による非線形特性を有しているが、前述のように送信効率上できるだけ飽和に近い状態で使用する。一方、歪補償装置は特性が線形なるように歪補償制御を行うため、飽和に近い状態で使用すると歪補償係数ｈn(p)が次第に大きくなる。このため、歪補償後の送信信号ｘ(t)*h(p)(*は複素乗算)のレベルが増大し、DA変換器のダイナミックレンジを越え、DA変換器の出力振幅がひずむ。この結果、送信信号に高調波成分が含まれるようになり、振幅のみならず位相もひずみ、隣接漏えいが発生しスペクトル特性が規格外になる。
【００１３】
図５２は従来の歪補償装置の問題点説明図であり、点線LMはDA変換器３のダイナミックレンジ(DA変換器リミット)である。歪補償装置のプリディストーション部から出力する送信信号ｘ(t)*hn(p)のレベルがDA変換器リミットLMの内側に存在すれば歪は発生しない。しかし、歪補償処理により送信信号ｘ(t)に対する歪補償係数ｈn+1(p)が大きくなると、図示するようにｘ(t)*hn+1(p)がDA変換器リミットLMを越え、振幅がDA変換器リミットLMにクランプし、高調波成分が発生して位相もひずむ。
【００１４】
すなわち、電力増幅器の非線形の度合いが大きい領域では、歪み補償によって振幅を大きくしようとしているにも関わらず、帰還信号ｙ(t)の振幅が大きくならず、補正前の送信信号ｘ(t)と帰還信号との振幅差ｅ(t) が大きくなる。振幅差が大きくなれば歪補償部８は、歪補償が期待通りに行なわれていないと判断し、更に差信号ｅ(t) が小さくなるように歪補償計数hn+1(p)を大きくする。この結果、歪補償後の信号振幅を更に増加させる。この結果、信号振幅が制限値（DA変換器３のリミットLM）を超えてしまう。そのため制限値を超えた信号は一定振幅値となり、信号の有意成分(振幅及び位相)が欠落する。これにより、振幅成分に加えて位相成分の補償もできなくなるつまりは、歪み補償が正常動作しないといった障害が発生する。
以上により、振幅がDA変換器リミットLMを越えると、振幅、位相の両方が制御不可能になり、歪補償しない場合より歪特性が劣化する問題が発生する。
【００１５】
以上から本発明の目的は、DA変換器の入力振幅がDA変換器のリミットを越えないように事前に歪補償係数の大きさをその位相を維持したまま補正し、これにより、振幅制限しても歪が発生しないようにして位相追従を可能にすることである。
本発明の別の目的は、歪補償後の送信信号のパワーが許容されている上限パワーを越えないように事前に歪補償係数の大きさをその位相を維持したまま補正し、これにより、振幅制限しても位相追従を可能にすることである。
本発明の別の的は、歪補償係数の補正値を簡単に演算できるようにすることである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記課題は本発明によれば、歪補償処理を施された送信信号がDA変換器のダイナミックレンジを越えないように、事前に歪補償係数を補正して歪補償係数記憶部に記憶する歪補償装置により達成される。すなわち、歪補償係数ｈn+1(p)が演算されて歪補償係数記憶部に記憶する前に、該歪補償係数ｈn+1(p)を用いて歪補償するものとしたとき、歪補 償により得られる信号がDA変換器のリミットを越えるか事前に調べ、越える場合には歪補償係数の大きさをその位相を維持したまま小さくなるように補正して記憶部に記憶する。
【００１８】
上記課題は本発明によれば、歪補償係数ｈn+1(p)が演算されて歪補償係数記憶部に記憶する前に、歪補償信号ｘ(t)*ｈn+1(p)のパワー|ｘ(t)*ｈn+1(p)|2がDA変換器の設定上限パワーPmaxを越えるか事前に調べ、越える場合には歪補償係数の大きさをその位相を維持したまま小さくなるように補正して記憶部に記憶することにより達成される。
以上のようにすれば、歪補償信号(DA変換器入力)がDA変換器リミット(ダイナミックレンジ)を越えることがなくなり、DA変換器において振幅歪、位相歪が発生しない。しかも、歪補償係数ｈn+1(p)の位相を保持したままその大きさを小さくするものであるため位相追従が可能になる。
【００２０】
尚、本発明は、(1) 送信信号に歪補償係数を乗算して歪補償する第１の歪補償方式、及び(2) 参照信号(送信信号)に歪補償係数を乗算して得られた信号と送信信号との差を誤差信号として発生し、誤差信号及び主信号(送信信号)を別個にDA変換して合成して歪デバイスに入力する第２の歪補償方式、それぞれに適用できる。更に、シングルキャリアの送信装置やマルチキャリアの送信装置に適用できる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
（Ａ）本発明の原理
（ａ）概略構成
図１は本発明の概略構成図であり、２１は関数ｆ(p)の非線形歪を発生するデバイス（送信電力増幅器）、２２は送信電力増幅器の歪を補正する歪補償係数ｈ(p)を送信信号ｘ(t)のパワーｐ(=|ｘ(t)|2)に対応させて記憶する歪補償係数記憶部、２３は送信信号ｘ(t)のパワーｐに応じた歪補償係数ｈn(p)を記憶部２２から読み出し、該歪補償係数を用いて送信信号に歪補償処理を施すプリディストーション部、２４は歪補償処理を施されたディジタルの送信信号ｘ(t)*ｈn(p)をアナログ信号に変換するＤＡ変換器、２５は送信電力増幅器の出力信号ｙ(t)を帰還する帰還系、２６はフィードバック信号をディジタルに変換するＡＤ変換器、２７は歪補償前の送信信号ｘ(t)とフィードバック信号に基づいて歪補償係数ｈn+1(p)を演算する歪補償係数演算部、２８は演算された歪補償係数ｈn+1(p) あるいは補正された歪補償係数ｈn+1(p)′を送信信号のパワー|ｘ(t)|2に対応させて記憶部２２に記憶することにより歪補償係数を更新する歪補償係数更新部、
【００２２】
２９は比較部で、歪補償係数演算部２７で演算された歪補償係数ｈn+1(p)を記憶部２２に記憶する前に、該歪補償係数ｈn+1(p)を用いた歪補償処理によりプリディストーション部２３より出力されるであろう送信信号のパワーＰa(=|ｘ(t)*ｈn+1(p)|2)とＤＡ変換器２４のダイナミックレンジにより規定される最大電力値Ｐmaxを比較するもの、３０は歪補償係数補正部、３１は歪補償係数記憶部２２の読み出しアドレス／書き込みアドレスを発生する送信信号のパワー演算部である。
【００２３】
（ｂ）本発明の原理説明
図２は本発明の原理説明図である。
図１のディジタル構成の歪補償装置において、歪補償信号の上限はディジタルデータのビット数もしくはDA変換器２４のビット数(ダイナミックレンジ)で規定される。以下ではDA変換器２４のダイナミックレンジにより上限が制限されるものとする。図２において、破線の小さい四角LMSはDA変換器のダイナミックレンジにより規定されるDA変換器リミット、大きい四角LMLはディジタルデータのビット数により規定される演算リミットである。歪補償処理を施す前の送信信号をｘ(t)とし、該送信信号のパワーに応じた歪補償係数をhn(p)とすると、プリディストーション部２３から出力する歪補償信号はｘ(t)*ｈn(p)となる。この歪補償信号ｘ(t)*ｈn(p)がDA変換器リミットLMSに接する円以内であれば、送信信号ｘ(t)がどのような位相であろうともDA変換器リミットLMLを超えることはなく、DA変換器２４において振幅、位相がひずむことはない。
【００２４】
しかし、歪関数ｆ(p)の作用で送信電力増幅器２１の出力振幅が大きくなると、歪補償前の送信信号ｘ(t)とフィードバック信号の差が大きくなり、歪補償係数演算部２７から出力する歪補償係数ｈn+1(p)が大きくなる。かかる場合、該歪補償係数ｈn+1(p)を補正せずそのまま歪補償係数記憶部２２に記憶すると、いつか該歪補償係数が読み出されてプリディストーション部２３より歪補償信号 ｘ(t)*ｈn+1(p)が出力する。このとき、歪補償信号 ｘ(t)*ｈn+1(p)がDA変換器リミットLMSを越えると該DA変換器において振幅歪、位相歪が発生する。
そこで、歪補償係数ｈn+1(p)が演算されて記憶部２２に記憶される前に、該歪補償係数ｈn+1(p)を用いて歪補償するものとしたとき、歪補償により得られる信号ｘ(t)*ｈn+1(p)がDA変換器のリミットを越えるか事前に調べ、越える場合には歪補償係数の大きさをその位相を維持したまま小さくなるように補正する。このようにすれば、DA変換器入力が振幅制限されてDA変換器リミットLMSを越えることがなくなり、DA変換器において振幅歪、位相歪が発生しない。しかも、歪補償係数ｈn+1(p)の位相を保持したままその大きさを小さくするものであるため位相追従が可能になる。
【００２５】
（ｃ）振幅制御による振幅制限
以上から、比較部２９は歪補償係数ｈn+1(p)が求まった時、該歪補償係数を記憶部２２に記憶する前に、歪補償係数ｈn+1(p)を用いた歪補償処理によりプリディストーション部２３より出力されるであろう歪補償信号ｘ(t)*ｈn+1(p)とDA変換器リミットLMSと比較する。又、歪補償係数補正部３０は、ｘ(t)*ｈn+1(p)が DA変換器リミットLMSより小さくなるように歪補償係数ｈn+1(p)を１/ｍに補正する。歪補償係数更新部２８は歪補償信号ｘ(t)*ｈn+1(p)がDA変換器リミットLMSより大きければ、該補正された歪補償係数ｈn+1(p)/ｍを歪補償係数記憶部２２に記憶し、小さければ補正しない歪補償係数ｈn+1(p)をそのまま歪補償係数記憶部２２に記憶する。尚、ｘ(t)*ｈn+1(p)は複素数であるため、一般に次の（ｄ）のようにしてパワーに基づいて振幅制御するのが普通である。
【００２６】
（ｄ）電力制御による振幅制限
上記(ｃ）では直接DA変換器の入力信号振幅を制御し、該振幅ががDA変換リミット LMSに収まるように制御する場合であるが、歪補償信号ｘ(t)*ｈn+1(p)のパワー |ｘ(t)*ｈn+1(p)|2がDA変換器の上限パワーPmax以下となるように歪補償係数を補正して振幅がDA変換リミットLMSに接する等包絡線円ECIRに収まるように制御することもできる。かかる場合、比較部２９は歪補償係数ｈn+1(p)が求まった時、該歪補償係数を記憶部２２に記憶する前に、歪補償係数ｈn+1(p)を用いた歪補償処理によりプリディストーション部２３より出力されるであろう歪補償信号のパワーＰa(=|ｘ(t)*ｈn+1(p)|2)とDA変換器２４の上限パワーＰmaxを比較する。又、歪補償係数補正部３０は、|ｘ(t)*ｈn+1(p)|2が上限パワーＰmaxより大きいとき、上限パワー以下となるように歪補償係数ｈn+1(p)を１/ｍ補正する。歪補償係数更新部２８は、歪補償信号のパワーＰaが上限パワーＰmaxより大きいとき、該補正された歪補償係数ｈn+1(p)′＝ｈn+1(p)/ｍを歪補償係数記憶部２２に記憶し、小さいとき歪補償係数ｈn+1(p)を補正せずそのまま歪補償係数記憶部２２に記憶する。
この結果、歪補償係数ｈn+1(p)′で歪補償された信号ｘ(t)*ｈn+1(p)/ｍは等包絡線円ECIRの内側に収まり、DA変換器２４で振幅歪、位相歪は生じない。すなわち、振幅の歪補償は不完全であるが、位相は追従している為、歪補償装置を適用しない場合以上に歪特性が劣化することはない。
【００２７】
（ｅ）電力制御による別の振幅制限
DA変換器の設定されている許容上限パワーをＰmax、送信信号ｘ(t)に対する最大歪補償係数をｈ(p)MAXとすれば次式
Ｐmax＝|ｘ(t)*ｈ(p)MAX|2の関係が成り立つ。Ｐmaxは一定であるから、送信信号ｘ(t)と最大歪補償係数 ｈ(p)MAXは1:1の関係があり、送信信号ｘ(t)が決まれば最大歪補償係数ｈ(p)MAXが一意に定まる。従って、歪補償係数ｈn+1(p)の二乗値がこの最大歪補償係数 ｈ(p)MAXの二乗値より大きければ、該歪補償係数ｈn+1(p)を用いて得られる歪補償信号ｘ(t)*ｈn+1(p)は等包絡線円ECIRを越える。
【００２８】
以上より、比較部２９は歪補償係数ｈn+1(p)が演算された時、該歪補償係数の二乗値|ｈn+1(p)|2と送信信号ｘ(t)に応じた最大歪補償係数ｈ(p)MAXの二乗値 |ｈ(p)MAX|2の大小を比較する。又、歪補償係数補正部３０は|ｈn+1(p)|2が|ｈ(p)MAX|2より小さくなるように歪補償係数ｈn+1(p)を１/ｍに補正する。歪補償係数更新部２８は、|ｈn+1(p)|2＞|ｈ(p)MAX|2のとき、該補正された歪補償係数ｈn+1(p)′＝ｈn+1(p)/ｍを歪補償係数記憶部２２に記憶し、|ｈn+1(p)|2＜ |ｈ(p)MAX|2のとき歪補償係数ｈn+1(p)を補正せず、そのまま歪補償係数記憶部２２に記憶する。この結果、歪補償係数ｈn+1(p)′で歪補償された信号ｘ(t)*ｈn+1(p)/ｍは等包絡線円ECIRの内側に収まり、DA変換器で振幅歪、位相歪は生じない。
【００２９】
（ｆ）歪補償係数の補正演算が不要な構成
予め、|ｘ(t)|2,ｈn+1(p)の組み合わせに対応させて歪補償係数の補正値を記憶しておけば、歪補償係数の補正演算、歪補償信号のパワーＰaと上限パワーＰmaxの比較などの処理が不要になる。そこで、(1) 歪補償係数演算部で演算された歪補償係数ｈn+1(p)を用いて送信信号ｘ(t)に歪補償処理を施した時の送信信号のパワーＰaが上限パワーＰmaxより小さくなるように歪補償係数ｈn+1(p)を補正し、(2) 該補正された歪補償係数ｈn+1(p)′を|ｘ(t)|2,ｈn+1(p)の組み合わせに対応させてテーブル化する。又、(3) 歪補償された送信信号のパワーＰaが上限パワーＰmaxより小さいときは、歪補償係数ｈn+1(p)をそのまま |ｘ(t)|2，ｈn+1(p)の組み合わせに対応させてテーブル化する。
【００３０】
かかる状態において、歪補償係数演算部２７で歪補償係数ｈn+1(p)が演算されると、歪補償係数更新部２８は該歪補償係数ｈn+1(p)、送信信号ｘ(t)のパワー|ｘ(t)|2の組み合わせに応じた歪補償係数の補正値をテーブルより求めて歪補償係数記憶部２２に記憶する。以後、プリディストーション部２３は次の送信信号ｘ(t)に対する歪補償処理に際して、記憶部２２より補正済みの歪補償係数を読み出し歪補償処理して出力する。
以上では記憶部２２へ書き込む前にテーブルを用いて歪補償係数を補正する例であるが、記憶部２２より読み出し、該テーブルを用いて補正するように構成することもできる。すなわち、歪補償係数演算部２７で歪補償係数ｈn+1(p)が演算された時、歪補償係数更新部２８は該歪補償係数ｈn+1(p)をそのまま歪補償係数記憶部２２に記憶する。そして、送信信号ｘ(t)に対する歪補償処理に際して記憶部２２より歪補償係数ｈn(p)が読み出された時、プリディストーション部２３は該歪補償係数ｈn(p)、送信信号ｘ(t)のパワー|ｘ(t)|2の組み合わせに応じた歪補償係数の補正値をテーブルより求めて歪補償処理して出力する。
【００３１】
（ｇ）フィードバック信号の振幅制御による振幅制限
歪補償後の信号振幅の制限オーバが検知されたとき、増幅器出力からのフィードバック信号の振幅を大きくする。制限オーバ時にフィードバック信号の振幅を大きくすることにより、送信信号とフィードバック信号の差が小さくなり、歪補償係数が減少し、以後歪補償後の信号振幅の制限オーバを防止できる。
又、送信信号の振幅あるいは電力とゲインの対応をテーブル化しておき、実際の送信信号の振幅あるいは電力に応じたゲインをテーブルより求め、該ゲインに基づいてフィードバック信号の振幅を制御する。このようにすれば、歪補償後の信号振幅が制限値をオーバしているか検知することなく、歪補償後の信号振幅の制限オーバを防止できる。
【００３２】
（Ｂ）送信信号に歪補償係数を乗算して歪補償信号を出力する歪補償装置の実施例
（ａ）第１実施例
図３は送信信号に歪補償係数を乗算して歪補償信号を出力する歪補償装置に適用した本発明の第１実施例であり、図１と同一部分には同一符号を付しており、３２〜３７はタイミング合わせ用の遅延回路である。
歪補償係数演算部２７は図３４の従来例と同様にLMSアルゴリズムにより歪補償係数ｈn+1(n)を演算するもので、共役複素信号出力部２７ａ、歪補償処理前の送信信号ｘ(t)と帰還復調信号ｙ(t)の差ｅ(t)を出力する減算器２７ｂ、誤差ｅ(t)とｕ*(t)の乗算を行う乗算器２７ｃ、ｈn(p)とｙ*(t)の乗算を行う乗算器２７ｄ、ステップサイズパラメータμを乗算する乗算器２７ｅ、ｈn(p)とμｅ(t)ｕ*(t)を加算する加算器２７ｆを備えている。
【００３３】
歪補償係数更新部２８は、歪補償係数記憶部２２に記憶されている歪補償係数を更新するものでセレクタ２８ａを備えている。セレクタ２８ａは歪補償信号のパワーＰa(=|ｘ(t)*ｈn+1(p)|2)が、DA変換器２４のダイナミックレンジに応じて予め設定されている上限パワーＰmaxより大きいとき歪補償係数Ｘ（＝ｈn+1(p)/ｍ）を歪補償係数記憶部２２に記憶し、小さいとき補正しない歪補償係数Ｙ（＝ｈn+1(p)）を歪補償係数記憶部２２に記憶する。
比較部２９は、歪補償信号のパワーＰa(=|ｘ(t)*ｈn+1(p)|2)と設定されている上限パワーＰmaxの大小を比較するもので、パワー演算部２９ａと比較器２９ｂを備えている。パワー演算部２９ａは、歪補償係数演算部２７で得られた歪補償係数ｈn+1(p)を用いた歪補償処理によりプリディストーション２３から出力される歪補償信号ｘ(t)*ｈn+1(p)のパワーＰaを計算し、比較器２９ｂは該パワーＰa(=|ｘ(t)*ｈn+1(p)|2)と上限パワーＰmaxの大小を比較し、比較結果をセレクタ２８ａに入力する。尚、*は複素乗算を意味する。
【００３４】
歪補償係数補正部３０は、送信信号のパワーＰa(=|ｘ(t)*ｈn+1(p)|2)が上限パワーＰmaxより大きいとき、上限パワー以下となるように歪補償係数ｈn+1(p)を１/ｍに補正するもので、ｍ値制御部３０ａと補正値演算部３０ｂを有している。ｍは係数減衰比で、ｍ2は歪補償信号のパワー|ｘ(t)*ｈn+1(p)|2と上限パワーＰmaxの比である。従って、次式
ｍ2＝|ｘ(t)*ｈn+1(p)|2／Ｐmax
の関係があり、ｍは
ｍ＝｛|ｘ(t)*ｈn+1(p)|2／Ｐmax｝1/2 (1)
より求まる。ｍ値制御部３０ａは(1)式の演算を行って係数減衰比ｍを演算し、補正値演算部３０ｂは次式
Ｘ＝ｈn+1(p)/ｍ (2)
により歪補償係数の補正値Ｘを演算して出力する。
【００３５】
遅延回路３２は、セレクタ２８ａより歪補償係数が出力されるタイミングにおいて書き込みアドレス（Write adr)が発生するようにパワー演算部３１の出力信号を遅延する。遅延回路３３は歪補償前の送信信号ｘ(t)と帰還信号ｙ(t)のタイミングを合わせるもので、送信信号を帰還信号が減算部２７ｂに到達するまで遅延する。遅延回路３４は加算器２７ｆの入力信号のタイミングを合わせるもので、歪補償係数記憶部２２から出力する歪補償係数ｈn(p)を乗算器２７ｅからμｅ(t)ｕ*(t)が出力するまで遅延する。遅延回路３５はプリディストーション部２３の入力信号のタイミングを合わせるもので、歪補償係数記憶部２２から歪補償係数が読み出されてプリディストーション部に入力するまでの時間、送信信号ｘ(t)を遅延する。遅延回路３６は、パワー演算部２９ａの入力信号のタイミングを合わせるもので、歪補償係数演算部２７より歪補償係数ｈn+1が出力するまでの時間、送信信号ｘ(t)を遅延する。遅延回路３７はセレクタ入力Ｘ，Ｙの出力タイミングを合わせるもので、補正値Ｘが発生するまで歪補償係数ｈn+1の出力タイミングを遅延する。
【００３６】
比較部２９は歪補償係数ｈn+1(p)が求まった時、該歪補償係数ｈn+1(p)を用いた歪補償処理によりプリディストーション部２３より出力されるであろう歪補償信号のパワー|ｘ(t)*ｈn+1(p)|2とDA変換器２４の上限パワーＰmaxを比較する。又、歪補償係数補正部３０は、パワー|ｘ(t)*ｈn+1(p)|2が上限パワーＰmax以下となるように歪補償係数ｈn+1(p)を１/ｍに補正する。歪補償係数更新部２８は、歪補償信号のパワーが上限パワーＰmaxより大きいとき、歪補償係数の補正値Ｘ（＝ｈn+1(p)/ｍ）を歪補償係数記憶部２２に記憶し、小さいとき補正しない歪補償係数Ｙ（＝ｈn+1(p)）を歪補償係数記憶部２２に記憶する。以後、プリディストーション部２３は次の送信信号ｘ(t)に対する歪補償処理に際して、記憶部２２より補正済みの歪補償係数を読み出し、歪補償処理して出力する。この際、歪補償信号は等包絡線円ECIR（図２）の内側に収まり、DA変換器で振幅歪、位相歪は生じない。
【００３７】
（ｂ）第２実施例
図４は送信信号に歪補償係数を乗算して歪補償信号を出力する歪補償装置に適用した本発明の第２実施例であり、図３と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、比較部２９の構成であり、テーブル２９ｃ、演算部２９ｄ、比較器２９ｅを有している。テーブル２９ｃは、送信信号ｘ(t)のパワー|ｘ(t)|2に応じた最大歪補償係数ｈ(p)MAXの二乗値|ｈ(p)MAX|2を記憶し、演算部２９ｄは歪補償係数 ｈn+1(p)の二乗値|ｈn+1(p)|2を演算し、比較器２９ｅは|ｈ(p)MAX|2と|ｈn+1(p)|2の大小を比較する。
【００３８】
DA変換器の許容上限パワーをＰmax、送信信号ｘ(t)に対する最大歪補償係数をｈ(p)MAXとすれば次式
Ｐmax＝|ｘ(t)*ｈ(p)MAX|2 (3)
の関係が成り立つ。Ｐmaxは一定であるから、送信信号ｘ(t)と最大歪補償係数 ｈ(p)MAXは1:1の関係があり、送信信号ｘ(t)が決まれば最大歪補償係数ｈ(p)MAXが一意に定まる。従って、第１実施例におけるＰmax(=|ｘ(t)*ｈ(p)MAX|2)と歪補償信号のパワーＰa(=|ｘ(t)*ｈn+1(p)|2)の大小関係は、|ｈ(p)MAX|2と|ｈn+1(p)|2の大小関係と一致する。そこで、比較器２９ｅは|ｈ(p)MAX|2と|ｈn+1(p)|2の大小を比較する。又、歪補償係数補正部３０は、(1)、(2)式に従って|ｈn+1(p)|2が |ｈ(p)MAX|2以下となるように歪補償係数ｈn+1(p)を１/ｍに補正する。歪補償係数更新部２８は、|ｈn+1(p)|2＞|ｈ(p)MAX|2のとき、補正された歪補償係数Ｘ(=ｈn+1(p)/ｍ)を歪補償係数記憶部２２に記憶し、|ｈn+1(p)|2＜|ｈ(p)MAX|2のとき補正しない歪補償係数Ｙ（=ｈn+1(p)）を歪補償係数記憶部２２に記憶する。以後、プリディストーション部２３は次の送信信号ｘ(t)に対する歪補償処理に際して、記憶部２２より補正済みの歪補償係数を読み出し、歪補償処理して出力する。この際、歪補償信号は等包絡線円ECIR（図２）の内側に収まり、DA変換器で振幅歪、位相歪は生じない。
【００３９】
（ｃ）第３実施例
図５は送信信号に歪補償係数を乗算して歪補償信号を出力する歪補償装置に適用した本発明の第３実施例で、図３と同一部分には同一符号を付している。異なる点は
(1) 予め、|ｘ(t)|2,ｈn+1(p)の組み合わせに対応させて歪補償係数ｈn+1(n)の補正値ｈn+1(p)′を歪補償値リミッタテーブル４１に記憶する点、
(2) 所望の歪補償係数の補正値をテーブル４１より読み出して歪補償係数記憶部２２に記憶する点、
(3) 比較部２９、歪補償係数補正部３０を削除した点である。
歪補償値リミッタテーブル４１の作成は以下に従って行う。すなわち、歪補償係数ｈn+1(p)を用いて送信信号ｘ(t)に歪補償処理を施した時の歪補償信号のパワー|ｘ(t)*ｈn+1(p)|2が上限パワーＰmaxより小さくなるように該歪補償係数 ｈn+1(p)を１/ｍに補正する。しかる後、補正値ｈn+1(p)′（＝ｈn+1(p)/ｍ）を|ｘ(t)|2,ｈn+1(p)の組み合わせに対応させてテーブル化する。この場合、 |ｘ(t)*ｈn+1(p)|2が上限パワーＰmaxより小さければ、歪補償係数ｈn+1(p)を補正せずそのまま|ｘ(t)|2，ｈn+1(p)の組み合わせに対応させてテーブル化する。
【００４０】
歪補償処理において、歪補償係数演算部２７で歪補償係数ｈn+1(p)が演算されると、歪補償係数更新部２８は該歪補償係数ｈn+1(p)、送信信号ｘ(t)のパワー|ｘ(t)|2の組み合わせに応じた歪補償係数の補正値ｈn+1(p)′をテーブル４１より求めて歪補償係数記憶部２２に記憶する。以後、プリディストーション部２３は次の送信信号ｘ(t)に対する歪補償処理に際して、記憶部２２より補正済みの歪補償係数を読み出し歪補償処理して出力する。
以上のようにすれば、比較演算、補正値演算が不要となり、高速に歪補償係数の補正値を得ることができ、しかも、構成がシンプルになる。
【００４１】
（ｄ）第４実施例
図６は送信信号に歪補償係数を乗算して歪補償信号を出力する歪補償装置に適用した本発明の第４実施例で、図５と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、テーブル４１の位置であり、第３実施例では歪補償係数記憶部２２の前段にテーブル４１を設けているが、第４実施例では歪補償係数記憶部２２の後段にテーブル４１を設けている。すなわち、第４実施例では記憶部２２より歪補償係数を読み出した後にテーブル４１を用いて歪補償係数を補正する。
歪補償処理において、歪補償係数演算部２７で歪補償係数ｈn+1(p)が演算されると、歪補償係数更新部２８は該歪補償係数ｈn+1(p)をそのまま歪補償係数記憶部２２に記憶する。そして、次の送信信号ｘ(t)の歪補償処理に際して記憶部２２より歪補償係数ｈn(p)が読み出されると、プリディストーション部２３は該歪補償係数ｈn(p)、|ｘ(t)|2の組み合わせに応じた補正済みの歪補償係数ｈn(p)′をテーブル４１より求めて歪補償処理して出力する。
【００４２】
（ｅ）第５実施例
図７は歪補償係数の補正演算を簡単にする実施例であり、図３の第１実施例と同一部分には同一符号を付している。第１実施例では、歪補償係数の補正演算において割算が必要となりハードウェア規模が大きくなる。第５実施例では割算をビットシフトで実現する。尚、第５実施例では、歪補償信号のパワー|ｘ(t)*ｈn+1(p)|2が上限パワーＰmaxより大きいとき、次式
[{hn(p)+△hn+1(p)}-{hn(p)+△hn+1(p)}/ｒ]2≦(hn(p))2 (4)
[hn+1(p)-hn+1(p)/ｒ]2≦(hn(p))2 (4)′
が成立するように歪補償係数ｈn+1(p)を[hn+1(p)-hn+1(p)/ｒ]に補正する。上式において、△hn+1(p)は乗算器２７ｅの出力である。(4)′式が満たされるようにｒを決定し、補正値ｈn+1(p)′を次式
ｈn+1(p)′＝[hn+1(p)-hn+1(p)/ｒ] (5)
とすれば、hn(p)はDA変換器リミット以下であるから、補正値hn+1(p)′も確実にリミット値以下なる。
【００４３】
(4)式を変形すると
[hn(p)+{△hn+1(p)-(hn(p)+△hn+1(p))/ｒ}]2≦(hn(p))2 (4)″
となり、
△hn+1(p)-(hn(p)+△hn+1(p))/ｒ≦0 (6)
であれば、必ず(4)式が成立する。従って、(6)式より次式
ｒ≦{hn(p)+△hn+1(p)}/△hn+1(p)=hn+1(p)/△hn+1(p) (6)′
を満足するようにｒを定め、(5)式により歪補償係数hn+1(p)を補正すればよい。しかし、(6)′式では割算が含まれる。そこで、
2H≦△hn+1(p)
を満足する最大の整数Hを求め、hn+1(p)をH回シフトすることによりｒを求める。この場合、(5)式において割算が含まれる。そこで、次式
ｒ≦２R (7)
を満足する最小の整数値Ｒを求めれば、(5)式の右辺は分子である歪補償係数 hn+1(p)をＲ回シフトすることにより簡単に求めることができる。
【００４４】
歪補償係数補正部３０において、Ｒ値制御部３０ｃは(7)式を満足する最小の整数値Ｒを求めて出力し、演算部３０ｄはシフトと減算により補正値
ｈn+1(p)′＝[hn+1(p)-hn+1(p)/ｒ]
を演算してセレクタ２８ａに入力する。セレクタ２８ａは、歪補償信号のパワーＰaが上限パワーＰmaxより大きいとき、補正値Ｘ（＝[hn+1(p)-hn+1(p)/ｒ]）を歪補償係数記憶部２２に記憶し、小さいとき補正しない歪補償係数Ｙ（＝ｈn+1(p)）を歪補償係数記憶部２２に記憶する。
【００４５】
（ｆ）第６実施例
図８は歪補償係数の補正演算を簡単にする実施例であり、図４の第２実施例と同一部分には同一符号を付している。第２実施例では、歪補償係数の補正演算において割算が必要となりハードウェア規模が大きくなる。第６実施例では割算をビットシフトで実現するもので、歪補償係数補正部３０の構成は第２実施例と異なるが、図７の構成とまったく同じである。
【００４６】
（ｇ）第７実施例
第１〜第６実施例はシングルキャリアの送信装置に適用した例であるが、マルチキャリアの送信装置にも適用できる。図９は複数の送信信号をマルチキャリア信号を用いて送信する場合の送信装置の構成図であり、４つの周波数を多重して送信する場合の例を示している。ディジタルの各送信信号ｘ1(t)，ｘ2(t)，ｘ3(t)，ｘ4(t)は周波数シフト部５１〜５４でexp(jω1t)，exp(jω2t)，exp(jω3t)，exp(jω4t)(ωn=2πfn)を乗算されて周波数ｆ1,ｆ2,ｆ3,ｆ4に周波数シフトを施された後、合成部５５で周波数多重される。このディジタル周波数多重信号はシングルキャリアの送信信号に対応し、以後、シングルキャリアの場合と同様の歪補償処理が行われる。
【００４７】
図１０は第１、第２、第５、第６実施例の歪補償装置を図９のマルチキャリア送信装置に適用した場合の第７実施例であり、同一部分には同一符号を付している。
図１１は図５の第３実施例の歪補償装置を図９のマルチキャリア送信装置に適用した場合の第８実施例であり、図５，図９と同一部分には同一符号を付している。
図１２は図６の第４実施例の歪補償装置を図９のマルチキャリア送信装置に適用した場合の第９実施例であり、図６、図９と同一部分には同一符号を付している。
【００４８】
（Ｃ）主信号に誤差信号を合成して歪デバイスに入力する歪補償装置
以上では、送信信号に歪補償係数を乗算して歪補償信号を発生して送信電力増幅器に入力する歪補償装置に適用した例であるが、主信号（送信信号）と該送信信号に付加する歪成分（誤差信号）のそれぞれを独立にＤＡ変換した後、合成して送信電力増幅器に入力する歪補償装置にも適用できる。尚、後者の歪補償装置によれば、誤差信号の振幅が小さいため、誤差信号のみを出力するＤＡ変換器のビット精度を低くでき、又、送信信号のみを出力するＤＡ変換器にも大きなダイナミックレンジが不要であり、該ＤＡ変換器のビット精度を低くできる利点がある。
【００４９】
（ａ）第１実施例
図１３はアナログの送信信号と誤差信号を合成する歪補償装置の第１実施例の構成図であり、これまでの実施例と同一部分には同一符号を付している。
図中、２１は関数ｆ(p)の非線形歪を発生するデバイス（送信電力増幅器）、２２は送信電力増幅器の歪を補正する歪補償係数ｈ(p)を送信信号ｘ(t)のパワーｐ（＝|ｘ(t)|2）に対応させて記憶する歪補償係数記憶部、２５は送信電力増幅器の出力信号ｙ(t)を帰還する帰還系、２６はフィードバック信号をディジタルに変換するＡＤ変換器、２７は歪補償前の送信信号ｘ(t)とフィードバック信号に基づいて歪補償係数ｈn+1(p)を演算する歪補償係数演算部、２８はセレクタ２８ａを備え、演算された歪補償係数ｈn+1(p)あるいは補正された歪補償係数 ｈn+1(p)′を送信信号パワー|ｘ(t)|2に対応させて記憶部２２に記憶する歪補償係数更新部、２９は歪補償係数演算部で演算された歪補償係数ｈn+1(p)の二乗値|ｈn+1(p)|2と最大歪補償係数の二乗値|ｈ(n)MAX|2の大小を比較する比較部、 ３０は歪補償係数ｈn+1(p)を１/ｍして補正値ｈn+1(p)′（＝ｈn+1(p)/ｍ）を出力する歪補償係数補正部、３１は歪補償係数記憶部２２の読み出しアドレス／書き込みアドレスを発生する送信信号のパワー演算部、３２〜３９はタイミング合わせ用の遅延回路である。
【００５０】
又、６１は誤差信号発生部であり、送信信号のパワー|ｘ(t)|2に応じた歪補償係数ｈn(p)を記憶部２２から読み出し、該歪補償係数ｈn(p)を送信信号ｘ(t)に複素乗算する乗算器６１ａ、乗算器の出力信号ｘ(t)*ｈn(p)と送信信号ｘ(t)との差である誤差信号Ｅ(t)を出力する減算器６１ｂを有している。６２はディジタルの誤差信号Ｅ(t)をアナログに変換するDA変換器、６３は送信信号(主信号)ｘ(t)をアナログに変換するDA変換器、６４はアナログの送信信号ｘ(t)アナログの誤差信号Ｅ(t)を合成して出力する合成部である。
【００５１】
DA変換器６２は歪信号（誤差信号）Ｅ(t)のみをDA変換する構成になっており、歪補償係数の上限値は送信信号ｘ(t)によらずにある値ｈ(p)MAXに固定である。従って、送信信号のパワーに応じた歪補償係数ｈn(p)がDA変換器リミットLHS（図１４参照）に接する半径ｈ(p)MAXの円内にあれば、歪補償係数ｈn(p)がどのような位相であろうともDA変換器リミットLHSを超えることはなく、DA変換器２４において振幅、位相がひずむことはない。しかし、歪み関数ｆ(p)の作用で送信電力増幅器２１の出力振幅が大きくなると、歪補償前の送信信号ｘ(t)とフィードバック信号の差が大きくなり、歪補償係数演算部２７から出力する歪補償係数ｈn+1(p)が大きくなり、最大歪補償係数ｈ(p)MAXより大きくなる。かかる場合、該歪補償係数ｈn+1(p)を補正せずそのまま歪補償係数記憶部２２に記憶すると、いつか該歪補償係数が読み出されることになり、その際、歪補償係数ｈn(p)がDA変換器リミットLHSを越え、DA変換器６２において振幅歪、位相歪が発生する。
【００５２】
そこで、歪補償係数ｈn+1(p)が演算されて記憶部に記憶する前に、該歪補償係数の二乗|ｈn+1(p)|2と上限歪補償係数の二乗|ｈ(p)MAX|2の大小を比較し、 |ｈn+1(p)|2＞|ｈ(p)MAX|2であれば歪補償係数の大きさをその位相を維持したまま１/ｍに補正する。このようにすれば、DA変換器入力が振幅制限されることになり、DA変換器リミットLHSを越えることがなくなり、DA変換器において振幅歪、位相歪が発生しない。しかも、歪補償係数ｈn+1(p)の位相を保持したままその大きさを小さくするものであるため位相追従が可能になる。尚、二乗している理由は歪補償係数ｈn+1(p)が複素数であるためである。
【００５３】
以上より、比較部２９は歪補償係数演算部２７で演算された歪補償係数ｈn+1(p)の二乗値|ｈn+1(p)|2と最大歪補償係数の二乗値|ｈ(n)MAX|2の大小を比較し、歪補償係数更新部２８は、|ｈn+1(p)|2が|ｈ(p)MAX|2より小さければ演算された歪補償係数ｈn+1(p)を補正することなくそのまま記憶部２２に記憶し、|ｈn+1(p)|2が|ｈ(p)MAX|2より大きければ歪補償係数の補正値ｈn+1(p)′を記憶部２２に記憶する。
以後、次の送信信号ｘ(t)に対する歪補償処理に際して、記憶部２２より補償済みの歪補償係数ｈn(p)を読み出して誤差信号Ｅ(t)を出力し、合成部６４はＤＡ変換器６２、６３でそれぞれ独立にＤＡ変換されたアナログの主信号（送信信号）と誤差信号を合成して送信電力増幅器に入力する。この際、歪補償係数ｈn(p)は最大歪補償係数ｈ(p)MAXより小さいためDA変換器６２で振幅歪、位相歪は生じない。
【００５４】
（ｂ）第２実施例
図１５は独立にＤＡ変換されたアナログの送信信号と誤差信号を合成に送信電力増幅器に入力する歪補償装置の第２実施例の構成図であり、図１３の第１実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は比較部２９及び歪補償係数補正部３０の構成を明示した点である。
比較部２９は最大歪補償係数の二乗値|ｈ(n)MAX|2を保持する記憶部２９ｇ、歪補償係数の二乗値|ｈn+1(p)|2を演算する演算２９ｈ、|ｈn+1(p)|2と|ｈ(p)MAX|2の大小を比較する比較部２９ｉを備えている。歪補償係数補正部３０は歪補償係数の二乗値|ｈn+1(p)|2が最大歪補償係数の二乗値|ｈ(n)MAX|2より小さくなるように歪補償係数ｈn+1(p)を１/ｍに補正するもので、ｍ値制御部３０ｅと補正値演算部３０ｆを有している。ｍは係数減衰比で、次式
ｍ2＝|ｈn+1(p)|2／|ｈ(p)MAX|2
の関係があり、ｍは
ｍ＝|ｈn+1(p)|／|ｈ(p)MAX| (8)
より求まる。ｍ値制御部３０ａは(8)式の演算を行って係数減衰比ｍを演算し、補正値演算部３０ｂは次式
Ｘ＝ｈn+1(p)/ｍ
により歪補償係数の補正値Ｘを演算して出力する。
【００５５】
比較部２９は歪補償係数ｈn+1(p)が求まった時、|ｈn+1(p)|2と|ｈ(p)MAX|2の大小を比較する。又、歪補償係数補正部３０は、歪補償係数の二乗値|ｈn+1(p)|2が最大歪補償係数の二乗値|ｈ(n)MAX|2より小さくなるように歪補償係数ｈn+1(p)を１/ｍに補正する。歪補償係数更新部２８は、|ｈn+1(p)|2が|ｈ(p)MAX|2より小さければ演算された歪補償係数ｈn+1(p)を補正することなくそのまま記憶部２２に記憶し、|ｈn+1(p)|2が|ｈ(p)MAX|2より大きければ歪補償係数の補正値ｈn+1(p)′を記憶部２２に記憶する。
以後、次の送信信号ｘ(t)に対する歪補償処理に際して、記憶部２２より補正済みの歪補償係数ｈn(p)を読み出して誤差信号Ｅ(t)を出力し、合成部６４はＤＡ変換器６２，６３でそれぞれ独立してＤＡ変換された送信信号と誤差信号を合成して送信電力増幅器に入力する。この際、歪補償係数ｈn(p)は最大歪補償係数ｈ(p)MAXより小さいためDA変換器６２で振幅歪、位相歪は生じない。
【００５６】
（ｃ）第３実施例
図１６は独立にＤＡ変換されたアナログの送信信号と誤差信号を合成して送信電力増幅器に入力する歪補償装置の第３実施例の構成図であり、図１３の第１実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は
(1) 予めｈn+1(p)に対応させて歪補償係数の補正値ｈn+1(p)′を歪補償値リミッタテーブル４１に記憶する点、
(2) 所望の歪補償係数の補正値ｈn+1(p)′をテーブル４１より読み出して歪補償係数記憶部２２に記憶する点、
(3) 比較部２９、歪補償係数補正部３０を削除した点、
(4) 遅延回路を省略したた点である。
歪補償値リミッタテーブル４１の作成は以下に従って行う。すなわち、歪補償係数の二乗値|ｈn+1(p)|2が最大歪補償係数の二乗値|ｈ(n)MAX|2より小さくなるように該歪補償係数ｈn+1(p)を１/ｍに補正し、該補正値ｈn+1(p)′（＝ｈn+1(p)/ｍ）をｈn+1(p)に対応させてテーブル化する。この場合、|ｈn+1(p)|2が|ｈ(n)MAX|2より小さければ、歪補償係数ｈn+1(p)を補正せずそのままｈn+1(p)に対応させてテーブル化する。
【００５７】
歪補償処理において、歪補償係数演算部２７で歪補償係数ｈn+1(p)が演算されると、歪補償係数更新部２８は該歪補償係数ｈn+1(p)に応じた歪補償係数の補正値ｈn+1(p)′をテーブル４１より求めて歪補償係数記憶部２２に記憶する。
以後、次の送信信号ｘ(t)に対する歪補償処理に際して、記憶部２２より補正済みの歪補償係数ｈn(p)を読み出して誤差信号Ｅ(t)を出力し、合成部６４はＤＡ変換器６２，６３でそれぞれ独立にＤＡ変換された送信信号と誤差信号を合成して送信電力増幅器２１に入力する。この際、歪補償係数ｈn(p)は最大歪補償係数ｈ(p)MAXより小さいためDA変換器６２で振幅歪、位相歪は生じない。
【００５８】
（ｄ）第４実施例
図１７は独立にＤＡ変換されたアナログの送信信号と誤差信号を合成して送信電力増幅器に入力する歪補償装置の第４実施例の構成図であり、図１６と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、テーブル４１の位置であり、第３実施例では歪補償係数記憶部２２の前段にテーブル４１を設けているが、第４実施例では歪補償係数記憶部２２の後段にテーブル４１を設けている。すなわち、第４実施例では記憶部２２より歪補償係数を読み出した後にテーブル４１を用いて歪補償係数を補正する。
歪補償処理において、歪補償係数演算部２７で歪補償係数ｈn+1(p)が演算されると、歪補償係数更新部２８は該歪補償係数ｈn+1(p)をそのまま歪補償係数記憶部２２に記憶する。そして、次の、送信信号ｘ(t)の歪補償処理に際して記憶部２２より歪補償係数ｈn(p)が読み出されると、誤差信号発生部６１は該歪補償係数ｈn(p)に応じた補正歪補償係数ｈn(p)′をテーブル４１より求めて誤差信号Ｅ(t)を出力し、合成部６４はＤＡ変換器６２，６３でそれぞれ独立にＤＡ変換された送信信号と誤差信号を合成して送信電力増幅器２１に入力する。
【００５９】
（ｅ）マルチキャリアの送信装置に適用した実施例
第１〜第４実施例はシングルキャリアの送信装置に適用した例であるが、マルチキャリアの送信装置にも適用できる。図１８は複数の送信信号をマルチキャリア信号を用いて送信する場合の送信装置の構成図であり、４つの周波数を多重して送信する場合の例を示している。
各キャリアの送信信号ｘ1(t),，ｘ2(t)，ｘ3(t)，ｘ4(t)は、各々独立のＤＡ変換器７１1〜７１4によりアナログ信号に変換され、フィルタ７２1〜７２4を通過後、周波数変換部７３1〜７３4で所望のキャリア周波数ｆ1,ｆ2,ｆ3,ｆ4に周波数変換され（図１９の（ａ）参照）、合成部７４で周波数多重される。
得られた周波数多重信号(主信号)ＳMは合成部６４において誤差信号発生部６１から出力する誤差信号Ｅ(t)と合成されて送信電力増幅器２１に入力される。送信電力増幅器２１の出力の一部は周波数変換器７５で周波数ｆ1-ｆ0,ｆ2-ｆ0,ｆ3-ｆ0,ｆ4-ｆ0の多重信号に周波数変換され、フィルタ７６通過後にＡＤ変換器２６でＡＤ変換されフィードバック信号ＳFとして歪補償係数演算部２７に入力する。
【００６０】
一方、送信信号ｘ1(t)，ｘ2(t)，ｘ3(t)，ｘ4(t)は周波数シフト部７７1〜７７4でexpj(ω1-ω0)t，expj(ω2-ω0)t，expj(ω3-ω0)t，expj(ω4-ω0)t(ただしωn=2πfn)を乗算されて周波数ｆ1-ｆ0,ｆ2-ｆ0,ｆ3-ｆ0,ｆ4-ｆ0に周波数シフトを施された後（図１９の（ｂ）参照）、合成部７８で周波数多重され、歪補償装置に参照信号ＳRとして入力する。
歪補償装置は、参照信号ＳRとフィードバック信号ＳFを用いて電力増幅器２１の非線形歪みに起因する誤差信号Ｅを計算して出力する。ＤＡ変換器６２は得られた誤差信号ＥをＤＡ変換し、フィルタ７９を介して周波数変換部８０に入力する。周波数変換部８０は誤差信号Ｅに周波数ｆ0の信号を乗算して、周波数ｆ1,ｆ2,ｆ3,ｆ4の誤差信号にアップコンバートする。合成部６４は周波数ｆ1,ｆ2,ｆ3,ｆ4の主信号（送信信号）ＳMと周波数ｆ1,ｆ2,ｆ3,ｆ4の誤差信号Ｅを合成し、合成信号を送信電力増幅器２１に入力する。これにより周波数多重信号（主信号）にアンプの非線形歪みの逆特性を付加した信号が得られる。
【００６１】
図２０は図１３の第１実施例の歪補償装置を図１８のマルチキャリア送信装置に適用した場合の第５実施例であり、図１３及び図１８と同一部分には同一符号を付している。但し、７０1〜７０3はタイミング合わせ用の遅延回路である。
図２１は図１５の第２実施例の歪補償装置を図１８のマルチキャリア送信装置に適用した場合の第５実施例であり、図１５及び図１８と同一部分には同一符号を付している。
図２２は図１６の第３実施例の歪補償装置を図１８のマルチキャリア送信装置に適用した場合の第７実施例であり、図１６及び図１８と同一部分には同一符号を付している。
図２３は図１７の第４実施例の歪補償装置を図１８のマルチキャリア送信装置に適用した場合の第８実施例であり、図１７及び図１８と同一部分には同一符号を付している。
【００６２】
（ｆ）別のマルチキャリアの送信装置に適用した実施例
図２４は複数の送信信号をマルチキャリア信号を用いて送信する別の送信装置の構成図であり、４つの周波数を多重して送信する場合の例を示している。
各キャリアの送信信号ｘ1(t)，ｘ2(t)，ｘ3(t)，ｘ4(t)は、周波数シフト部９１1〜９１4でexpjω1t，expjω2t，expjω3t，expjω4t(ただしωn=2πfn)を乗算されて周波数ｆ1,ｆ2,ｆ3,ｆ4に周波数シフトを施された後（図２５（ａ）参照）、各々独立のＤＡ変換器９２1〜９２4によりアナログ信号に変換され、合成部９３で周波数多重される。周波数多重信号はローパスフィルタ９９を通過後、周波数シフト部１００で高周波数帯ｆ0-ｆ1,ｆ0-ｆ2,ｆ0-ｆ3,ｆ0-ｆ4にシフトされ（図２５（ｂ）参照）、主信号ＳMとなって合成部６４に入力する。以後、周波数多重信号(主信号)ＳMは合成部６４において誤差信号発生部６１から出力する誤差信号Ｅと合成されて送信電力増幅器２１に入力される。送信電力増幅器２１の出力の一部は周波数変換器９４で周波数ｆ1,ｆ2,ｆ3,ｆ4の低周波数帯の多重信号に周波数変換され、フィルタ９５通過後にＡＤ変換器２６でＡＤ変換されフィードバック信号ＳFとして歪補償係数演算部２７に入力する。
【００６３】
又、周波数シフト部９１1〜９１4の出力は合成部９６で周波数合成された後、歪補償装置に参照信号ＳRとして入力する。
歪補償装置は、参照信号ＳRとフィードバック信号ＳFを用いて電力増幅器２１の非線形歪みに起因する誤差信号Ｅを計算して出力する。ＤＡ変換器６２は得られた誤差信号ＥをＤＡ変換し、フィルタ９７を介して周波数変換器９８に入力する。周波数変換器９８は周波数ｆ1,ｆ2,ｆ3,ｆ4の誤差信号Ｅに周波数ｆ0の高周波数信号を乗算して高周波数帯ｆ0-ｆ1,ｆ0-ｆ2,ｆ0-ｆ3,ｆ0-ｆ4にシフトする。合成部６４は主信号（送信信号）ＳMと誤差信号Ｅを合成し、合成信号を送信電力増幅器２１にに入力する。これにより周波数多重信号（主信号）にアンプの非線形歪みの逆特性を付加した信号が得られる。
【００６４】
図２６は図１３の第１実施例の歪補償装置を図２４のマルチキャリア送信装置に適用した場合の第９実施例であり、図１３及び図２４と同一部分には同一符号を付している。但し、９０1〜９０3はタイミング合わせ用の遅延回路である。
図２７は図１５の第２実施例の歪補償装置を図２４のマルチキャリア送信装置に適用した場合の第１０実施例であり、図１６及び図２４と同一部分には同一符号を付している。
図２８は図１６の第３実施例の歪補償装置を図２４のマルチキャリア送信装置に適用した場合の第１１実施例であり、図１７及び図２４と同一部分には同一符号を付している。
図２９は図１７の第４実施例の歪補償装置を図２４のマルチキャリア送信装置に適用した場合の第１２実施例であり、図１５及び図２４と同一部分には同一符号を付している。
【００６５】
（Ｄ）フィードバック信号の振幅制御機能を備えた歪補償装置
以上の実施例では歪補償係数を補正することにより歪補償処理後の送信信号が制限レベルを越えないように制御するものである。しかし、以下の実施例では送信電力増幅器からのフィードバック信号の振幅を制御して歪補償処理後の送信信号が制限レベルを越えないようにする。
【００６６】
（ａ）第１実施例
図３０は送信信号ｘ(t)の振幅あるいは電力に基づいてフィードバック信号 ｙ(t)の振幅を制御する第１実施例の歪補償装置の構成図である。２１は関数 ｆ(p)の非線形歪を発生するデバイス（送信電力増幅器）、２２は送信電力増幅器の歪を補正する歪補償係数ｈ(p)を送信信号ｘ(t)のパワーｐ(=|ｘ(t)|2)に対応させて記憶する歪補償係数記憶部、２３は送信信号ｘ(t)のパワーｐに応じた歪補償係数ｈn(p)を記憶部２２から読み出し、該歪補償係数ｈn(p)を用いて送信信号ｘ(t)に歪補償処理(=ｘ(t)*ｈn(p))を施すプリディストーション部、２４は歪補償処理を施されたディジタルの送信信号ｘ(t)*ｈn(p)をアナログ信号に変換するＤＡ変換器、２５は送信電力増幅器の出力信号ｙ(t)を帰還する帰還系、２６は出力信号すなわちフィードバック信号ｙ(t)をディジタルに変換するＡＤ変換器、２７は歪補償前の送信信号ｘ(t)とフィードバック信号ｙ(t)に基づいて歪補償係数ｈn+1(p)を演算する歪補償係数演算部、３１は歪補償係数記憶部２２の読み出しアドレス／書き込みアドレスを発生する送信信号のパワー演算部、８１は歪補償前の送信信号ｘ(t)の振幅あるいは電力|ｘ(t)|2に基づいてフィードバック信号ｙ(t)の振幅を制御する振幅制御部である。
【００６７】
歪補償係数演算部２７は図３に示す歪補償係数演算部と同一の構成を有しているが、歪補償前の送信信号ｘ(t)とフィードバック信号の差分ｅ(t)を演算する減算器２７ｂのみ示し、その他は歪補償係数演算主要部２７′として示している。振幅制御部８１は、送信信号ｘ(t)の振幅あるいは電力とゲインの対応関係を保存し、送信信号ｘ(t)に応じたゲインＧを出力するゲイン設定部８１ａ、フィードバック信号ｙ(t)にゲインＧを乗算する乗算器８１ｂを有している。
送信電力増幅器２１の線形領域では、出力信号の振幅、位相がひずむことはない。しかし、送信電力増幅器２１の非線形領域では、歪補償前の送信信号ｘ(t)とフィードバック信号ｙ(t)の差ｅ(t)が大きくなり、歪補償係数演算部２７から出力する歪補償係数ｈn+1(p)が大きくなる。この歪補償係数ｈn+1(p)はいつか読み出されてプリディストーション部２３より歪補償信号ｘ(t)*ｈn+1(p)が出力する。このとき、歪補償信号 ｘ(t)*ｈn+1(p)がDA変換器リミットを越えると該DA変換器において振幅歪、位相歪が発生する。以上の傾向は送信信号が大きい程、大になる。従って何らの対策もしなければ電力増幅器の非線形領域において振幅歪、位相歪が発生する。
【００６８】
そこで、振幅制御部８１は非線形領域において、歪補償前の送信信号ｘ(t)に基づいてフィードバック信号ｙ(t)の振幅を大きくしてこれらの差ｅ(t)が大きくならないように制御する。このようにすれば、歪補償係数ｈn+1(p)が大きくなるのを防止でき、歪補償信号ｘ(t)*ｈn+1(p)がDA変換器リミットを越えないようにでき、振幅歪や位相歪の発生を防止できる。
ところで、送信信号ｘ(t)とフィードバック信号ｙ(t)の差ｅ(t)は、送信電力増幅器の非線形の度合が大きくなるに従って、すなわち、歪補償前の送信信号 ｘ(t)のレベルが大きくなるに従って、大きくなる。そこで、ゲイン設定部８１ａに、例えば図３１（ａ）〜（ｃ）のいずれかに示すゲイン・振幅特性（あるいはゲイン・電力特性）を設定する。図３１（ａ）は、送信電力増幅器２１の線形領域においてゲインＧを１に固定し、非線形領域において送信信号振幅（あるいは電力）の一次関数に従ってゲインを増加する特性であり、図３１（ｂ）は非線形領域において送信信号振幅（あるいは電力）の二次関数に従ってゲインを増加する特性であり、図３１（ｃ）は非線形領域において送信信号振幅（あるいは電力）に従ってステップ状にゲインを増加する特性である。
【００６９】
以上より、歪補償前の送信信号ｘ(t)が線形/非線形境界信号レベルXB以下ではゲインＧ＝1であるため、振幅制御部８１はフィードバック信号ｙ(t)のレベルを変化しない。しかし、歪補償前の送信信号ｘ(t)が線形/非線形境界信号レベルXB以上になると、ゲインＧがゲイン設定部８１ａの設定関数に従って１より大きくなる。このため、振幅制御部８１は、ｙ(t)′＝Ｇ・ｙ(t)(Ｇ＞１)の信号を出力し、減算器２７ｂから出力する差分ｅ(t)が減少する。この結果、歪補償係数 ｈn+1(n)が大きくなるのを防止でき、歪補償信号ｘ(t)*ｈn+1(p)がDA変換器リミットを越えないようにでき、振幅歪や位相歪の発生を抑えることができる。
以上では、非線形領域においてゲインを図３１（ａ）〜（ｃ）に示す特性に従って制御する場合について説明したが、これらの特性に限らず任意の関数に従ってゲインを制御することができる。又、以上では、ゲインＧを瞬時に変化させる場合について説明したが、時間に対して指数関数的に設定値まで漸近変化させても良いし、あるいは、一次関数的に設定値まで変化させるようにしても良い。つまりは、電力増幅器の特性及び帰還系の特性を考慮し、ゲインＧの関数を選定し、又、ゲインＧの時間制御についても同様に決定する。
【００７０】
図３２、図３３は本発明の第１実施例の第１、第２の変形例であり、AD変換する前にフィードバック信号ｙ(t)の振幅をアナログ的に制御する例である。図３２では、振幅制御部８１をAD変換器２６の前段に設け、可変利得増幅器(VGA: Variable Gain Amplifier)８１ｃのゲインＧを送信信号ｘ(t)のレベルに従って制御し、該可変利得増幅器でフィードバック信号ｙ(t)を増幅して出力する。図３３では、振幅制御部８１をAD変換器２６の前段に設け、可変減衰器(VATT:Variable ATTenater)８１ｄの減衰量を送信信号ｘ(t)のレベルに従って制御し、該可変減衰器でフィードバック信号ｙ(t)を所定量減衰した後、一定ゲインのアンプ８１ｅで増幅して出力する。
図３２、図３３の変形例は以降の実施例にも適用できるものである。
【００７１】
（ｂ）第２実施例
図３４はフィードバック信号ｙ(t)の振幅を制御する第２実施例の歪補償装置の構成図であり、図３０の第１実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、(1) 歪補償後の送信信号がDA変換器リミットLML(図２参照）を越えたか否かを検出するDACリミットオーバ検出部８２を設けた点、(2) 歪補償後の送信信号がDA変換器リミットLMLを越えたときに、振幅制御部８１がフィードバック信号ｙ(t)の振幅を制御する点、(3) ゲイン設定部８１ａに送信信号ｘ(t)のレベルに依存しない固定ゲインＧ。（＞１）が設定されている点である。
歪補償後の送信信号(歪補償信号)ｘ′(t)がDA変換器リミットLMLを越えれば出力信号ｙ(t)の振幅及び位相はひずむと共に、振幅が小さくなる。そこで、DACリミットオーバ検出部８２は歪補償後の送信信号がDA変換器リミットLMLを越えたかチェックし、越えれば、振幅制御部８１は一定のゲインＧ。(＞1)をフィードバック信号ｙ(t)に乗算する。この結果、減算器２７ｂから出力する差分ｅ(t)が減少して歪補償係数 ｈn+1(n)が大きくなるのを防止でき、歪補償信号がDA変換器リミットLMLを越えないようにでき、以後、振幅歪や位相歪の発生を抑えることができる。
【００７２】
（ｃ）第３実施例
図３５は送信信号ｘ(t)の振幅あるいは電力に基づいてフィードバック信号 ｙ(t)の振幅を制御する第３実施例の歪補償装置の構成図であり、第２実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、(1) ゲインＧを固定しない点、(2) ゲイン設定部８１ａに図３１（ａ）〜（ｃ）のいずれかの特性が設定されたゲインテーブルを設けている点、（3) 振幅制御部８１は歪補償信号ｘ′(t)がDA変換器リミットLMLを越えたとき、ゲインＧを送信信号ｘ(t)のレベルに基づいて制御する点、である。
DACリミットオーバ検出部８２はプリディストーション部２３から出力する歪補償信号ｘ′(t)がDACリミットLMLを越えたかチェックしている。歪補償信号 ｘ′(t)がDA変換器リミット範囲内の値であれば、振幅制御部８１のゲイン設定部８１ａはＧ＝１を出力し、フィードバック信号の振幅を変化しない。
【００７３】
しかし、歪補償信号ｘ′(t)がDA変換器リミットを越えれば、DACリミットオーバ検出部８２は振幅制御部８１にゲイン切替を指示する。これにより、ゲイン設定部８１ａはゲインテーブル（図示せず）より送信信号ｘ(t)のレベルに応じたゲインＧ（＞１）を読出して乗算器８１ｂに入力する。乗算器８１ｂはフィードバック信号ｙ(t)にゲインＧ（＞１）を乗算し、信号ｙ(t)′（＝Ｇ・ｙ(t)）を出力する。この結果、減算器２７ｂから出力する差分ｅ(t)が減少し、歪補償係数ｈn+1(n)は大きくならず、歪補償信号はDA変換器リミットを越えなくなり、振幅歪や位相歪が発生しなくなる。
第３実施例によれば、送信信号ｘ(t)のレベルに基づいてゲインを制御するため、ゲイン固定の第２実施例に比べて木目細かな振幅歪、位相歪の発生防止制御が可能になる。
【００７４】
（ｄ）第４実施例
図３６は送信信号ｘ(t)の振幅あるいは電力に基づいてフィードバック信号 ｙ(t)の振幅を制御する第４実施例の歪補償装置の構成図であり、第３実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、
(1) 歪補償前の送信信号ｘ(t)の電力|ｘ(t)|2をｋ倍（ｋは一定値）する乗算器８３が設けられている点、(2) 歪補償信号ｘ′(t)の電力|ｘ′(t)|2を演算する演算部８４が設けられている点、(3) ｋ倍の送信信号電力ｋ・|ｘ(t)|2と歪補償信号の電力|ｘ′(t)|2の差を演算する演算部８５が設けられている点、(4) 歪補償信号の電力|ｘ′(t)|2がｋ倍の送信信号電力ｋ・|ｘ(t)|2より大きいとき、フィードバック信号ｙ(t)の振幅制御の開始を指示する差信号処理部８６を設けている点、(5) 振幅制御部８１は振幅制御開始指示によりフィードバック信号ｙ(t)の振幅制御を行う点、である。尚、ｋは歪補償係数記憶部２２に記憶されている歪補償係数の平均値あるいは電力増幅器２１の種類に応じた一定値である。
【００７５】
図３７は第４実施例の歪補償装置の全体の処理フローである。DACリミットオーバ検出部８２はプリディストーション部２３から出力する歪補償信号ｘ′(t)がDACリミットLMLを越えたかチェックしている（ステップ１０１）。歪補償信号ｘ′(t)がDA変換器リミット範囲内の値であれば、振幅制御部８１のゲイン設定部８１ａはＧ＝１を出力し、フィードバック信号の振幅を変化しない。
しかし、歪補償信号ｘ′(t)がDA変換器リミットを越えれば、DACリミットオーバ検出部８２は演算部８４に歪補償信号の電力|ｘ′(t)|2の演算を指示する。これにより、演算部８４は歪補償信号の電力|ｘ′(t)|2を演算する（ステップ１０２）。又、パワー演算部３１は送信信号の電力|ｘ(t)|2を演算し、乗算部８３はｋ・|ｘ(t)|2を演算する（ステップ１０３，１０４）。ついで、演算部８５は次式
ｄ＝|ｘ′(t)|2−ｋ・|ｘ(t)|2 (1)
の演算を行い、演算結果ｄを差信号処理部８６に入力する。差信号処理部８６は
ｄ＝|ｘ′(t)|2−ｋ・|ｘ(t)|2＞０ (2)
であるかチェックし（ステップ１０５）、「ＹＥＳ」であればゲイン更新を振幅制御部８１に指示する。これにより、振幅制御部８１のゲイン設定部８１ａはゲインテーブルより送信信号ｘ(t)のレベルに応じたゲインＧ（＞１）を読出して乗算器８１ｂに入力する（ステップ１０６）。
【００７６】
以後、乗算器８１ｂはフィードバック信号ｙ(t)にゲインＧ（＞１）を乗算し、信号ｙ(t)′（＝Ｇ・ｙ(t)）を出力する。この結果、減算器２７ｂから出力する差分ｅ(t)が減少し、歪補償係数ｈn+1(n)は大きくならず、歪補償信号はDA変換器リミットを越えなくなり、振幅歪や位相歪が発生しなくなる。
以上の説明では、演算部８５で送信信号と歪補償信号の電力差ｄを演算し、該電力差に基づいてゲインを切り替えてフィードバック信号の振幅制御をしたが、送信信号と歪補償信号の振幅差に基づいてゲインを切り替えてフィードバック信号の振幅制御することもできる。
以上、第４実施例によれば、歪補償信号ｘ′(t)がDACリミットを越え、かつ送信信号ｘ(t)と歪補償信号ｘ′(t)の差が大きくなったときにのみ、送信信号ｘ(t)の振幅あるいは電力に基づいてゲインＧを制御する。このため、真に必要なときを見極めてゲインを制御し、不要な時にはゲイン制御をしないから、より木目細かな振幅歪、位相歪の抑制制御ができる。
【００７７】
図３８は第４実施例の第１変形例であり、第４実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、(1) 式(2)が成立するとき（ｄ＞０）、差信号処理部８６は振幅制御部８１にフィードバック信号の振幅制御の開始を指示すると共に、その差ｄが閾値ＤTHを越えたとき、歪補償係数演算部２７に歪補償係数演算停止を指示する点、(2) 歪補償係数演算部２７は演算停止指示により歪補償係数の演算/更新を停止する点、である。ｄが閾値ＤTH以上に大きくなると、その時演算された歪補償係数の歪補償に対する効果が疑わしくなる。すなわち、歪補償係数の信頼度が弱くなる。そこで、該差ｄが閾値ＤTH以上に大きくなった時ｄ＜ＤTHとなるまで、歪補償係数の更新を行わず、以後それまでに得られている歪補償係数により歪補償信号を発生する。
【００７８】
さて、ｋ倍の送信信号電力|ｘ(t)|2と歪補償信号電力|ｘ′(t)|2の差である(1)式のｄが０以下であれば（ｄ≦０）、歪補償信号ｘ′(t)がDACリミットを越えていても、ゲイン設定部８１ａはＧ＝１を乗算器８１ｂに入力し、フィードバック信号ｙ(t)の振幅を変化しない。しかし、歪補償信号ｘ′(t)がDACリミットを越え、かつｄ＞０になれば、ゲイン設定部８１ａは送信信号ｘ(t)に応じたゲインＧ（＞１）をゲインテーブルより読出して乗算器８１ｂに入力する。乗算器８１ｂはフィードバック信号ｙ(t)にゲインＧ（＞１）を乗算し、信号ｙ(t)′（＝Ｇ・ｙ(t)）を出力する。この結果、減算器２７ｂから出力する差分ｅ(t)が減少し、歪補償係数ｈn+1(n)は大きくならず、歪補償信号はDA変換器リミットを越えなくなり、振幅歪や位相歪が発生しなくなる。
又、差ｄが更に大きくなって閾値ＤTH以上になると、差信号処理部８６は歪補償係数演算停止を歪補償係数演算部２７に指示する。これにより、歪補償係数演算部２７は歪補償係数演算を停止し、歪補償係数の更新を行わない。以上ように、ｋ倍の送信信号電力と歪補償信号電力の差ｄが閾値ＤTH以上に大きくなったとき、歪補償係数の更新を停止するようにしたから、歪補償係数内に効果が疑わしい値になるのを防止できる。
【００７９】
図３９は第４実施例の第２変形例であり、第４実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、
(1) 歪補償係数演算に使用するステップサイズパラメータμを発生するμ発生部２７ｇを設けている点、(2) 式(2)が成立するとき（ｄ＞０）、差信号処理部８６は振幅制御部８１にフィードバック信号の振幅制御の開始を指示すると共にその差ｄをμ発生部２７ｇに入力している点、(3) μ発生部２７ｇは差ｄの値に基づいてステップサイズパラメータμを制御する点、である。
図４０に示すように、所要ACPRを満たすように歪みを補償し終わるまでの収束時間はステップサイズパラメータμの大きさに依存し、大きいほど収束時間は短くなる。ただし、μが大きいと目標値近傍での安定性は悪くなる。そこで、差ｄの大きさに基づいてμの値を制御し、リニアライザの収束の安定性を考慮しつつ収束時間を短縮する。例えば、差ｄが閾値を超え、歪み補償制御系が発散するような状況であれば、μの値を大きくして発散を急速に防止する。このときゲインＧを一定としても良いし、μの値に対応するように動的に(例えば1次関数に従って)を制御しても良い。又、差ｄが減少すればそれに応じてμを減少して定常値に戻す。このようにすれば、減算器２７ｂから出力する差分ｅ(t)を短時間で小さくでき歪補償信号振幅が制限値を超えないよう制御することができる。
【００８０】
（ｅ）第５実施例
第１〜第４実施例はシングルキャリアの送信装置に適用した例であるが、マルチキャリアの送信装置にも適用できる。図４１は複数の送信信号をマルチキャリア信号を用いて送信する場合の歪補償装置（マルチキャリアリニアライザ）の構成図であり、４つの周波数を多重して送信する場合の例を示している。ディジタルの各送信信号ｘ1(t)，ｘ2(t)，ｘ3(t)，ｘ4(t)は周波数シフト部５１〜５４でexp(jω1t)，exp(jω2t)，exp(jω3t)，exp(jω4t)(ωn=2πfn)を乗算されて周波数ｆ1,ｆ2,ｆ3,ｆ4に周波数シフトを施された後、合成部５５で周波数多重される。このディジタル周波数多重信号はシングルキャリアの歪補償装置（図３０）における送信信号ｘ(t)に対応し、以後、シングルキャリアの場合と同様の歪補償処理が行われる。図４２はマルチキャリアリニアライザの効果説明図であり、実線は歪補償なしのスペクトラム特性、点線は歪補償ありのスペクトラム特性である。
尚、図４１は、第１実施例の歪補償装置をマルチキャリア送信が可能なように構成した例であるが、同様に第２〜第４実施例の歪補償装置をマルチキャリア送信が可能なように構成することができる。
【００８１】
（ｆ）第６実施例
以上の第１〜第５実施例では、送信信号ｘ(t)に歪補償係数ｈn(p)を乗算して歪補償信号ｘ′(t)を発生して送信電力増幅器２１に入力する歪補償装置に適用した例であるが、主信号（送信信号）ｘ(t)と該送信信号に付加する歪成分（誤差信号）Ｅ(t)のそれぞれを独立にＤＡ変換した後、合成して送信電力増幅器に入力する歪補償装置にも適用できる。
図４３はアナログの送信信号と誤差信号Ｅ(t)を合成する歪補償装置の第６実施例の構成図であり、これまでの実施例と同一部分には同一符号を付している。
図中、２１は関数ｆ(p)の非線形歪を発生するデバイス（送信電力増幅器）、２２は送信電力増幅器の歪を補正する歪補償係数ｈ(p)を送信信号ｘ(t)のパワーｐ（＝|ｘ(t)|2）に対応させて記憶する歪補償係数記憶部、２３は歪補償信号を出力するプリディストーション部、２５は送信電力増幅器の出力信号ｙ(t)を帰還する帰還系、２６はフィードバック信号ｙ(t)をディジタルに変換するＡＤ変換器、２７は歪補償前の送信信号ｘ(t)とフィードバック信号ｙ(t)に基づいて歪補償係数ｈn+1(p)を演算する歪補償係数演算部、３１は歪補償係数記憶部２２の読み出しアドレス／書き込みアドレスを発生する送信信号のパワー演算部、８１は歪補償前の送信信号ｘ(t)の振幅あるいは電力に基づいてフィードバック信号ｙ(t)の振幅を制御する振幅制御部である。以上の構成は図３０の第１実施例と同様であり、各部は第１実施例と同様に動作する。
【００８２】
プリディストーション部２３において、６１は誤差信号発生部であり、送信信号のパワー|ｘ(t)|2に応じた歪補償係数ｈn(p)を記憶部２２から読み出し、該歪補償係数ｈn(p)を送信信号ｘ(t)に乗算する乗算器６１ａ、乗算器の出力信号ｘ(t)*ｈn(p)と送信信号ｘ(t)との差である誤差信号Ｅ(t)を出力する減算器６１ｂを有している。６２はディジタルの誤差信号Ｅ(t)をアナログに変換するDA変換器、６３は送信信号(主信号)ｘ(t)をアナログに変換するDA変換器、６４はアナログの送信信号ｘ(t)アナログの誤差信号Ｅ(t)を合成して出力する合成部である。
【００８３】
送信信号ｘ(t)に対する歪補償処理に際して、誤差信号発生部６１は記憶部２２より歪補償係数ｈn(p)を読み出して誤差信号Ｅ(t)を出力し、合成部６４はＤＡ変換器６２、６３でそれぞれ独立にＤＡ変換されたアナログの主信号（送信信号）と誤差信号を合成して送信電力増幅器２１に入力する。誤差信号の振幅は小さいため、誤差信号のみを出力するＤＡ変換器６２のビット精度を低くでき、又、送信信号のみを出力するＤＡ変換器６３に大きなダイナミックレンジが不要であり、該ＤＡ変換器のビット精度を低くできる。
振幅制御部８１は送信信号ｘ(t)が線形/非線形境界信号レベルXB（図３１参照）以下では、ゲインＧ＝1としフィードバック信号ｙ(t)のレベルを変化せず、そのまま歪補償係数演算部２７に入力する。歪補償係数演算部２７は送信信号ｘ(t)とフィードバック信号ｙ(t)の差ｅ(t)を演算し、該差ｅ(t)に基づいて歪補償係数ｈn+1(p)を演算して歪補償係数記憶部２２に格納する。
一方、送信信号ｘ(t)が線形/非線形境界信号レベルXB以上になると、振幅制御部８１はゲインＧを送信信号ｘ(t)に応じて制御し、Ｇ＞１にする。このため、送信信号ｘ(t)が線形/非線形境界信号レベルXB以上になって、出力信号ｙ(t)が小さくなり、差分ｅ(t)が大きくなっても、直ちに振幅制御部８１はｙ(t)′＝Ｇ・ｙ(t)(Ｇ＞１)の信号を出力し、減算器２７ｂから出力する差分ｅ(t)を減少する。この結果、歪補償係数ｈn+1(n)が大きくなるのを防止でき、歪補償信号がDA変換器リミットを越えないようにでき、振幅歪や位相歪の発生を抑えることができる。
【００８４】
第６実施例はシングルキャリアの送信装置に適用した例であるが、マルチキャリアの送信装置にも適用できる。図４４は複数の送信信号をマルチキャリア信号を用いて送信する送信装置の構成図であり、図４３の第６実施例に図２４のマルチキャリア構成を適用した例で、同一部分には同一符号を付している。
図４４において、ディジタルの各送信信号ｘ1(t)〜ｘ4(t)にキャリア間隔によって決まるディジタル周波数シフト演算を施して多重し、該周波数多重信号をディジタルの送信信号とする第１の周波数多重部９６、前記各周波数シフト信号をＤＡ変換器９２1〜９２4でアナログ信号に変換して多重し、該周波数多重信号をアナログの送信信号とする第２の周波数多重部９３が設けられている。誤差信号発生部６１は周波数多重されたディジタルの送信信号ＳRに基づいて誤差信号Ｅを発生し、ＤＡ変換器６２は該誤差信号をアナログ信号に変換し、合成部６４はＤＡ変換器出力とアナログの送信信号ＳMを合成して送信電力増幅器２１に入力する。
以上、本発明を実施例により説明したが、本発明は請求の範囲に記載した本発明の主旨に従い種々の変形が可能であり、本発明はこれらを排除するものではない。
【００８５】
【発明の効果】
以上本発明によれば、DA変換器の入力振幅がDA変換器のリミットを越えないように事前に歪補償係数の大きさをその位相を維持したまま補正するから、振幅制限しても位相追従が可能になる。この結果、歪補償しない場合以上に歪特性を劣化させることはない。
又、本発明によれば、歪補償後の送信信号のパワーが許容されている上限パワーを越えないように事前に歪補償係数の大きさをその位相を維持したまま補正するから、振幅制限しても位相追従が可能になる。
又、本発明によれば、予め歪補償係数の補正値をテーブル化しておくことにより比較演算、補正値演算処理を不要にでき、構成をシンプルにでき、かつ、補正値を簡単に求めることができる。
【００８６】
又、本発明によれば、分母を２の冪数で近似することにより、補正値算出に際して必要になる割算をビットシフトで簡単に求めることができる。
又、本発明によれば、歪補償前の送信信号の振幅（あるいは電力）とゲインの対応をテーブル化しておき、実際の送信信号振幅あるいは電力に応じたゲインをテーブルより求め、該ゲインに基づいて送信電力増幅器からのフィードバック信号の振幅を制御するようにしたから、フィードフォワード方式により歪補償信号の振幅が制限値をオーバしないようにできる。この結果、簡単な構成により、信号の有意成分(振幅及び位相)が欠落することがなくなり、歪み補償を安定に行うことが可能になる。
【００８７】
又、本発明によれば、歪補償信号（歪補償後の送信信号）の振幅が制限値を越えた時、送信信号と送信電力増幅器からのフィードバック信号との差が小さくなるようにゲインを大きくして該フィードバック信号の振幅を制御し、歪補償係数が大きくなるのを防止する。この結果、以後、歪補償信号振幅が制限値を越えないようにでき、信号の有意成分(振幅及び位相)が欠落することがなくなり、歪み補償を安定に行うことが可能になる。この場合、ゲインＧを１以上の一定値に固定すれば振幅制御を簡単に行うことができ、又、ゲインＧをテーブル化しておき送信信号に応じて制御すれば、木目細かな振幅歪、位相歪の発生防止制御が可能になる。
【００８８】
又、本発明によれば、歪補償前の送信信号と歪補償信号との差が大きくなったときにのみ、送信信号のレベルに基づいてゲインＧを制御するようにしたから、真に必要なときを見極めてゲイン制御し、不要な時にはゲイン制御をしないから、より木目細かな振幅歪、位相歪の抑制制御ができる。
又、本発明によれば、歪補償前の送信信号と歪補償信号の差が閾値以上に大きくなったとき、歪補償係数の更新を停止するようにしたから、歪補償係数が効果的に疑わしい値になるのを防止できる。
又、本発明によれば、歪補償前の送信信号と歪補償信号の差に基づいて歪補償係数更新のパラメータであるμの大きさを制御するようにしたから、リニアライザの収束の安定性を考慮しつつ収束時間を短縮できる。例えば、上記差が閾値を超え、歪み補償制御系が発散するような状況であれば、μの値を大きくして発散を急速に防止し、差が減少すればそれに応じてμを減少して定常値に戻すことにより、収束性と安定性を維持しつつ歪補償信号振幅が制限値を超えないよう制御することができる。
【００８９】
又、本発明によれば、(1) 送信信号に歪補償係数を乗算して歪デバイスに入力する第１の歪補償方式、及び(2) 参照信号（送信信号）に歪補償係数を乗算して得られた信号と送信信号との差を誤差信号として発生し、誤差信号、主信号（送信信号）を別個にＤＡ変換して合成して歪デバイスに入力する第２の歪補償方式の両方に適用することができる。
又、本発明によれば、シングルキャリアの送信装置やマルチキャリアの送信装置の両方に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のシングルキャリアタイプの歪補償装置の概略構成図である。
【図２】本発明の原理説明図である。
【図３】本発明の第１実施例の構成図である。
【図４】本発明の第２実施例の構成図である。
【図５】本発明の第３実施例の構成図である。
【図６】本発明の第４実施例の構成図である。
【図７】本発明の第５実施例の構成図である。
【図８】本発明の第６実施例の構成図である。
【図９】マルチキャリアタイプの送信装置に歪補償装置を付加した構成図である。
【図１０】マルチキャリアタイプの歪補償装置の構成図（第７実施例）である。
【図１１】マルチキャリアタイプの歪補償装置の構成図（第８実施例）である。
【図１２】マルチキャリアタイプの歪補償装置の構成図（第９実施例）である。
【図１３】アナログの送信信号と誤差信号を合成して歪デバイスに入力する第１実施例である。
【図１４】本発明の原理説明図である。
【図１５】アナログの送信信号と誤差信号を合成して歪デバイスに入力する第２実施例である。
【図１６】アナログの送信信号と誤差信号を合成して歪デバイスに入力する第３実施例である。
【図１７】アナログの送信信号と誤差信号を合成して歪デバイスに入力する第４実施例である。
【図１８】マルチキャリアタイプの送信装置に歪補償装置を付加した構成図である。
【図１９】周波数変換説明図である。
【図２０】マルチキャリアタイプの歪補償装置の構成図（第５実施例）である。
【図２１】マルチキャリアタイプの歪補償装置の構成図（第６実施例）である。
【図２２】マルチキャリアタイプの歪補償装置の構成図（第７実施例）である。
【図２３】マルチキャリアタイプの歪補償装置の構成図（第８実施例）である。
【図２４】マルチキャリアタイプの別の送信装置に歪補償装置を付加した構成図である。
【図２５】周波数変換説明図である。
【図２６】マルチキャリアタイプの歪補償装置の構成図（第９実施例）である。
【図２７】マルチキャリアタイプの歪補償装置の構成図（第１０実施例）である。
【図２８】マルチキャリアタイプの歪補償装置の構成図（第１１実施例）である。
【図２９】マルチキャリアタイプの歪補償装置の構成図（第１２実施例）である。
【図３０】フィードバック信号の振幅制御機能を備えた歪補償装置の第１実施例である。
【図３１】送信信号振幅(電力)とゲインの関係説明図である。
【図３２】第１実施例の第１の変形例である。
【図３３】第１実施例の第２の変形例である。
【図３４】フィードバック信号の振幅制御機能を備えた歪補償装置の第２実施例である。
【図３５】フィードバック信号の振幅制御機能を備えた歪補償装置の第３実施例である。
【図３６】フィードバック信号の振幅制御機能を備えた歪補償装置の第４実施例である。
【図３７】第４実施例の全体の処理フローである。
【図３８】第４実施例の第１変形例である。
【図３９】第４実施例の第２変形例である。
【図４０】μ値と収束時間の関係説明図である。
【図４１】マルチキャリアタイプの送信装置に本発明の歪補償装置を付加した構成例である。
【図４２】マルチキャリアリニアライザの効果例である。
【図４３】フィードバック信号の振幅制御機能を備えた歪補償装置の第６実施例である。
【図４４】マルチキャリアタイプの送信装置の構成図である。
【図４５】従来の送信装置の構成図である。
【図４６】送信電力増幅器の非直線性による問題点説明図である。
【図４７】電力増幅器の効率特性説明図である。
【図４８】従来のディジタル非直線型歪補償機能を備えた送信装置の構成図である。
【図４９】補償部の機能構成図である。
【図５０】適応LMSアルゴリズムによる歪補償処理説明図である。
【図５１】ｘ(t)=I(t)＋ｊＱ(t)と複素表現した送信装置全体の構成図である。
【図５２】従来の歪補償装置の問題点説明図である。
【符号の説明】
２１・・歪デバイス（送信電力増幅器）
２２・・歪補償係数記憶部
２３・・プリディストーション部
２４・・ＤＡ変換器
２５・・帰還系
２６・・ＡＤ変換器
２７・・歪補償係数演算部
２８・・歪補償係数更新部
２９・・比較部
３０・・歪補償係数補正部
３１・・パワー演算部
【発明の属する技術分野】
本発明は歪補償装置に係わり、特に、出力可能範囲を超える制御が行われそうになったとき振幅制限を行い、且つ、振幅制限が行われた場合でも位相について追従動作を行わせることができる歪補償装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年周波数資源が逼迫し、無線通信に於いてディジタル化による高能率伝送が多く用いられるようになってきた。無線通信に多値振幅変調方式を適用する場合、送信側特に電力増幅器の増幅特性を直線化して非線型歪を抑え、隣接チャネル漏洩電力を低減する技術が重要であり、また線型性に劣る増幅器を使用し電力効率の向上を図る場合はそれによる歪発生を補償する技術が必須である。
【０００３】
図４５は従来の無線機における送信装置の一例を示すブロック図であり、送信信号発生装置１はシリアルのディジタルデータ列を送出し、シリアル／パラレル変換器（Ｓ／Ｐ変換器）２はディジタルデータ列を１ビットづつ交互に振り分けて同相成分信号（Ｉ信号：In-phase component)と直交成分信号(Ｑ信号：Quadrature component)の２系列に変換する。ＤＡ変換器３はＩ信号、Ｑ信号のそれぞれをアナログのベースバンド信号に変換して直交変調器４に入力する。直交変調器４は入力されたＩ信号、Ｑ信号（送信ベースバンド信号）にそれぞれ基準搬送波とこれを９０0移相した信号を乗算し、乗算結果を加算することにより直交変換を行って出力する。周波数変換器５は直交変調信号と局部発振信号をミキシングして周波数変換し、送信電力増幅器６は周波数変換器５から出力された搬送波を電力増幅して空中線（アンテナ）７より空中に放射する。
【０００４】
W-CDMA及びPDC(Personal Digital Cellular)等の移動通信において、送信装置の送信電力は10mW〜数Wと大きく、送信電力増幅器の入出力特性（歪関数ｆ(p)）は図４６（ａ）の点線で示すように非直線性になる。この非直線特性により非線形歪が発生し、送信周波数ｆ0周辺の周波数スペクトラムは図４６（ｂ）の実線に示すようにサイドローブが持ち上がり、隣接チャネルに漏洩し、隣接妨害を生じる。すなわち、非線形歪により（ｂ）に示すように送信波が隣接周波数チャネルに漏洩する電力が大きくなってしまう。漏洩電力をACPR(Adjacent Channel Power Ratio)として説明する。ACPRは（ｂ）の1点鎖線Ａと1点鎖線Ａ′間のスペクトラム面積である着目チャネルの電力と1点鎖線Ａ，Ａ′と2点鎖線Ｂ，Ｂ′間の隣接チャネルに漏れるスペクトラムの面積である隣接漏洩電力の比である。このような漏洩電力は、他チャネルに対して雑音となり、そのチャネルの通信品質を劣化させてしまう。よって、厳しく規定されている。
【０００５】
漏洩電力は、例えば電力増幅器の線型領域(図４６（ａ）参照)で小さく、非線形領域で大きくなる。そこで、高出力の送信電力増幅器とするためには、線形領域を広くする必要がある。しかし、このためには実際に必要な能力以上の増幅器が必要となり、コスト及び装置サイズにおいて不利となる問題がある。
また、通常の増幅器では、線形領域での電力負荷効率は図４７に示すように低い。ここで電力負荷効率とは、アンプの定格電力に対する出力電力Ｐoutと入力電力Ｐinの差（Ｐout-Ｐin)の割合（％）であり、熱になる分である。よって、必要な送信電力を得るには大きな消費電力が必要となってしまい、電力効率においても非常に不利である。そのため、消費電力を低く押さえるために増幅器の非線形領域での使用が不可欠である。しかしながら、前述のように歪が増加し、ACPRを劣化させてしまう。この状況に対して送信電力の歪を補償し、電力負荷効率の良い領域での増幅器の使用を実現するものが歪補償機能つきの無線装置(リニアライザ)である。フィードバック系の歪補償技術としてカルテジアンループ方式、ポーラーループ方式等が提案され、電力増幅器の歪抑圧を行っている。
【０００６】
図４８はＤＳＰを用いたディジタル非線形歪補償機能を備えた送信装置のブロック図である。送信信号発生装置１から送出されるディジタルデータ群（送信信号）は、Ｓ／Ｐ変換器２においてＩ信号、Ｑ信号の２系列に変換されてＤＳＰで構成される歪補償部８に入力される。歪補償部８は機能的に図４９に示すように、送信信号ｘ(t)のパワーレベル0〜1023に応じた歪補償係数h(pi)(i=0〜1023)を記憶する歪補償係数記憶部８ａ、送信信号レベルに応じた歪補償係数h(pi)を用いて該送信信号に歪補償処理（プリディストーション）を施すプリディストーション部８ｂ、送信信号ｘ(t)と後述する直交検波器で復調された復調信号（フィードバック信号）ｙ(t)を比較し、その差が零となるように歪補償係数h(pi)を演算、更新する歪補償係数演算部８ｃを備えている。
【０００７】
歪補償部８は送信信号ｘ(t)のパワーレベルに応じた歪補償係数h(pi)を用いて該送信信号にプリディストーション処理を施し、ＤＡ変換器３に入力する。ＤＡ変換器３は入力されたＩ信号とＱ信号をアナログのベースバンド信号に変換して直交変調器４に入力する。直交変調器４は入力されたＩ信号、Ｑ信号にそれぞれ基準搬送波とこれを９０0移相した信号を乗算し、乗算結果を加算することにより直交変換を行って出力する。周波数変換器５は直交変調信号と局部発振信号をミキシングして周波数変換し、送信電力増幅器６は周波数変換器５から出力された搬送波信号を電力増幅して空中線（アンテナ）７より空中に放射する。
【０００８】
送信信号の一部は方向性結合器９を介して周波数変換器１０に入力され、ここで周波数変換されて直交検波器１１に入力される。直交検波器１１は入力信号にそれぞれ基準搬送波とこれを９０0移相した信号を乗算して直交検波を行い、送信側におけるベースバンドのＩ、Ｑ信号を再現してＡＤ変換器１２に入力する。ＡＤ変換器１２は入力されたＩ，Ｑ信号をディジタルに変換して歪補償部８に入力する。歪補償部８はLMS（Least Mean Square)アルゴリズムを用いた適応信号処理により歪補償前の送信信号と直交検波器１１で復調されたフィードバック信号を比較し、その差が零となるように歪補償係数h(pi)を演算、更新する。ついで、次の送信すべき送信信号に更新した歪補償係数を用いてプリディストーション処理を施して出力する。以後、上記動作を繰り返すことにより、送信電力増幅器６の非線形歪を抑えて隣接チャネル漏洩電力を低減する。
【０００９】
図５０は適応LMSによる歪補償処理の説明図である。１５ａはベースバンドの送信信号（直交変調信号）ｘ(t)に歪補償係数ｈn-1(p)を乗算する乗算器（図４９のプリディストーション部８ｂに対応）、１５ｂは歪関数ｆ(p)を有する送信電力増幅器、１５ｃは送信電力増幅器からの出力信号ｙ(t)を帰還する帰還系、１５ｄは送信信号ｘ(t)のパワーｐ（＝ｘ(t)2）を演算する演算部（振幅−電力変換部）、１５ｅは送信信号ｘ(t)の各パワーに応じた歪補償係数を記憶する歪補償係数記憶部（図４９の歪補償係数記憶部８ａに対応）であり、送信信号ｘ(t)のパワーｐに応じた歪補償係数ｈn-1(p)を出力すると共に、LMSアルゴリズムにより求まる歪補償係数ｈn(p)で歪補償係数ｈn-1(p)を更新する。
【００１０】
１５ｆは共役複素信号出力部、１５ｇは送信信号ｘ(t)と帰還復調信号ｙ(t)の差ｅ(t)を出力する減算器、１５ｈはｅ(t)とｕ*(t)の乗算を行う乗算器、１５ｉはｈn-1(p)とｙ*(t)の乗算を行う乗算器、１５ｊはステップサイズパラメータμを乗算する乗算器、１５ｋはｈn-1(p)とμｅ(t)ｕ*(t)を加算する加算器、１５ｍ，１５ｎ、１５ｐは遅延部であり、送信信号ｘ(t)が入力してから帰還復調信号ｙ(t)が減算器１５ｇに入力するまでの遅延時間を入力信号に付加する。１５ｆ、１５ｈ〜１５ｊは回転演算部１６を構成する。ｕ(t)は歪を受けた信号である。上記構成により、以下に示す演算が行われる。
ｈn(p)＝ｈn-1(p)＋μｅ(t)ｕ*(t)
ｅ(t)＝ｘ(t)−ｙ(t)
ｙ(t)＝ｈn-1(p)ｘ(t)ｆ(p)
ｕ(t)＝ｘ(t)ｆ(p)＝ｈ* n-1(p)ｙ(t)
Ｐ＝｜ｘ(t)｜2 ただし、ｘ，ｙ，ｆ，ｈ，ｕ，ｅは複素数、＊は共役複素数である。上記演算処理を行うことにより、送信信号ｘ(t)と帰還復調信号ｙ(t)の差ｅ(t)が最小となるように歪補償係数h(p)が更新され、最終的に最適の歪補償係数値に収束し、送信電力増幅器の歪が補償される。
【００１１】
図５１はｘ(t)＝Ｉ(t)＋ｊＱ(t)として表現した送信装置の全体の構成図であり、図４８、図５０と同一部分には同一符号を付している。
以上のように、ディジタル非線形歪補償方式は、送信信号を直交変調して得られる搬送波を帰還検波し、送信信号と帰還信号の振幅をディジタル変換して比較し、比較結果に基づいて歪補償係数をリアルタイムに更新するという原理である。この非線形歪補償方式によれば、歪を減少でき、その結果、高出力で非線形領域での動作でもACPRを満たし(すなわち漏洩電力を低く抑え)、かつ、電力負荷効率を改善することができ、低消費電力化が可能となる。また、電力負荷効率の改善により発熱量を削減でき、発熱対策が軽減し、これにより、装置の規模も削減することができる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
歪発生において、信号の振幅歪と位相歪が同時に発生することがある。これは、歪補償された送信信号が歪補償回路の補償振幅範囲を超えると、該信号が歪補償装置の限界値に振幅制限され、振幅値が歪補償装置の上限値に張りつき、位相制御が不可能になるからである。
送信電力増幅器は飽和による非線形特性を有しているが、前述のように送信効率上できるだけ飽和に近い状態で使用する。一方、歪補償装置は特性が線形なるように歪補償制御を行うため、飽和に近い状態で使用すると歪補償係数ｈn(p)が次第に大きくなる。このため、歪補償後の送信信号ｘ(t)*h(p)(*は複素乗算)のレベルが増大し、DA変換器のダイナミックレンジを越え、DA変換器の出力振幅がひずむ。この結果、送信信号に高調波成分が含まれるようになり、振幅のみならず位相もひずみ、隣接漏えいが発生しスペクトル特性が規格外になる。
【００１３】
図５２は従来の歪補償装置の問題点説明図であり、点線LMはDA変換器３のダイナミックレンジ(DA変換器リミット)である。歪補償装置のプリディストーション部から出力する送信信号ｘ(t)*hn(p)のレベルがDA変換器リミットLMの内側に存在すれば歪は発生しない。しかし、歪補償処理により送信信号ｘ(t)に対する歪補償係数ｈn+1(p)が大きくなると、図示するようにｘ(t)*hn+1(p)がDA変換器リミットLMを越え、振幅がDA変換器リミットLMにクランプし、高調波成分が発生して位相もひずむ。
【００１４】
すなわち、電力増幅器の非線形の度合いが大きい領域では、歪み補償によって振幅を大きくしようとしているにも関わらず、帰還信号ｙ(t)の振幅が大きくならず、補正前の送信信号ｘ(t)と帰還信号との振幅差ｅ(t) が大きくなる。振幅差が大きくなれば歪補償部８は、歪補償が期待通りに行なわれていないと判断し、更に差信号ｅ(t) が小さくなるように歪補償計数hn+1(p)を大きくする。この結果、歪補償後の信号振幅を更に増加させる。この結果、信号振幅が制限値（DA変換器３のリミットLM）を超えてしまう。そのため制限値を超えた信号は一定振幅値となり、信号の有意成分(振幅及び位相)が欠落する。これにより、振幅成分に加えて位相成分の補償もできなくなるつまりは、歪み補償が正常動作しないといった障害が発生する。
以上により、振幅がDA変換器リミットLMを越えると、振幅、位相の両方が制御不可能になり、歪補償しない場合より歪特性が劣化する問題が発生する。
【００１５】
以上から本発明の目的は、DA変換器の入力振幅がDA変換器のリミットを越えないように事前に歪補償係数の大きさをその位相を維持したまま補正し、これにより、振幅制限しても歪が発生しないようにして位相追従を可能にすることである。
本発明の別の目的は、歪補償後の送信信号のパワーが許容されている上限パワーを越えないように事前に歪補償係数の大きさをその位相を維持したまま補正し、これにより、振幅制限しても位相追従を可能にすることである。
本発明の別の的は、歪補償係数の補正値を簡単に演算できるようにすることである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記課題は本発明によれば、歪補償処理を施された送信信号がDA変換器のダイナミックレンジを越えないように、事前に歪補償係数を補正して歪補償係数記憶部に記憶する歪補償装置により達成される。すなわち、歪補償係数ｈn+1(p)が演算されて歪補償係数記憶部に記憶する前に、該歪補償係数ｈn+1(p)を用いて歪補償するものとしたとき、歪補 償により得られる信号がDA変換器のリミットを越えるか事前に調べ、越える場合には歪補償係数の大きさをその位相を維持したまま小さくなるように補正して記憶部に記憶する。
【００１８】
上記課題は本発明によれば、歪補償係数ｈn+1(p)が演算されて歪補償係数記憶部に記憶する前に、歪補償信号ｘ(t)*ｈn+1(p)のパワー|ｘ(t)*ｈn+1(p)|2がDA変換器の設定上限パワーPmaxを越えるか事前に調べ、越える場合には歪補償係数の大きさをその位相を維持したまま小さくなるように補正して記憶部に記憶することにより達成される。
以上のようにすれば、歪補償信号(DA変換器入力)がDA変換器リミット(ダイナミックレンジ)を越えることがなくなり、DA変換器において振幅歪、位相歪が発生しない。しかも、歪補償係数ｈn+1(p)の位相を保持したままその大きさを小さくするものであるため位相追従が可能になる。
【００２０】
尚、本発明は、(1) 送信信号に歪補償係数を乗算して歪補償する第１の歪補償方式、及び(2) 参照信号(送信信号)に歪補償係数を乗算して得られた信号と送信信号との差を誤差信号として発生し、誤差信号及び主信号(送信信号)を別個にDA変換して合成して歪デバイスに入力する第２の歪補償方式、それぞれに適用できる。更に、シングルキャリアの送信装置やマルチキャリアの送信装置に適用できる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
（Ａ）本発明の原理
（ａ）概略構成
図１は本発明の概略構成図であり、２１は関数ｆ(p)の非線形歪を発生するデバイス（送信電力増幅器）、２２は送信電力増幅器の歪を補正する歪補償係数ｈ(p)を送信信号ｘ(t)のパワーｐ(=|ｘ(t)|2)に対応させて記憶する歪補償係数記憶部、２３は送信信号ｘ(t)のパワーｐに応じた歪補償係数ｈn(p)を記憶部２２から読み出し、該歪補償係数を用いて送信信号に歪補償処理を施すプリディストーション部、２４は歪補償処理を施されたディジタルの送信信号ｘ(t)*ｈn(p)をアナログ信号に変換するＤＡ変換器、２５は送信電力増幅器の出力信号ｙ(t)を帰還する帰還系、２６はフィードバック信号をディジタルに変換するＡＤ変換器、２７は歪補償前の送信信号ｘ(t)とフィードバック信号に基づいて歪補償係数ｈn+1(p)を演算する歪補償係数演算部、２８は演算された歪補償係数ｈn+1(p) あるいは補正された歪補償係数ｈn+1(p)′を送信信号のパワー|ｘ(t)|2に対応させて記憶部２２に記憶することにより歪補償係数を更新する歪補償係数更新部、
【００２２】
２９は比較部で、歪補償係数演算部２７で演算された歪補償係数ｈn+1(p)を記憶部２２に記憶する前に、該歪補償係数ｈn+1(p)を用いた歪補償処理によりプリディストーション部２３より出力されるであろう送信信号のパワーＰa(=|ｘ(t)*ｈn+1(p)|2)とＤＡ変換器２４のダイナミックレンジにより規定される最大電力値Ｐmaxを比較するもの、３０は歪補償係数補正部、３１は歪補償係数記憶部２２の読み出しアドレス／書き込みアドレスを発生する送信信号のパワー演算部である。
【００２３】
（ｂ）本発明の原理説明
図２は本発明の原理説明図である。
図１のディジタル構成の歪補償装置において、歪補償信号の上限はディジタルデータのビット数もしくはDA変換器２４のビット数(ダイナミックレンジ)で規定される。以下ではDA変換器２４のダイナミックレンジにより上限が制限されるものとする。図２において、破線の小さい四角LMSはDA変換器のダイナミックレンジにより規定されるDA変換器リミット、大きい四角LMLはディジタルデータのビット数により規定される演算リミットである。歪補償処理を施す前の送信信号をｘ(t)とし、該送信信号のパワーに応じた歪補償係数をhn(p)とすると、プリディストーション部２３から出力する歪補償信号はｘ(t)*ｈn(p)となる。この歪補償信号ｘ(t)*ｈn(p)がDA変換器リミットLMSに接する円以内であれば、送信信号ｘ(t)がどのような位相であろうともDA変換器リミットLMLを超えることはなく、DA変換器２４において振幅、位相がひずむことはない。
【００２４】
しかし、歪関数ｆ(p)の作用で送信電力増幅器２１の出力振幅が大きくなると、歪補償前の送信信号ｘ(t)とフィードバック信号の差が大きくなり、歪補償係数演算部２７から出力する歪補償係数ｈn+1(p)が大きくなる。かかる場合、該歪補償係数ｈn+1(p)を補正せずそのまま歪補償係数記憶部２２に記憶すると、いつか該歪補償係数が読み出されてプリディストーション部２３より歪補償信号 ｘ(t)*ｈn+1(p)が出力する。このとき、歪補償信号 ｘ(t)*ｈn+1(p)がDA変換器リミットLMSを越えると該DA変換器において振幅歪、位相歪が発生する。
そこで、歪補償係数ｈn+1(p)が演算されて記憶部２２に記憶される前に、該歪補償係数ｈn+1(p)を用いて歪補償するものとしたとき、歪補償により得られる信号ｘ(t)*ｈn+1(p)がDA変換器のリミットを越えるか事前に調べ、越える場合には歪補償係数の大きさをその位相を維持したまま小さくなるように補正する。このようにすれば、DA変換器入力が振幅制限されてDA変換器リミットLMSを越えることがなくなり、DA変換器において振幅歪、位相歪が発生しない。しかも、歪補償係数ｈn+1(p)の位相を保持したままその大きさを小さくするものであるため位相追従が可能になる。
【００２５】
（ｃ）振幅制御による振幅制限
以上から、比較部２９は歪補償係数ｈn+1(p)が求まった時、該歪補償係数を記憶部２２に記憶する前に、歪補償係数ｈn+1(p)を用いた歪補償処理によりプリディストーション部２３より出力されるであろう歪補償信号ｘ(t)*ｈn+1(p)とDA変換器リミットLMSと比較する。又、歪補償係数補正部３０は、ｘ(t)*ｈn+1(p)が DA変換器リミットLMSより小さくなるように歪補償係数ｈn+1(p)を１/ｍに補正する。歪補償係数更新部２８は歪補償信号ｘ(t)*ｈn+1(p)がDA変換器リミットLMSより大きければ、該補正された歪補償係数ｈn+1(p)/ｍを歪補償係数記憶部２２に記憶し、小さければ補正しない歪補償係数ｈn+1(p)をそのまま歪補償係数記憶部２２に記憶する。尚、ｘ(t)*ｈn+1(p)は複素数であるため、一般に次の（ｄ）のようにしてパワーに基づいて振幅制御するのが普通である。
【００２６】
（ｄ）電力制御による振幅制限
上記(ｃ）では直接DA変換器の入力信号振幅を制御し、該振幅ががDA変換リミット LMSに収まるように制御する場合であるが、歪補償信号ｘ(t)*ｈn+1(p)のパワー |ｘ(t)*ｈn+1(p)|2がDA変換器の上限パワーPmax以下となるように歪補償係数を補正して振幅がDA変換リミットLMSに接する等包絡線円ECIRに収まるように制御することもできる。かかる場合、比較部２９は歪補償係数ｈn+1(p)が求まった時、該歪補償係数を記憶部２２に記憶する前に、歪補償係数ｈn+1(p)を用いた歪補償処理によりプリディストーション部２３より出力されるであろう歪補償信号のパワーＰa(=|ｘ(t)*ｈn+1(p)|2)とDA変換器２４の上限パワーＰmaxを比較する。又、歪補償係数補正部３０は、|ｘ(t)*ｈn+1(p)|2が上限パワーＰmaxより大きいとき、上限パワー以下となるように歪補償係数ｈn+1(p)を１/ｍ補正する。歪補償係数更新部２８は、歪補償信号のパワーＰaが上限パワーＰmaxより大きいとき、該補正された歪補償係数ｈn+1(p)′＝ｈn+1(p)/ｍを歪補償係数記憶部２２に記憶し、小さいとき歪補償係数ｈn+1(p)を補正せずそのまま歪補償係数記憶部２２に記憶する。
この結果、歪補償係数ｈn+1(p)′で歪補償された信号ｘ(t)*ｈn+1(p)/ｍは等包絡線円ECIRの内側に収まり、DA変換器２４で振幅歪、位相歪は生じない。すなわち、振幅の歪補償は不完全であるが、位相は追従している為、歪補償装置を適用しない場合以上に歪特性が劣化することはない。
【００２７】
（ｅ）電力制御による別の振幅制限
DA変換器の設定されている許容上限パワーをＰmax、送信信号ｘ(t)に対する最大歪補償係数をｈ(p)MAXとすれば次式
Ｐmax＝|ｘ(t)*ｈ(p)MAX|2の関係が成り立つ。Ｐmaxは一定であるから、送信信号ｘ(t)と最大歪補償係数 ｈ(p)MAXは1:1の関係があり、送信信号ｘ(t)が決まれば最大歪補償係数ｈ(p)MAXが一意に定まる。従って、歪補償係数ｈn+1(p)の二乗値がこの最大歪補償係数 ｈ(p)MAXの二乗値より大きければ、該歪補償係数ｈn+1(p)を用いて得られる歪補償信号ｘ(t)*ｈn+1(p)は等包絡線円ECIRを越える。
【００２８】
以上より、比較部２９は歪補償係数ｈn+1(p)が演算された時、該歪補償係数の二乗値|ｈn+1(p)|2と送信信号ｘ(t)に応じた最大歪補償係数ｈ(p)MAXの二乗値 |ｈ(p)MAX|2の大小を比較する。又、歪補償係数補正部３０は|ｈn+1(p)|2が|ｈ(p)MAX|2より小さくなるように歪補償係数ｈn+1(p)を１/ｍに補正する。歪補償係数更新部２８は、|ｈn+1(p)|2＞|ｈ(p)MAX|2のとき、該補正された歪補償係数ｈn+1(p)′＝ｈn+1(p)/ｍを歪補償係数記憶部２２に記憶し、|ｈn+1(p)|2＜ |ｈ(p)MAX|2のとき歪補償係数ｈn+1(p)を補正せず、そのまま歪補償係数記憶部２２に記憶する。この結果、歪補償係数ｈn+1(p)′で歪補償された信号ｘ(t)*ｈn+1(p)/ｍは等包絡線円ECIRの内側に収まり、DA変換器で振幅歪、位相歪は生じない。
【００２９】
（ｆ）歪補償係数の補正演算が不要な構成
予め、|ｘ(t)|2,ｈn+1(p)の組み合わせに対応させて歪補償係数の補正値を記憶しておけば、歪補償係数の補正演算、歪補償信号のパワーＰaと上限パワーＰmaxの比較などの処理が不要になる。そこで、(1) 歪補償係数演算部で演算された歪補償係数ｈn+1(p)を用いて送信信号ｘ(t)に歪補償処理を施した時の送信信号のパワーＰaが上限パワーＰmaxより小さくなるように歪補償係数ｈn+1(p)を補正し、(2) 該補正された歪補償係数ｈn+1(p)′を|ｘ(t)|2,ｈn+1(p)の組み合わせに対応させてテーブル化する。又、(3) 歪補償された送信信号のパワーＰaが上限パワーＰmaxより小さいときは、歪補償係数ｈn+1(p)をそのまま |ｘ(t)|2，ｈn+1(p)の組み合わせに対応させてテーブル化する。
【００３０】
かかる状態において、歪補償係数演算部２７で歪補償係数ｈn+1(p)が演算されると、歪補償係数更新部２８は該歪補償係数ｈn+1(p)、送信信号ｘ(t)のパワー|ｘ(t)|2の組み合わせに応じた歪補償係数の補正値をテーブルより求めて歪補償係数記憶部２２に記憶する。以後、プリディストーション部２３は次の送信信号ｘ(t)に対する歪補償処理に際して、記憶部２２より補正済みの歪補償係数を読み出し歪補償処理して出力する。
以上では記憶部２２へ書き込む前にテーブルを用いて歪補償係数を補正する例であるが、記憶部２２より読み出し、該テーブルを用いて補正するように構成することもできる。すなわち、歪補償係数演算部２７で歪補償係数ｈn+1(p)が演算された時、歪補償係数更新部２８は該歪補償係数ｈn+1(p)をそのまま歪補償係数記憶部２２に記憶する。そして、送信信号ｘ(t)に対する歪補償処理に際して記憶部２２より歪補償係数ｈn(p)が読み出された時、プリディストーション部２３は該歪補償係数ｈn(p)、送信信号ｘ(t)のパワー|ｘ(t)|2の組み合わせに応じた歪補償係数の補正値をテーブルより求めて歪補償処理して出力する。
【００３１】
（ｇ）フィードバック信号の振幅制御による振幅制限
歪補償後の信号振幅の制限オーバが検知されたとき、増幅器出力からのフィードバック信号の振幅を大きくする。制限オーバ時にフィードバック信号の振幅を大きくすることにより、送信信号とフィードバック信号の差が小さくなり、歪補償係数が減少し、以後歪補償後の信号振幅の制限オーバを防止できる。
又、送信信号の振幅あるいは電力とゲインの対応をテーブル化しておき、実際の送信信号の振幅あるいは電力に応じたゲインをテーブルより求め、該ゲインに基づいてフィードバック信号の振幅を制御する。このようにすれば、歪補償後の信号振幅が制限値をオーバしているか検知することなく、歪補償後の信号振幅の制限オーバを防止できる。
【００３２】
（Ｂ）送信信号に歪補償係数を乗算して歪補償信号を出力する歪補償装置の実施例
（ａ）第１実施例
図３は送信信号に歪補償係数を乗算して歪補償信号を出力する歪補償装置に適用した本発明の第１実施例であり、図１と同一部分には同一符号を付しており、３２〜３７はタイミング合わせ用の遅延回路である。
歪補償係数演算部２７は図３４の従来例と同様にLMSアルゴリズムにより歪補償係数ｈn+1(n)を演算するもので、共役複素信号出力部２７ａ、歪補償処理前の送信信号ｘ(t)と帰還復調信号ｙ(t)の差ｅ(t)を出力する減算器２７ｂ、誤差ｅ(t)とｕ*(t)の乗算を行う乗算器２７ｃ、ｈn(p)とｙ*(t)の乗算を行う乗算器２７ｄ、ステップサイズパラメータμを乗算する乗算器２７ｅ、ｈn(p)とμｅ(t)ｕ*(t)を加算する加算器２７ｆを備えている。
【００３３】
歪補償係数更新部２８は、歪補償係数記憶部２２に記憶されている歪補償係数を更新するものでセレクタ２８ａを備えている。セレクタ２８ａは歪補償信号のパワーＰa(=|ｘ(t)*ｈn+1(p)|2)が、DA変換器２４のダイナミックレンジに応じて予め設定されている上限パワーＰmaxより大きいとき歪補償係数Ｘ（＝ｈn+1(p)/ｍ）を歪補償係数記憶部２２に記憶し、小さいとき補正しない歪補償係数Ｙ（＝ｈn+1(p)）を歪補償係数記憶部２２に記憶する。
比較部２９は、歪補償信号のパワーＰa(=|ｘ(t)*ｈn+1(p)|2)と設定されている上限パワーＰmaxの大小を比較するもので、パワー演算部２９ａと比較器２９ｂを備えている。パワー演算部２９ａは、歪補償係数演算部２７で得られた歪補償係数ｈn+1(p)を用いた歪補償処理によりプリディストーション２３から出力される歪補償信号ｘ(t)*ｈn+1(p)のパワーＰaを計算し、比較器２９ｂは該パワーＰa(=|ｘ(t)*ｈn+1(p)|2)と上限パワーＰmaxの大小を比較し、比較結果をセレクタ２８ａに入力する。尚、*は複素乗算を意味する。
【００３４】
歪補償係数補正部３０は、送信信号のパワーＰa(=|ｘ(t)*ｈn+1(p)|2)が上限パワーＰmaxより大きいとき、上限パワー以下となるように歪補償係数ｈn+1(p)を１/ｍに補正するもので、ｍ値制御部３０ａと補正値演算部３０ｂを有している。ｍは係数減衰比で、ｍ2は歪補償信号のパワー|ｘ(t)*ｈn+1(p)|2と上限パワーＰmaxの比である。従って、次式
ｍ2＝|ｘ(t)*ｈn+1(p)|2／Ｐmax
の関係があり、ｍは
ｍ＝｛|ｘ(t)*ｈn+1(p)|2／Ｐmax｝1/2 (1)
より求まる。ｍ値制御部３０ａは(1)式の演算を行って係数減衰比ｍを演算し、補正値演算部３０ｂは次式
Ｘ＝ｈn+1(p)/ｍ (2)
により歪補償係数の補正値Ｘを演算して出力する。
【００３５】
遅延回路３２は、セレクタ２８ａより歪補償係数が出力されるタイミングにおいて書き込みアドレス（Write adr)が発生するようにパワー演算部３１の出力信号を遅延する。遅延回路３３は歪補償前の送信信号ｘ(t)と帰還信号ｙ(t)のタイミングを合わせるもので、送信信号を帰還信号が減算部２７ｂに到達するまで遅延する。遅延回路３４は加算器２７ｆの入力信号のタイミングを合わせるもので、歪補償係数記憶部２２から出力する歪補償係数ｈn(p)を乗算器２７ｅからμｅ(t)ｕ*(t)が出力するまで遅延する。遅延回路３５はプリディストーション部２３の入力信号のタイミングを合わせるもので、歪補償係数記憶部２２から歪補償係数が読み出されてプリディストーション部に入力するまでの時間、送信信号ｘ(t)を遅延する。遅延回路３６は、パワー演算部２９ａの入力信号のタイミングを合わせるもので、歪補償係数演算部２７より歪補償係数ｈn+1が出力するまでの時間、送信信号ｘ(t)を遅延する。遅延回路３７はセレクタ入力Ｘ，Ｙの出力タイミングを合わせるもので、補正値Ｘが発生するまで歪補償係数ｈn+1の出力タイミングを遅延する。
【００３６】
比較部２９は歪補償係数ｈn+1(p)が求まった時、該歪補償係数ｈn+1(p)を用いた歪補償処理によりプリディストーション部２３より出力されるであろう歪補償信号のパワー|ｘ(t)*ｈn+1(p)|2とDA変換器２４の上限パワーＰmaxを比較する。又、歪補償係数補正部３０は、パワー|ｘ(t)*ｈn+1(p)|2が上限パワーＰmax以下となるように歪補償係数ｈn+1(p)を１/ｍに補正する。歪補償係数更新部２８は、歪補償信号のパワーが上限パワーＰmaxより大きいとき、歪補償係数の補正値Ｘ（＝ｈn+1(p)/ｍ）を歪補償係数記憶部２２に記憶し、小さいとき補正しない歪補償係数Ｙ（＝ｈn+1(p)）を歪補償係数記憶部２２に記憶する。以後、プリディストーション部２３は次の送信信号ｘ(t)に対する歪補償処理に際して、記憶部２２より補正済みの歪補償係数を読み出し、歪補償処理して出力する。この際、歪補償信号は等包絡線円ECIR（図２）の内側に収まり、DA変換器で振幅歪、位相歪は生じない。
【００３７】
（ｂ）第２実施例
図４は送信信号に歪補償係数を乗算して歪補償信号を出力する歪補償装置に適用した本発明の第２実施例であり、図３と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、比較部２９の構成であり、テーブル２９ｃ、演算部２９ｄ、比較器２９ｅを有している。テーブル２９ｃは、送信信号ｘ(t)のパワー|ｘ(t)|2に応じた最大歪補償係数ｈ(p)MAXの二乗値|ｈ(p)MAX|2を記憶し、演算部２９ｄは歪補償係数 ｈn+1(p)の二乗値|ｈn+1(p)|2を演算し、比較器２９ｅは|ｈ(p)MAX|2と|ｈn+1(p)|2の大小を比較する。
【００３８】
DA変換器の許容上限パワーをＰmax、送信信号ｘ(t)に対する最大歪補償係数をｈ(p)MAXとすれば次式
Ｐmax＝|ｘ(t)*ｈ(p)MAX|2 (3)
の関係が成り立つ。Ｐmaxは一定であるから、送信信号ｘ(t)と最大歪補償係数 ｈ(p)MAXは1:1の関係があり、送信信号ｘ(t)が決まれば最大歪補償係数ｈ(p)MAXが一意に定まる。従って、第１実施例におけるＰmax(=|ｘ(t)*ｈ(p)MAX|2)と歪補償信号のパワーＰa(=|ｘ(t)*ｈn+1(p)|2)の大小関係は、|ｈ(p)MAX|2と|ｈn+1(p)|2の大小関係と一致する。そこで、比較器２９ｅは|ｈ(p)MAX|2と|ｈn+1(p)|2の大小を比較する。又、歪補償係数補正部３０は、(1)、(2)式に従って|ｈn+1(p)|2が |ｈ(p)MAX|2以下となるように歪補償係数ｈn+1(p)を１/ｍに補正する。歪補償係数更新部２８は、|ｈn+1(p)|2＞|ｈ(p)MAX|2のとき、補正された歪補償係数Ｘ(=ｈn+1(p)/ｍ)を歪補償係数記憶部２２に記憶し、|ｈn+1(p)|2＜|ｈ(p)MAX|2のとき補正しない歪補償係数Ｙ（=ｈn+1(p)）を歪補償係数記憶部２２に記憶する。以後、プリディストーション部２３は次の送信信号ｘ(t)に対する歪補償処理に際して、記憶部２２より補正済みの歪補償係数を読み出し、歪補償処理して出力する。この際、歪補償信号は等包絡線円ECIR（図２）の内側に収まり、DA変換器で振幅歪、位相歪は生じない。
【００３９】
（ｃ）第３実施例
図５は送信信号に歪補償係数を乗算して歪補償信号を出力する歪補償装置に適用した本発明の第３実施例で、図３と同一部分には同一符号を付している。異なる点は
(1) 予め、|ｘ(t)|2,ｈn+1(p)の組み合わせに対応させて歪補償係数ｈn+1(n)の補正値ｈn+1(p)′を歪補償値リミッタテーブル４１に記憶する点、
(2) 所望の歪補償係数の補正値をテーブル４１より読み出して歪補償係数記憶部２２に記憶する点、
(3) 比較部２９、歪補償係数補正部３０を削除した点である。
歪補償値リミッタテーブル４１の作成は以下に従って行う。すなわち、歪補償係数ｈn+1(p)を用いて送信信号ｘ(t)に歪補償処理を施した時の歪補償信号のパワー|ｘ(t)*ｈn+1(p)|2が上限パワーＰmaxより小さくなるように該歪補償係数 ｈn+1(p)を１/ｍに補正する。しかる後、補正値ｈn+1(p)′（＝ｈn+1(p)/ｍ）を|ｘ(t)|2,ｈn+1(p)の組み合わせに対応させてテーブル化する。この場合、 |ｘ(t)*ｈn+1(p)|2が上限パワーＰmaxより小さければ、歪補償係数ｈn+1(p)を補正せずそのまま|ｘ(t)|2，ｈn+1(p)の組み合わせに対応させてテーブル化する。
【００４０】
歪補償処理において、歪補償係数演算部２７で歪補償係数ｈn+1(p)が演算されると、歪補償係数更新部２８は該歪補償係数ｈn+1(p)、送信信号ｘ(t)のパワー|ｘ(t)|2の組み合わせに応じた歪補償係数の補正値ｈn+1(p)′をテーブル４１より求めて歪補償係数記憶部２２に記憶する。以後、プリディストーション部２３は次の送信信号ｘ(t)に対する歪補償処理に際して、記憶部２２より補正済みの歪補償係数を読み出し歪補償処理して出力する。
以上のようにすれば、比較演算、補正値演算が不要となり、高速に歪補償係数の補正値を得ることができ、しかも、構成がシンプルになる。
【００４１】
（ｄ）第４実施例
図６は送信信号に歪補償係数を乗算して歪補償信号を出力する歪補償装置に適用した本発明の第４実施例で、図５と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、テーブル４１の位置であり、第３実施例では歪補償係数記憶部２２の前段にテーブル４１を設けているが、第４実施例では歪補償係数記憶部２２の後段にテーブル４１を設けている。すなわち、第４実施例では記憶部２２より歪補償係数を読み出した後にテーブル４１を用いて歪補償係数を補正する。
歪補償処理において、歪補償係数演算部２７で歪補償係数ｈn+1(p)が演算されると、歪補償係数更新部２８は該歪補償係数ｈn+1(p)をそのまま歪補償係数記憶部２２に記憶する。そして、次の送信信号ｘ(t)の歪補償処理に際して記憶部２２より歪補償係数ｈn(p)が読み出されると、プリディストーション部２３は該歪補償係数ｈn(p)、|ｘ(t)|2の組み合わせに応じた補正済みの歪補償係数ｈn(p)′をテーブル４１より求めて歪補償処理して出力する。
【００４２】
（ｅ）第５実施例
図７は歪補償係数の補正演算を簡単にする実施例であり、図３の第１実施例と同一部分には同一符号を付している。第１実施例では、歪補償係数の補正演算において割算が必要となりハードウェア規模が大きくなる。第５実施例では割算をビットシフトで実現する。尚、第５実施例では、歪補償信号のパワー|ｘ(t)*ｈn+1(p)|2が上限パワーＰmaxより大きいとき、次式
[{hn(p)+△hn+1(p)}-{hn(p)+△hn+1(p)}/ｒ]2≦(hn(p))2 (4)
[hn+1(p)-hn+1(p)/ｒ]2≦(hn(p))2 (4)′
が成立するように歪補償係数ｈn+1(p)を[hn+1(p)-hn+1(p)/ｒ]に補正する。上式において、△hn+1(p)は乗算器２７ｅの出力である。(4)′式が満たされるようにｒを決定し、補正値ｈn+1(p)′を次式
ｈn+1(p)′＝[hn+1(p)-hn+1(p)/ｒ] (5)
とすれば、hn(p)はDA変換器リミット以下であるから、補正値hn+1(p)′も確実にリミット値以下なる。
【００４３】
(4)式を変形すると
[hn(p)+{△hn+1(p)-(hn(p)+△hn+1(p))/ｒ}]2≦(hn(p))2 (4)″
となり、
△hn+1(p)-(hn(p)+△hn+1(p))/ｒ≦0 (6)
であれば、必ず(4)式が成立する。従って、(6)式より次式
ｒ≦{hn(p)+△hn+1(p)}/△hn+1(p)=hn+1(p)/△hn+1(p) (6)′
を満足するようにｒを定め、(5)式により歪補償係数hn+1(p)を補正すればよい。しかし、(6)′式では割算が含まれる。そこで、
2H≦△hn+1(p)
を満足する最大の整数Hを求め、hn+1(p)をH回シフトすることによりｒを求める。この場合、(5)式において割算が含まれる。そこで、次式
ｒ≦２R (7)
を満足する最小の整数値Ｒを求めれば、(5)式の右辺は分子である歪補償係数 hn+1(p)をＲ回シフトすることにより簡単に求めることができる。
【００４４】
歪補償係数補正部３０において、Ｒ値制御部３０ｃは(7)式を満足する最小の整数値Ｒを求めて出力し、演算部３０ｄはシフトと減算により補正値
ｈn+1(p)′＝[hn+1(p)-hn+1(p)/ｒ]
を演算してセレクタ２８ａに入力する。セレクタ２８ａは、歪補償信号のパワーＰaが上限パワーＰmaxより大きいとき、補正値Ｘ（＝[hn+1(p)-hn+1(p)/ｒ]）を歪補償係数記憶部２２に記憶し、小さいとき補正しない歪補償係数Ｙ（＝ｈn+1(p)）を歪補償係数記憶部２２に記憶する。
【００４５】
（ｆ）第６実施例
図８は歪補償係数の補正演算を簡単にする実施例であり、図４の第２実施例と同一部分には同一符号を付している。第２実施例では、歪補償係数の補正演算において割算が必要となりハードウェア規模が大きくなる。第６実施例では割算をビットシフトで実現するもので、歪補償係数補正部３０の構成は第２実施例と異なるが、図７の構成とまったく同じである。
【００４６】
（ｇ）第７実施例
第１〜第６実施例はシングルキャリアの送信装置に適用した例であるが、マルチキャリアの送信装置にも適用できる。図９は複数の送信信号をマルチキャリア信号を用いて送信する場合の送信装置の構成図であり、４つの周波数を多重して送信する場合の例を示している。ディジタルの各送信信号ｘ1(t)，ｘ2(t)，ｘ3(t)，ｘ4(t)は周波数シフト部５１〜５４でexp(jω1t)，exp(jω2t)，exp(jω3t)，exp(jω4t)(ωn=2πfn)を乗算されて周波数ｆ1,ｆ2,ｆ3,ｆ4に周波数シフトを施された後、合成部５５で周波数多重される。このディジタル周波数多重信号はシングルキャリアの送信信号に対応し、以後、シングルキャリアの場合と同様の歪補償処理が行われる。
【００４７】
図１０は第１、第２、第５、第６実施例の歪補償装置を図９のマルチキャリア送信装置に適用した場合の第７実施例であり、同一部分には同一符号を付している。
図１１は図５の第３実施例の歪補償装置を図９のマルチキャリア送信装置に適用した場合の第８実施例であり、図５，図９と同一部分には同一符号を付している。
図１２は図６の第４実施例の歪補償装置を図９のマルチキャリア送信装置に適用した場合の第９実施例であり、図６、図９と同一部分には同一符号を付している。
【００４８】
（Ｃ）主信号に誤差信号を合成して歪デバイスに入力する歪補償装置
以上では、送信信号に歪補償係数を乗算して歪補償信号を発生して送信電力増幅器に入力する歪補償装置に適用した例であるが、主信号（送信信号）と該送信信号に付加する歪成分（誤差信号）のそれぞれを独立にＤＡ変換した後、合成して送信電力増幅器に入力する歪補償装置にも適用できる。尚、後者の歪補償装置によれば、誤差信号の振幅が小さいため、誤差信号のみを出力するＤＡ変換器のビット精度を低くでき、又、送信信号のみを出力するＤＡ変換器にも大きなダイナミックレンジが不要であり、該ＤＡ変換器のビット精度を低くできる利点がある。
【００４９】
（ａ）第１実施例
図１３はアナログの送信信号と誤差信号を合成する歪補償装置の第１実施例の構成図であり、これまでの実施例と同一部分には同一符号を付している。
図中、２１は関数ｆ(p)の非線形歪を発生するデバイス（送信電力増幅器）、２２は送信電力増幅器の歪を補正する歪補償係数ｈ(p)を送信信号ｘ(t)のパワーｐ（＝|ｘ(t)|2）に対応させて記憶する歪補償係数記憶部、２５は送信電力増幅器の出力信号ｙ(t)を帰還する帰還系、２６はフィードバック信号をディジタルに変換するＡＤ変換器、２７は歪補償前の送信信号ｘ(t)とフィードバック信号に基づいて歪補償係数ｈn+1(p)を演算する歪補償係数演算部、２８はセレクタ２８ａを備え、演算された歪補償係数ｈn+1(p)あるいは補正された歪補償係数 ｈn+1(p)′を送信信号パワー|ｘ(t)|2に対応させて記憶部２２に記憶する歪補償係数更新部、２９は歪補償係数演算部で演算された歪補償係数ｈn+1(p)の二乗値|ｈn+1(p)|2と最大歪補償係数の二乗値|ｈ(n)MAX|2の大小を比較する比較部、 ３０は歪補償係数ｈn+1(p)を１/ｍして補正値ｈn+1(p)′（＝ｈn+1(p)/ｍ）を出力する歪補償係数補正部、３１は歪補償係数記憶部２２の読み出しアドレス／書き込みアドレスを発生する送信信号のパワー演算部、３２〜３９はタイミング合わせ用の遅延回路である。
【００５０】
又、６１は誤差信号発生部であり、送信信号のパワー|ｘ(t)|2に応じた歪補償係数ｈn(p)を記憶部２２から読み出し、該歪補償係数ｈn(p)を送信信号ｘ(t)に複素乗算する乗算器６１ａ、乗算器の出力信号ｘ(t)*ｈn(p)と送信信号ｘ(t)との差である誤差信号Ｅ(t)を出力する減算器６１ｂを有している。６２はディジタルの誤差信号Ｅ(t)をアナログに変換するDA変換器、６３は送信信号(主信号)ｘ(t)をアナログに変換するDA変換器、６４はアナログの送信信号ｘ(t)アナログの誤差信号Ｅ(t)を合成して出力する合成部である。
【００５１】
DA変換器６２は歪信号（誤差信号）Ｅ(t)のみをDA変換する構成になっており、歪補償係数の上限値は送信信号ｘ(t)によらずにある値ｈ(p)MAXに固定である。従って、送信信号のパワーに応じた歪補償係数ｈn(p)がDA変換器リミットLHS（図１４参照）に接する半径ｈ(p)MAXの円内にあれば、歪補償係数ｈn(p)がどのような位相であろうともDA変換器リミットLHSを超えることはなく、DA変換器２４において振幅、位相がひずむことはない。しかし、歪み関数ｆ(p)の作用で送信電力増幅器２１の出力振幅が大きくなると、歪補償前の送信信号ｘ(t)とフィードバック信号の差が大きくなり、歪補償係数演算部２７から出力する歪補償係数ｈn+1(p)が大きくなり、最大歪補償係数ｈ(p)MAXより大きくなる。かかる場合、該歪補償係数ｈn+1(p)を補正せずそのまま歪補償係数記憶部２２に記憶すると、いつか該歪補償係数が読み出されることになり、その際、歪補償係数ｈn(p)がDA変換器リミットLHSを越え、DA変換器６２において振幅歪、位相歪が発生する。
【００５２】
そこで、歪補償係数ｈn+1(p)が演算されて記憶部に記憶する前に、該歪補償係数の二乗|ｈn+1(p)|2と上限歪補償係数の二乗|ｈ(p)MAX|2の大小を比較し、 |ｈn+1(p)|2＞|ｈ(p)MAX|2であれば歪補償係数の大きさをその位相を維持したまま１/ｍに補正する。このようにすれば、DA変換器入力が振幅制限されることになり、DA変換器リミットLHSを越えることがなくなり、DA変換器において振幅歪、位相歪が発生しない。しかも、歪補償係数ｈn+1(p)の位相を保持したままその大きさを小さくするものであるため位相追従が可能になる。尚、二乗している理由は歪補償係数ｈn+1(p)が複素数であるためである。
【００５３】
以上より、比較部２９は歪補償係数演算部２７で演算された歪補償係数ｈn+1(p)の二乗値|ｈn+1(p)|2と最大歪補償係数の二乗値|ｈ(n)MAX|2の大小を比較し、歪補償係数更新部２８は、|ｈn+1(p)|2が|ｈ(p)MAX|2より小さければ演算された歪補償係数ｈn+1(p)を補正することなくそのまま記憶部２２に記憶し、|ｈn+1(p)|2が|ｈ(p)MAX|2より大きければ歪補償係数の補正値ｈn+1(p)′を記憶部２２に記憶する。
以後、次の送信信号ｘ(t)に対する歪補償処理に際して、記憶部２２より補償済みの歪補償係数ｈn(p)を読み出して誤差信号Ｅ(t)を出力し、合成部６４はＤＡ変換器６２、６３でそれぞれ独立にＤＡ変換されたアナログの主信号（送信信号）と誤差信号を合成して送信電力増幅器に入力する。この際、歪補償係数ｈn(p)は最大歪補償係数ｈ(p)MAXより小さいためDA変換器６２で振幅歪、位相歪は生じない。
【００５４】
（ｂ）第２実施例
図１５は独立にＤＡ変換されたアナログの送信信号と誤差信号を合成に送信電力増幅器に入力する歪補償装置の第２実施例の構成図であり、図１３の第１実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は比較部２９及び歪補償係数補正部３０の構成を明示した点である。
比較部２９は最大歪補償係数の二乗値|ｈ(n)MAX|2を保持する記憶部２９ｇ、歪補償係数の二乗値|ｈn+1(p)|2を演算する演算２９ｈ、|ｈn+1(p)|2と|ｈ(p)MAX|2の大小を比較する比較部２９ｉを備えている。歪補償係数補正部３０は歪補償係数の二乗値|ｈn+1(p)|2が最大歪補償係数の二乗値|ｈ(n)MAX|2より小さくなるように歪補償係数ｈn+1(p)を１/ｍに補正するもので、ｍ値制御部３０ｅと補正値演算部３０ｆを有している。ｍは係数減衰比で、次式
ｍ2＝|ｈn+1(p)|2／|ｈ(p)MAX|2
の関係があり、ｍは
ｍ＝|ｈn+1(p)|／|ｈ(p)MAX| (8)
より求まる。ｍ値制御部３０ａは(8)式の演算を行って係数減衰比ｍを演算し、補正値演算部３０ｂは次式
Ｘ＝ｈn+1(p)/ｍ
により歪補償係数の補正値Ｘを演算して出力する。
【００５５】
比較部２９は歪補償係数ｈn+1(p)が求まった時、|ｈn+1(p)|2と|ｈ(p)MAX|2の大小を比較する。又、歪補償係数補正部３０は、歪補償係数の二乗値|ｈn+1(p)|2が最大歪補償係数の二乗値|ｈ(n)MAX|2より小さくなるように歪補償係数ｈn+1(p)を１/ｍに補正する。歪補償係数更新部２８は、|ｈn+1(p)|2が|ｈ(p)MAX|2より小さければ演算された歪補償係数ｈn+1(p)を補正することなくそのまま記憶部２２に記憶し、|ｈn+1(p)|2が|ｈ(p)MAX|2より大きければ歪補償係数の補正値ｈn+1(p)′を記憶部２２に記憶する。
以後、次の送信信号ｘ(t)に対する歪補償処理に際して、記憶部２２より補正済みの歪補償係数ｈn(p)を読み出して誤差信号Ｅ(t)を出力し、合成部６４はＤＡ変換器６２，６３でそれぞれ独立してＤＡ変換された送信信号と誤差信号を合成して送信電力増幅器に入力する。この際、歪補償係数ｈn(p)は最大歪補償係数ｈ(p)MAXより小さいためDA変換器６２で振幅歪、位相歪は生じない。
【００５６】
（ｃ）第３実施例
図１６は独立にＤＡ変換されたアナログの送信信号と誤差信号を合成して送信電力増幅器に入力する歪補償装置の第３実施例の構成図であり、図１３の第１実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は
(1) 予めｈn+1(p)に対応させて歪補償係数の補正値ｈn+1(p)′を歪補償値リミッタテーブル４１に記憶する点、
(2) 所望の歪補償係数の補正値ｈn+1(p)′をテーブル４１より読み出して歪補償係数記憶部２２に記憶する点、
(3) 比較部２９、歪補償係数補正部３０を削除した点、
(4) 遅延回路を省略したた点である。
歪補償値リミッタテーブル４１の作成は以下に従って行う。すなわち、歪補償係数の二乗値|ｈn+1(p)|2が最大歪補償係数の二乗値|ｈ(n)MAX|2より小さくなるように該歪補償係数ｈn+1(p)を１/ｍに補正し、該補正値ｈn+1(p)′（＝ｈn+1(p)/ｍ）をｈn+1(p)に対応させてテーブル化する。この場合、|ｈn+1(p)|2が|ｈ(n)MAX|2より小さければ、歪補償係数ｈn+1(p)を補正せずそのままｈn+1(p)に対応させてテーブル化する。
【００５７】
歪補償処理において、歪補償係数演算部２７で歪補償係数ｈn+1(p)が演算されると、歪補償係数更新部２８は該歪補償係数ｈn+1(p)に応じた歪補償係数の補正値ｈn+1(p)′をテーブル４１より求めて歪補償係数記憶部２２に記憶する。
以後、次の送信信号ｘ(t)に対する歪補償処理に際して、記憶部２２より補正済みの歪補償係数ｈn(p)を読み出して誤差信号Ｅ(t)を出力し、合成部６４はＤＡ変換器６２，６３でそれぞれ独立にＤＡ変換された送信信号と誤差信号を合成して送信電力増幅器２１に入力する。この際、歪補償係数ｈn(p)は最大歪補償係数ｈ(p)MAXより小さいためDA変換器６２で振幅歪、位相歪は生じない。
【００５８】
（ｄ）第４実施例
図１７は独立にＤＡ変換されたアナログの送信信号と誤差信号を合成して送信電力増幅器に入力する歪補償装置の第４実施例の構成図であり、図１６と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、テーブル４１の位置であり、第３実施例では歪補償係数記憶部２２の前段にテーブル４１を設けているが、第４実施例では歪補償係数記憶部２２の後段にテーブル４１を設けている。すなわち、第４実施例では記憶部２２より歪補償係数を読み出した後にテーブル４１を用いて歪補償係数を補正する。
歪補償処理において、歪補償係数演算部２７で歪補償係数ｈn+1(p)が演算されると、歪補償係数更新部２８は該歪補償係数ｈn+1(p)をそのまま歪補償係数記憶部２２に記憶する。そして、次の、送信信号ｘ(t)の歪補償処理に際して記憶部２２より歪補償係数ｈn(p)が読み出されると、誤差信号発生部６１は該歪補償係数ｈn(p)に応じた補正歪補償係数ｈn(p)′をテーブル４１より求めて誤差信号Ｅ(t)を出力し、合成部６４はＤＡ変換器６２，６３でそれぞれ独立にＤＡ変換された送信信号と誤差信号を合成して送信電力増幅器２１に入力する。
【００５９】
（ｅ）マルチキャリアの送信装置に適用した実施例
第１〜第４実施例はシングルキャリアの送信装置に適用した例であるが、マルチキャリアの送信装置にも適用できる。図１８は複数の送信信号をマルチキャリア信号を用いて送信する場合の送信装置の構成図であり、４つの周波数を多重して送信する場合の例を示している。
各キャリアの送信信号ｘ1(t),，ｘ2(t)，ｘ3(t)，ｘ4(t)は、各々独立のＤＡ変換器７１1〜７１4によりアナログ信号に変換され、フィルタ７２1〜７２4を通過後、周波数変換部７３1〜７３4で所望のキャリア周波数ｆ1,ｆ2,ｆ3,ｆ4に周波数変換され（図１９の（ａ）参照）、合成部７４で周波数多重される。
得られた周波数多重信号(主信号)ＳMは合成部６４において誤差信号発生部６１から出力する誤差信号Ｅ(t)と合成されて送信電力増幅器２１に入力される。送信電力増幅器２１の出力の一部は周波数変換器７５で周波数ｆ1-ｆ0,ｆ2-ｆ0,ｆ3-ｆ0,ｆ4-ｆ0の多重信号に周波数変換され、フィルタ７６通過後にＡＤ変換器２６でＡＤ変換されフィードバック信号ＳFとして歪補償係数演算部２７に入力する。
【００６０】
一方、送信信号ｘ1(t)，ｘ2(t)，ｘ3(t)，ｘ4(t)は周波数シフト部７７1〜７７4でexpj(ω1-ω0)t，expj(ω2-ω0)t，expj(ω3-ω0)t，expj(ω4-ω0)t(ただしωn=2πfn)を乗算されて周波数ｆ1-ｆ0,ｆ2-ｆ0,ｆ3-ｆ0,ｆ4-ｆ0に周波数シフトを施された後（図１９の（ｂ）参照）、合成部７８で周波数多重され、歪補償装置に参照信号ＳRとして入力する。
歪補償装置は、参照信号ＳRとフィードバック信号ＳFを用いて電力増幅器２１の非線形歪みに起因する誤差信号Ｅを計算して出力する。ＤＡ変換器６２は得られた誤差信号ＥをＤＡ変換し、フィルタ７９を介して周波数変換部８０に入力する。周波数変換部８０は誤差信号Ｅに周波数ｆ0の信号を乗算して、周波数ｆ1,ｆ2,ｆ3,ｆ4の誤差信号にアップコンバートする。合成部６４は周波数ｆ1,ｆ2,ｆ3,ｆ4の主信号（送信信号）ＳMと周波数ｆ1,ｆ2,ｆ3,ｆ4の誤差信号Ｅを合成し、合成信号を送信電力増幅器２１に入力する。これにより周波数多重信号（主信号）にアンプの非線形歪みの逆特性を付加した信号が得られる。
【００６１】
図２０は図１３の第１実施例の歪補償装置を図１８のマルチキャリア送信装置に適用した場合の第５実施例であり、図１３及び図１８と同一部分には同一符号を付している。但し、７０1〜７０3はタイミング合わせ用の遅延回路である。
図２１は図１５の第２実施例の歪補償装置を図１８のマルチキャリア送信装置に適用した場合の第５実施例であり、図１５及び図１８と同一部分には同一符号を付している。
図２２は図１６の第３実施例の歪補償装置を図１８のマルチキャリア送信装置に適用した場合の第７実施例であり、図１６及び図１８と同一部分には同一符号を付している。
図２３は図１７の第４実施例の歪補償装置を図１８のマルチキャリア送信装置に適用した場合の第８実施例であり、図１７及び図１８と同一部分には同一符号を付している。
【００６２】
（ｆ）別のマルチキャリアの送信装置に適用した実施例
図２４は複数の送信信号をマルチキャリア信号を用いて送信する別の送信装置の構成図であり、４つの周波数を多重して送信する場合の例を示している。
各キャリアの送信信号ｘ1(t)，ｘ2(t)，ｘ3(t)，ｘ4(t)は、周波数シフト部９１1〜９１4でexpjω1t，expjω2t，expjω3t，expjω4t(ただしωn=2πfn)を乗算されて周波数ｆ1,ｆ2,ｆ3,ｆ4に周波数シフトを施された後（図２５（ａ）参照）、各々独立のＤＡ変換器９２1〜９２4によりアナログ信号に変換され、合成部９３で周波数多重される。周波数多重信号はローパスフィルタ９９を通過後、周波数シフト部１００で高周波数帯ｆ0-ｆ1,ｆ0-ｆ2,ｆ0-ｆ3,ｆ0-ｆ4にシフトされ（図２５（ｂ）参照）、主信号ＳMとなって合成部６４に入力する。以後、周波数多重信号(主信号)ＳMは合成部６４において誤差信号発生部６１から出力する誤差信号Ｅと合成されて送信電力増幅器２１に入力される。送信電力増幅器２１の出力の一部は周波数変換器９４で周波数ｆ1,ｆ2,ｆ3,ｆ4の低周波数帯の多重信号に周波数変換され、フィルタ９５通過後にＡＤ変換器２６でＡＤ変換されフィードバック信号ＳFとして歪補償係数演算部２７に入力する。
【００６３】
又、周波数シフト部９１1〜９１4の出力は合成部９６で周波数合成された後、歪補償装置に参照信号ＳRとして入力する。
歪補償装置は、参照信号ＳRとフィードバック信号ＳFを用いて電力増幅器２１の非線形歪みに起因する誤差信号Ｅを計算して出力する。ＤＡ変換器６２は得られた誤差信号ＥをＤＡ変換し、フィルタ９７を介して周波数変換器９８に入力する。周波数変換器９８は周波数ｆ1,ｆ2,ｆ3,ｆ4の誤差信号Ｅに周波数ｆ0の高周波数信号を乗算して高周波数帯ｆ0-ｆ1,ｆ0-ｆ2,ｆ0-ｆ3,ｆ0-ｆ4にシフトする。合成部６４は主信号（送信信号）ＳMと誤差信号Ｅを合成し、合成信号を送信電力増幅器２１にに入力する。これにより周波数多重信号（主信号）にアンプの非線形歪みの逆特性を付加した信号が得られる。
【００６４】
図２６は図１３の第１実施例の歪補償装置を図２４のマルチキャリア送信装置に適用した場合の第９実施例であり、図１３及び図２４と同一部分には同一符号を付している。但し、９０1〜９０3はタイミング合わせ用の遅延回路である。
図２７は図１５の第２実施例の歪補償装置を図２４のマルチキャリア送信装置に適用した場合の第１０実施例であり、図１６及び図２４と同一部分には同一符号を付している。
図２８は図１６の第３実施例の歪補償装置を図２４のマルチキャリア送信装置に適用した場合の第１１実施例であり、図１７及び図２４と同一部分には同一符号を付している。
図２９は図１７の第４実施例の歪補償装置を図２４のマルチキャリア送信装置に適用した場合の第１２実施例であり、図１５及び図２４と同一部分には同一符号を付している。
【００６５】
（Ｄ）フィードバック信号の振幅制御機能を備えた歪補償装置
以上の実施例では歪補償係数を補正することにより歪補償処理後の送信信号が制限レベルを越えないように制御するものである。しかし、以下の実施例では送信電力増幅器からのフィードバック信号の振幅を制御して歪補償処理後の送信信号が制限レベルを越えないようにする。
【００６６】
（ａ）第１実施例
図３０は送信信号ｘ(t)の振幅あるいは電力に基づいてフィードバック信号 ｙ(t)の振幅を制御する第１実施例の歪補償装置の構成図である。２１は関数 ｆ(p)の非線形歪を発生するデバイス（送信電力増幅器）、２２は送信電力増幅器の歪を補正する歪補償係数ｈ(p)を送信信号ｘ(t)のパワーｐ(=|ｘ(t)|2)に対応させて記憶する歪補償係数記憶部、２３は送信信号ｘ(t)のパワーｐに応じた歪補償係数ｈn(p)を記憶部２２から読み出し、該歪補償係数ｈn(p)を用いて送信信号ｘ(t)に歪補償処理(=ｘ(t)*ｈn(p))を施すプリディストーション部、２４は歪補償処理を施されたディジタルの送信信号ｘ(t)*ｈn(p)をアナログ信号に変換するＤＡ変換器、２５は送信電力増幅器の出力信号ｙ(t)を帰還する帰還系、２６は出力信号すなわちフィードバック信号ｙ(t)をディジタルに変換するＡＤ変換器、２７は歪補償前の送信信号ｘ(t)とフィードバック信号ｙ(t)に基づいて歪補償係数ｈn+1(p)を演算する歪補償係数演算部、３１は歪補償係数記憶部２２の読み出しアドレス／書き込みアドレスを発生する送信信号のパワー演算部、８１は歪補償前の送信信号ｘ(t)の振幅あるいは電力|ｘ(t)|2に基づいてフィードバック信号ｙ(t)の振幅を制御する振幅制御部である。
【００６７】
歪補償係数演算部２７は図３に示す歪補償係数演算部と同一の構成を有しているが、歪補償前の送信信号ｘ(t)とフィードバック信号の差分ｅ(t)を演算する減算器２７ｂのみ示し、その他は歪補償係数演算主要部２７′として示している。振幅制御部８１は、送信信号ｘ(t)の振幅あるいは電力とゲインの対応関係を保存し、送信信号ｘ(t)に応じたゲインＧを出力するゲイン設定部８１ａ、フィードバック信号ｙ(t)にゲインＧを乗算する乗算器８１ｂを有している。
送信電力増幅器２１の線形領域では、出力信号の振幅、位相がひずむことはない。しかし、送信電力増幅器２１の非線形領域では、歪補償前の送信信号ｘ(t)とフィードバック信号ｙ(t)の差ｅ(t)が大きくなり、歪補償係数演算部２７から出力する歪補償係数ｈn+1(p)が大きくなる。この歪補償係数ｈn+1(p)はいつか読み出されてプリディストーション部２３より歪補償信号ｘ(t)*ｈn+1(p)が出力する。このとき、歪補償信号 ｘ(t)*ｈn+1(p)がDA変換器リミットを越えると該DA変換器において振幅歪、位相歪が発生する。以上の傾向は送信信号が大きい程、大になる。従って何らの対策もしなければ電力増幅器の非線形領域において振幅歪、位相歪が発生する。
【００６８】
そこで、振幅制御部８１は非線形領域において、歪補償前の送信信号ｘ(t)に基づいてフィードバック信号ｙ(t)の振幅を大きくしてこれらの差ｅ(t)が大きくならないように制御する。このようにすれば、歪補償係数ｈn+1(p)が大きくなるのを防止でき、歪補償信号ｘ(t)*ｈn+1(p)がDA変換器リミットを越えないようにでき、振幅歪や位相歪の発生を防止できる。
ところで、送信信号ｘ(t)とフィードバック信号ｙ(t)の差ｅ(t)は、送信電力増幅器の非線形の度合が大きくなるに従って、すなわち、歪補償前の送信信号 ｘ(t)のレベルが大きくなるに従って、大きくなる。そこで、ゲイン設定部８１ａに、例えば図３１（ａ）〜（ｃ）のいずれかに示すゲイン・振幅特性（あるいはゲイン・電力特性）を設定する。図３１（ａ）は、送信電力増幅器２１の線形領域においてゲインＧを１に固定し、非線形領域において送信信号振幅（あるいは電力）の一次関数に従ってゲインを増加する特性であり、図３１（ｂ）は非線形領域において送信信号振幅（あるいは電力）の二次関数に従ってゲインを増加する特性であり、図３１（ｃ）は非線形領域において送信信号振幅（あるいは電力）に従ってステップ状にゲインを増加する特性である。
【００６９】
以上より、歪補償前の送信信号ｘ(t)が線形/非線形境界信号レベルXB以下ではゲインＧ＝1であるため、振幅制御部８１はフィードバック信号ｙ(t)のレベルを変化しない。しかし、歪補償前の送信信号ｘ(t)が線形/非線形境界信号レベルXB以上になると、ゲインＧがゲイン設定部８１ａの設定関数に従って１より大きくなる。このため、振幅制御部８１は、ｙ(t)′＝Ｇ・ｙ(t)(Ｇ＞１)の信号を出力し、減算器２７ｂから出力する差分ｅ(t)が減少する。この結果、歪補償係数 ｈn+1(n)が大きくなるのを防止でき、歪補償信号ｘ(t)*ｈn+1(p)がDA変換器リミットを越えないようにでき、振幅歪や位相歪の発生を抑えることができる。
以上では、非線形領域においてゲインを図３１（ａ）〜（ｃ）に示す特性に従って制御する場合について説明したが、これらの特性に限らず任意の関数に従ってゲインを制御することができる。又、以上では、ゲインＧを瞬時に変化させる場合について説明したが、時間に対して指数関数的に設定値まで漸近変化させても良いし、あるいは、一次関数的に設定値まで変化させるようにしても良い。つまりは、電力増幅器の特性及び帰還系の特性を考慮し、ゲインＧの関数を選定し、又、ゲインＧの時間制御についても同様に決定する。
【００７０】
図３２、図３３は本発明の第１実施例の第１、第２の変形例であり、AD変換する前にフィードバック信号ｙ(t)の振幅をアナログ的に制御する例である。図３２では、振幅制御部８１をAD変換器２６の前段に設け、可変利得増幅器(VGA: Variable Gain Amplifier)８１ｃのゲインＧを送信信号ｘ(t)のレベルに従って制御し、該可変利得増幅器でフィードバック信号ｙ(t)を増幅して出力する。図３３では、振幅制御部８１をAD変換器２６の前段に設け、可変減衰器(VATT:Variable ATTenater)８１ｄの減衰量を送信信号ｘ(t)のレベルに従って制御し、該可変減衰器でフィードバック信号ｙ(t)を所定量減衰した後、一定ゲインのアンプ８１ｅで増幅して出力する。
図３２、図３３の変形例は以降の実施例にも適用できるものである。
【００７１】
（ｂ）第２実施例
図３４はフィードバック信号ｙ(t)の振幅を制御する第２実施例の歪補償装置の構成図であり、図３０の第１実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、(1) 歪補償後の送信信号がDA変換器リミットLML(図２参照）を越えたか否かを検出するDACリミットオーバ検出部８２を設けた点、(2) 歪補償後の送信信号がDA変換器リミットLMLを越えたときに、振幅制御部８１がフィードバック信号ｙ(t)の振幅を制御する点、(3) ゲイン設定部８１ａに送信信号ｘ(t)のレベルに依存しない固定ゲインＧ。（＞１）が設定されている点である。
歪補償後の送信信号(歪補償信号)ｘ′(t)がDA変換器リミットLMLを越えれば出力信号ｙ(t)の振幅及び位相はひずむと共に、振幅が小さくなる。そこで、DACリミットオーバ検出部８２は歪補償後の送信信号がDA変換器リミットLMLを越えたかチェックし、越えれば、振幅制御部８１は一定のゲインＧ。(＞1)をフィードバック信号ｙ(t)に乗算する。この結果、減算器２７ｂから出力する差分ｅ(t)が減少して歪補償係数 ｈn+1(n)が大きくなるのを防止でき、歪補償信号がDA変換器リミットLMLを越えないようにでき、以後、振幅歪や位相歪の発生を抑えることができる。
【００７２】
（ｃ）第３実施例
図３５は送信信号ｘ(t)の振幅あるいは電力に基づいてフィードバック信号 ｙ(t)の振幅を制御する第３実施例の歪補償装置の構成図であり、第２実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、(1) ゲインＧを固定しない点、(2) ゲイン設定部８１ａに図３１（ａ）〜（ｃ）のいずれかの特性が設定されたゲインテーブルを設けている点、（3) 振幅制御部８１は歪補償信号ｘ′(t)がDA変換器リミットLMLを越えたとき、ゲインＧを送信信号ｘ(t)のレベルに基づいて制御する点、である。
DACリミットオーバ検出部８２はプリディストーション部２３から出力する歪補償信号ｘ′(t)がDACリミットLMLを越えたかチェックしている。歪補償信号 ｘ′(t)がDA変換器リミット範囲内の値であれば、振幅制御部８１のゲイン設定部８１ａはＧ＝１を出力し、フィードバック信号の振幅を変化しない。
【００７３】
しかし、歪補償信号ｘ′(t)がDA変換器リミットを越えれば、DACリミットオーバ検出部８２は振幅制御部８１にゲイン切替を指示する。これにより、ゲイン設定部８１ａはゲインテーブル（図示せず）より送信信号ｘ(t)のレベルに応じたゲインＧ（＞１）を読出して乗算器８１ｂに入力する。乗算器８１ｂはフィードバック信号ｙ(t)にゲインＧ（＞１）を乗算し、信号ｙ(t)′（＝Ｇ・ｙ(t)）を出力する。この結果、減算器２７ｂから出力する差分ｅ(t)が減少し、歪補償係数ｈn+1(n)は大きくならず、歪補償信号はDA変換器リミットを越えなくなり、振幅歪や位相歪が発生しなくなる。
第３実施例によれば、送信信号ｘ(t)のレベルに基づいてゲインを制御するため、ゲイン固定の第２実施例に比べて木目細かな振幅歪、位相歪の発生防止制御が可能になる。
【００７４】
（ｄ）第４実施例
図３６は送信信号ｘ(t)の振幅あるいは電力に基づいてフィードバック信号 ｙ(t)の振幅を制御する第４実施例の歪補償装置の構成図であり、第３実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、
(1) 歪補償前の送信信号ｘ(t)の電力|ｘ(t)|2をｋ倍（ｋは一定値）する乗算器８３が設けられている点、(2) 歪補償信号ｘ′(t)の電力|ｘ′(t)|2を演算する演算部８４が設けられている点、(3) ｋ倍の送信信号電力ｋ・|ｘ(t)|2と歪補償信号の電力|ｘ′(t)|2の差を演算する演算部８５が設けられている点、(4) 歪補償信号の電力|ｘ′(t)|2がｋ倍の送信信号電力ｋ・|ｘ(t)|2より大きいとき、フィードバック信号ｙ(t)の振幅制御の開始を指示する差信号処理部８６を設けている点、(5) 振幅制御部８１は振幅制御開始指示によりフィードバック信号ｙ(t)の振幅制御を行う点、である。尚、ｋは歪補償係数記憶部２２に記憶されている歪補償係数の平均値あるいは電力増幅器２１の種類に応じた一定値である。
【００７５】
図３７は第４実施例の歪補償装置の全体の処理フローである。DACリミットオーバ検出部８２はプリディストーション部２３から出力する歪補償信号ｘ′(t)がDACリミットLMLを越えたかチェックしている（ステップ１０１）。歪補償信号ｘ′(t)がDA変換器リミット範囲内の値であれば、振幅制御部８１のゲイン設定部８１ａはＧ＝１を出力し、フィードバック信号の振幅を変化しない。
しかし、歪補償信号ｘ′(t)がDA変換器リミットを越えれば、DACリミットオーバ検出部８２は演算部８４に歪補償信号の電力|ｘ′(t)|2の演算を指示する。これにより、演算部８４は歪補償信号の電力|ｘ′(t)|2を演算する（ステップ１０２）。又、パワー演算部３１は送信信号の電力|ｘ(t)|2を演算し、乗算部８３はｋ・|ｘ(t)|2を演算する（ステップ１０３，１０４）。ついで、演算部８５は次式
ｄ＝|ｘ′(t)|2−ｋ・|ｘ(t)|2 (1)
の演算を行い、演算結果ｄを差信号処理部８６に入力する。差信号処理部８６は
ｄ＝|ｘ′(t)|2−ｋ・|ｘ(t)|2＞０ (2)
であるかチェックし（ステップ１０５）、「ＹＥＳ」であればゲイン更新を振幅制御部８１に指示する。これにより、振幅制御部８１のゲイン設定部８１ａはゲインテーブルより送信信号ｘ(t)のレベルに応じたゲインＧ（＞１）を読出して乗算器８１ｂに入力する（ステップ１０６）。
【００７６】
以後、乗算器８１ｂはフィードバック信号ｙ(t)にゲインＧ（＞１）を乗算し、信号ｙ(t)′（＝Ｇ・ｙ(t)）を出力する。この結果、減算器２７ｂから出力する差分ｅ(t)が減少し、歪補償係数ｈn+1(n)は大きくならず、歪補償信号はDA変換器リミットを越えなくなり、振幅歪や位相歪が発生しなくなる。
以上の説明では、演算部８５で送信信号と歪補償信号の電力差ｄを演算し、該電力差に基づいてゲインを切り替えてフィードバック信号の振幅制御をしたが、送信信号と歪補償信号の振幅差に基づいてゲインを切り替えてフィードバック信号の振幅制御することもできる。
以上、第４実施例によれば、歪補償信号ｘ′(t)がDACリミットを越え、かつ送信信号ｘ(t)と歪補償信号ｘ′(t)の差が大きくなったときにのみ、送信信号ｘ(t)の振幅あるいは電力に基づいてゲインＧを制御する。このため、真に必要なときを見極めてゲインを制御し、不要な時にはゲイン制御をしないから、より木目細かな振幅歪、位相歪の抑制制御ができる。
【００７７】
図３８は第４実施例の第１変形例であり、第４実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、(1) 式(2)が成立するとき（ｄ＞０）、差信号処理部８６は振幅制御部８１にフィードバック信号の振幅制御の開始を指示すると共に、その差ｄが閾値ＤTHを越えたとき、歪補償係数演算部２７に歪補償係数演算停止を指示する点、(2) 歪補償係数演算部２７は演算停止指示により歪補償係数の演算/更新を停止する点、である。ｄが閾値ＤTH以上に大きくなると、その時演算された歪補償係数の歪補償に対する効果が疑わしくなる。すなわち、歪補償係数の信頼度が弱くなる。そこで、該差ｄが閾値ＤTH以上に大きくなった時ｄ＜ＤTHとなるまで、歪補償係数の更新を行わず、以後それまでに得られている歪補償係数により歪補償信号を発生する。
【００７８】
さて、ｋ倍の送信信号電力|ｘ(t)|2と歪補償信号電力|ｘ′(t)|2の差である(1)式のｄが０以下であれば（ｄ≦０）、歪補償信号ｘ′(t)がDACリミットを越えていても、ゲイン設定部８１ａはＧ＝１を乗算器８１ｂに入力し、フィードバック信号ｙ(t)の振幅を変化しない。しかし、歪補償信号ｘ′(t)がDACリミットを越え、かつｄ＞０になれば、ゲイン設定部８１ａは送信信号ｘ(t)に応じたゲインＧ（＞１）をゲインテーブルより読出して乗算器８１ｂに入力する。乗算器８１ｂはフィードバック信号ｙ(t)にゲインＧ（＞１）を乗算し、信号ｙ(t)′（＝Ｇ・ｙ(t)）を出力する。この結果、減算器２７ｂから出力する差分ｅ(t)が減少し、歪補償係数ｈn+1(n)は大きくならず、歪補償信号はDA変換器リミットを越えなくなり、振幅歪や位相歪が発生しなくなる。
又、差ｄが更に大きくなって閾値ＤTH以上になると、差信号処理部８６は歪補償係数演算停止を歪補償係数演算部２７に指示する。これにより、歪補償係数演算部２７は歪補償係数演算を停止し、歪補償係数の更新を行わない。以上ように、ｋ倍の送信信号電力と歪補償信号電力の差ｄが閾値ＤTH以上に大きくなったとき、歪補償係数の更新を停止するようにしたから、歪補償係数内に効果が疑わしい値になるのを防止できる。
【００７９】
図３９は第４実施例の第２変形例であり、第４実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、
(1) 歪補償係数演算に使用するステップサイズパラメータμを発生するμ発生部２７ｇを設けている点、(2) 式(2)が成立するとき（ｄ＞０）、差信号処理部８６は振幅制御部８１にフィードバック信号の振幅制御の開始を指示すると共にその差ｄをμ発生部２７ｇに入力している点、(3) μ発生部２７ｇは差ｄの値に基づいてステップサイズパラメータμを制御する点、である。
図４０に示すように、所要ACPRを満たすように歪みを補償し終わるまでの収束時間はステップサイズパラメータμの大きさに依存し、大きいほど収束時間は短くなる。ただし、μが大きいと目標値近傍での安定性は悪くなる。そこで、差ｄの大きさに基づいてμの値を制御し、リニアライザの収束の安定性を考慮しつつ収束時間を短縮する。例えば、差ｄが閾値を超え、歪み補償制御系が発散するような状況であれば、μの値を大きくして発散を急速に防止する。このときゲインＧを一定としても良いし、μの値に対応するように動的に(例えば1次関数に従って)を制御しても良い。又、差ｄが減少すればそれに応じてμを減少して定常値に戻す。このようにすれば、減算器２７ｂから出力する差分ｅ(t)を短時間で小さくでき歪補償信号振幅が制限値を超えないよう制御することができる。
【００８０】
（ｅ）第５実施例
第１〜第４実施例はシングルキャリアの送信装置に適用した例であるが、マルチキャリアの送信装置にも適用できる。図４１は複数の送信信号をマルチキャリア信号を用いて送信する場合の歪補償装置（マルチキャリアリニアライザ）の構成図であり、４つの周波数を多重して送信する場合の例を示している。ディジタルの各送信信号ｘ1(t)，ｘ2(t)，ｘ3(t)，ｘ4(t)は周波数シフト部５１〜５４でexp(jω1t)，exp(jω2t)，exp(jω3t)，exp(jω4t)(ωn=2πfn)を乗算されて周波数ｆ1,ｆ2,ｆ3,ｆ4に周波数シフトを施された後、合成部５５で周波数多重される。このディジタル周波数多重信号はシングルキャリアの歪補償装置（図３０）における送信信号ｘ(t)に対応し、以後、シングルキャリアの場合と同様の歪補償処理が行われる。図４２はマルチキャリアリニアライザの効果説明図であり、実線は歪補償なしのスペクトラム特性、点線は歪補償ありのスペクトラム特性である。
尚、図４１は、第１実施例の歪補償装置をマルチキャリア送信が可能なように構成した例であるが、同様に第２〜第４実施例の歪補償装置をマルチキャリア送信が可能なように構成することができる。
【００８１】
（ｆ）第６実施例
以上の第１〜第５実施例では、送信信号ｘ(t)に歪補償係数ｈn(p)を乗算して歪補償信号ｘ′(t)を発生して送信電力増幅器２１に入力する歪補償装置に適用した例であるが、主信号（送信信号）ｘ(t)と該送信信号に付加する歪成分（誤差信号）Ｅ(t)のそれぞれを独立にＤＡ変換した後、合成して送信電力増幅器に入力する歪補償装置にも適用できる。
図４３はアナログの送信信号と誤差信号Ｅ(t)を合成する歪補償装置の第６実施例の構成図であり、これまでの実施例と同一部分には同一符号を付している。
図中、２１は関数ｆ(p)の非線形歪を発生するデバイス（送信電力増幅器）、２２は送信電力増幅器の歪を補正する歪補償係数ｈ(p)を送信信号ｘ(t)のパワーｐ（＝|ｘ(t)|2）に対応させて記憶する歪補償係数記憶部、２３は歪補償信号を出力するプリディストーション部、２５は送信電力増幅器の出力信号ｙ(t)を帰還する帰還系、２６はフィードバック信号ｙ(t)をディジタルに変換するＡＤ変換器、２７は歪補償前の送信信号ｘ(t)とフィードバック信号ｙ(t)に基づいて歪補償係数ｈn+1(p)を演算する歪補償係数演算部、３１は歪補償係数記憶部２２の読み出しアドレス／書き込みアドレスを発生する送信信号のパワー演算部、８１は歪補償前の送信信号ｘ(t)の振幅あるいは電力に基づいてフィードバック信号ｙ(t)の振幅を制御する振幅制御部である。以上の構成は図３０の第１実施例と同様であり、各部は第１実施例と同様に動作する。
【００８２】
プリディストーション部２３において、６１は誤差信号発生部であり、送信信号のパワー|ｘ(t)|2に応じた歪補償係数ｈn(p)を記憶部２２から読み出し、該歪補償係数ｈn(p)を送信信号ｘ(t)に乗算する乗算器６１ａ、乗算器の出力信号ｘ(t)*ｈn(p)と送信信号ｘ(t)との差である誤差信号Ｅ(t)を出力する減算器６１ｂを有している。６２はディジタルの誤差信号Ｅ(t)をアナログに変換するDA変換器、６３は送信信号(主信号)ｘ(t)をアナログに変換するDA変換器、６４はアナログの送信信号ｘ(t)アナログの誤差信号Ｅ(t)を合成して出力する合成部である。
【００８３】
送信信号ｘ(t)に対する歪補償処理に際して、誤差信号発生部６１は記憶部２２より歪補償係数ｈn(p)を読み出して誤差信号Ｅ(t)を出力し、合成部６４はＤＡ変換器６２、６３でそれぞれ独立にＤＡ変換されたアナログの主信号（送信信号）と誤差信号を合成して送信電力増幅器２１に入力する。誤差信号の振幅は小さいため、誤差信号のみを出力するＤＡ変換器６２のビット精度を低くでき、又、送信信号のみを出力するＤＡ変換器６３に大きなダイナミックレンジが不要であり、該ＤＡ変換器のビット精度を低くできる。
振幅制御部８１は送信信号ｘ(t)が線形/非線形境界信号レベルXB（図３１参照）以下では、ゲインＧ＝1としフィードバック信号ｙ(t)のレベルを変化せず、そのまま歪補償係数演算部２７に入力する。歪補償係数演算部２７は送信信号ｘ(t)とフィードバック信号ｙ(t)の差ｅ(t)を演算し、該差ｅ(t)に基づいて歪補償係数ｈn+1(p)を演算して歪補償係数記憶部２２に格納する。
一方、送信信号ｘ(t)が線形/非線形境界信号レベルXB以上になると、振幅制御部８１はゲインＧを送信信号ｘ(t)に応じて制御し、Ｇ＞１にする。このため、送信信号ｘ(t)が線形/非線形境界信号レベルXB以上になって、出力信号ｙ(t)が小さくなり、差分ｅ(t)が大きくなっても、直ちに振幅制御部８１はｙ(t)′＝Ｇ・ｙ(t)(Ｇ＞１)の信号を出力し、減算器２７ｂから出力する差分ｅ(t)を減少する。この結果、歪補償係数ｈn+1(n)が大きくなるのを防止でき、歪補償信号がDA変換器リミットを越えないようにでき、振幅歪や位相歪の発生を抑えることができる。
【００８４】
第６実施例はシングルキャリアの送信装置に適用した例であるが、マルチキャリアの送信装置にも適用できる。図４４は複数の送信信号をマルチキャリア信号を用いて送信する送信装置の構成図であり、図４３の第６実施例に図２４のマルチキャリア構成を適用した例で、同一部分には同一符号を付している。
図４４において、ディジタルの各送信信号ｘ1(t)〜ｘ4(t)にキャリア間隔によって決まるディジタル周波数シフト演算を施して多重し、該周波数多重信号をディジタルの送信信号とする第１の周波数多重部９６、前記各周波数シフト信号をＤＡ変換器９２1〜９２4でアナログ信号に変換して多重し、該周波数多重信号をアナログの送信信号とする第２の周波数多重部９３が設けられている。誤差信号発生部６１は周波数多重されたディジタルの送信信号ＳRに基づいて誤差信号Ｅを発生し、ＤＡ変換器６２は該誤差信号をアナログ信号に変換し、合成部６４はＤＡ変換器出力とアナログの送信信号ＳMを合成して送信電力増幅器２１に入力する。
以上、本発明を実施例により説明したが、本発明は請求の範囲に記載した本発明の主旨に従い種々の変形が可能であり、本発明はこれらを排除するものではない。
【００８５】
【発明の効果】
以上本発明によれば、DA変換器の入力振幅がDA変換器のリミットを越えないように事前に歪補償係数の大きさをその位相を維持したまま補正するから、振幅制限しても位相追従が可能になる。この結果、歪補償しない場合以上に歪特性を劣化させることはない。
又、本発明によれば、歪補償後の送信信号のパワーが許容されている上限パワーを越えないように事前に歪補償係数の大きさをその位相を維持したまま補正するから、振幅制限しても位相追従が可能になる。
又、本発明によれば、予め歪補償係数の補正値をテーブル化しておくことにより比較演算、補正値演算処理を不要にでき、構成をシンプルにでき、かつ、補正値を簡単に求めることができる。
【００８６】
又、本発明によれば、分母を２の冪数で近似することにより、補正値算出に際して必要になる割算をビットシフトで簡単に求めることができる。
又、本発明によれば、歪補償前の送信信号の振幅（あるいは電力）とゲインの対応をテーブル化しておき、実際の送信信号振幅あるいは電力に応じたゲインをテーブルより求め、該ゲインに基づいて送信電力増幅器からのフィードバック信号の振幅を制御するようにしたから、フィードフォワード方式により歪補償信号の振幅が制限値をオーバしないようにできる。この結果、簡単な構成により、信号の有意成分(振幅及び位相)が欠落することがなくなり、歪み補償を安定に行うことが可能になる。
【００８７】
又、本発明によれば、歪補償信号（歪補償後の送信信号）の振幅が制限値を越えた時、送信信号と送信電力増幅器からのフィードバック信号との差が小さくなるようにゲインを大きくして該フィードバック信号の振幅を制御し、歪補償係数が大きくなるのを防止する。この結果、以後、歪補償信号振幅が制限値を越えないようにでき、信号の有意成分(振幅及び位相)が欠落することがなくなり、歪み補償を安定に行うことが可能になる。この場合、ゲインＧを１以上の一定値に固定すれば振幅制御を簡単に行うことができ、又、ゲインＧをテーブル化しておき送信信号に応じて制御すれば、木目細かな振幅歪、位相歪の発生防止制御が可能になる。
【００８８】
又、本発明によれば、歪補償前の送信信号と歪補償信号との差が大きくなったときにのみ、送信信号のレベルに基づいてゲインＧを制御するようにしたから、真に必要なときを見極めてゲイン制御し、不要な時にはゲイン制御をしないから、より木目細かな振幅歪、位相歪の抑制制御ができる。
又、本発明によれば、歪補償前の送信信号と歪補償信号の差が閾値以上に大きくなったとき、歪補償係数の更新を停止するようにしたから、歪補償係数が効果的に疑わしい値になるのを防止できる。
又、本発明によれば、歪補償前の送信信号と歪補償信号の差に基づいて歪補償係数更新のパラメータであるμの大きさを制御するようにしたから、リニアライザの収束の安定性を考慮しつつ収束時間を短縮できる。例えば、上記差が閾値を超え、歪み補償制御系が発散するような状況であれば、μの値を大きくして発散を急速に防止し、差が減少すればそれに応じてμを減少して定常値に戻すことにより、収束性と安定性を維持しつつ歪補償信号振幅が制限値を超えないよう制御することができる。
【００８９】
又、本発明によれば、(1) 送信信号に歪補償係数を乗算して歪デバイスに入力する第１の歪補償方式、及び(2) 参照信号（送信信号）に歪補償係数を乗算して得られた信号と送信信号との差を誤差信号として発生し、誤差信号、主信号（送信信号）を別個にＤＡ変換して合成して歪デバイスに入力する第２の歪補償方式の両方に適用することができる。
又、本発明によれば、シングルキャリアの送信装置やマルチキャリアの送信装置の両方に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のシングルキャリアタイプの歪補償装置の概略構成図である。
【図２】本発明の原理説明図である。
【図３】本発明の第１実施例の構成図である。
【図４】本発明の第２実施例の構成図である。
【図５】本発明の第３実施例の構成図である。
【図６】本発明の第４実施例の構成図である。
【図７】本発明の第５実施例の構成図である。
【図８】本発明の第６実施例の構成図である。
【図９】マルチキャリアタイプの送信装置に歪補償装置を付加した構成図である。
【図１０】マルチキャリアタイプの歪補償装置の構成図（第７実施例）である。
【図１１】マルチキャリアタイプの歪補償装置の構成図（第８実施例）である。
【図１２】マルチキャリアタイプの歪補償装置の構成図（第９実施例）である。
【図１３】アナログの送信信号と誤差信号を合成して歪デバイスに入力する第１実施例である。
【図１４】本発明の原理説明図である。
【図１５】アナログの送信信号と誤差信号を合成して歪デバイスに入力する第２実施例である。
【図１６】アナログの送信信号と誤差信号を合成して歪デバイスに入力する第３実施例である。
【図１７】アナログの送信信号と誤差信号を合成して歪デバイスに入力する第４実施例である。
【図１８】マルチキャリアタイプの送信装置に歪補償装置を付加した構成図である。
【図１９】周波数変換説明図である。
【図２０】マルチキャリアタイプの歪補償装置の構成図（第５実施例）である。
【図２１】マルチキャリアタイプの歪補償装置の構成図（第６実施例）である。
【図２２】マルチキャリアタイプの歪補償装置の構成図（第７実施例）である。
【図２３】マルチキャリアタイプの歪補償装置の構成図（第８実施例）である。
【図２４】マルチキャリアタイプの別の送信装置に歪補償装置を付加した構成図である。
【図２５】周波数変換説明図である。
【図２６】マルチキャリアタイプの歪補償装置の構成図（第９実施例）である。
【図２７】マルチキャリアタイプの歪補償装置の構成図（第１０実施例）である。
【図２８】マルチキャリアタイプの歪補償装置の構成図（第１１実施例）である。
【図２９】マルチキャリアタイプの歪補償装置の構成図（第１２実施例）である。
【図３０】フィードバック信号の振幅制御機能を備えた歪補償装置の第１実施例である。
【図３１】送信信号振幅(電力)とゲインの関係説明図である。
【図３２】第１実施例の第１の変形例である。
【図３３】第１実施例の第２の変形例である。
【図３４】フィードバック信号の振幅制御機能を備えた歪補償装置の第２実施例である。
【図３５】フィードバック信号の振幅制御機能を備えた歪補償装置の第３実施例である。
【図３６】フィードバック信号の振幅制御機能を備えた歪補償装置の第４実施例である。
【図３７】第４実施例の全体の処理フローである。
【図３８】第４実施例の第１変形例である。
【図３９】第４実施例の第２変形例である。
【図４０】μ値と収束時間の関係説明図である。
【図４１】マルチキャリアタイプの送信装置に本発明の歪補償装置を付加した構成例である。
【図４２】マルチキャリアリニアライザの効果例である。
【図４３】フィードバック信号の振幅制御機能を備えた歪補償装置の第６実施例である。
【図４４】マルチキャリアタイプの送信装置の構成図である。
【図４５】従来の送信装置の構成図である。
【図４６】送信電力増幅器の非直線性による問題点説明図である。
【図４７】電力増幅器の効率特性説明図である。
【図４８】従来のディジタル非直線型歪補償機能を備えた送信装置の構成図である。
【図４９】補償部の機能構成図である。
【図５０】適応LMSアルゴリズムによる歪補償処理説明図である。
【図５１】ｘ(t)=I(t)＋ｊＱ(t)と複素表現した送信装置全体の構成図である。
【図５２】従来の歪補償装置の問題点説明図である。
【符号の説明】
２１・・歪デバイス（送信電力増幅器）
２２・・歪補償係数記憶部
２３・・プリディストーション部
２４・・ＤＡ変換器
２５・・帰還系
２６・・ＡＤ変換器
２７・・歪補償係数演算部
２８・・歪補償係数更新部
２９・・比較部
３０・・歪補償係数補正部
３１・・パワー演算部
Claims (4)
- 送信電力増幅器の歪を補償するための歪補償係数を送信信号のパワーに対応させて記憶するメモリ、送信信号ｘ(t)のパワーに応じた歪補償係数ｈn(p)をメモリから読み出し、該歪補償係数を用いて送信信号に歪補償処理を施すプリディストーション部、歪補償処理を施されたディジタルの送信信号をアナログ信号に変換するＤＡ変換器、歪補償前の送信信号と送信電力増幅器の出力信号に基づいて歪補償係数ｈn+1(p)を演算する歪補償係数演算部、演算された歪補償係数ｈn+1(p)を送信信号ｘ(t)のパワーに対応させて前記メモリに記憶することにより歪補償係数を更新する歪補償係数更新部を備えた歪補償装置において、
歪補償係数演算部で演算された歪補償係数ｈn+1(p)を前記メモリに記憶する前に、該歪補償係数ｈn+1(p)を用いた歪補償処理によりプリディストーション部より出力される送信信号のパワーＰ a を演算する演算部、
該パワーPaと設定上限パワーＰmaxを比較する比較部、
該送信信号パワーＰaが上限パワーＰmax以下となるように歪補償係数ｈn+1(p)を補正する歪補償係数補正部を備え、
前記歪補償係数更新部は、送信信号のパワーＰaが前記上限パワーＰmaxより大きいとき、補正された歪補償係数ｈn+1(p)′を前記メモリに記憶することにより歪補償係数を更新する
ことを特徴とする歪補償装置。 - 前記歪補償処理を施された送信信号のパワーＰaと設定上限パワーＰmaxの比をｍ2とすれば、前記歪補償係数補正部は歪補償係数ｈn+1(p)を１/mすることにより補正された歪補償係数ｈn+1(p)′を出力することを特徴とする請求項１記載の歪補償装置。
- 前記歪補償係数更新部は、送信信号のパワーＰaが前記上限パワーより小さければ前記演算された歪補償係数ｈn+1(p)を、送信信号のパワーＰaが前記上限パワーより大きければ前記補正された歪補償係数ｈn+1(p)′を前記メモリに記憶することにより歪補償係数を更新する、
ことを特徴とする請求項２記載の歪補償装置。 - 前記歪補償係数補正部は、演算された歪補償係数ｈn+1(p)よりその１/n(=ｈn+1(p)/n)を減算することにより歪補償係数を補正するとき、次式
n≦ｈn+1(p)／Δｈn+1(p) ≦２N
を満足する最小の整数Ｎを求め、歪補償係数ｈn+1(p)の１/nの演算をNビットのシフト演算により実行することを特徴とする請求項１記載の歪補償装置。ただし、Δｈn+1(p)は次式
ｈn+1(p)=ｈn(p)+Δｈn+1(p)
を満足する値である。
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