JP3802894B2 - Ａｃマシンのためのセンサーレス位置制御アルゴリズム - Google Patents

Description

本発明は、電動モーターの制御に関する。より詳細には、本発明は、電動モーターのセンサーレス位置制御のための方法及び装置に関する。

従来のモーター制御システムは、通常、モーターに対する速度及び位置情報を提供するリゾルバー又はエンコーダーのようなフィードバック装置又は位置センサーを含む。フィードバック装置及び関連するインターフェース回路は、モーター制御システムのコストを増加させ、これらのコストは、自動車への適用のような大量の適用において極端に高くなり得る。加えて、位置センサー及びそれに関連するワイヤー・ハーネスは、自動車の電動駆動システムの複雑さ及び組立て時間を増加させる。

燃料電池、バッテリー、及び電動モーターを含むハイブリッド・システムにより動力を供給される電気自動車は、自動車市場において、より一般的になってきている。電気自動車の製造量が増加するにつれ、フィードバック装置及び関連するインターフェース回路のコストが重要になる。自動車メーカーは、コスト削減及び自動車の部品数の低減を求める強い市場圧力の下にある。電動モーター制御システムのためのフィードバック装置の除去は、電気自動車のための重大なコスト削減に繋がる。

今日のハイブリッド電気自動車及び電気自動車は、電動モーターのベクトル制御のような多数の電動モーター制御技術を利用する。ベクトル・モーター制御機構は、三相モーターの位相電圧／電流を二軸の座標系へマッピングする計算集約的なモーター制御機構である。ベクトル制御機構を用いて電動モーターを励磁するために利用される構造は、電動モーターへの出力電圧を定める６つの電力トランジスタを含む典型的な三相電源インバーターである。ベクトル制御は、通常はフィードバック装置又は位置センサーを介して得られる回転子の位置情報を必要とする。センサーレスの位置制御の目的は、位置センサー及びそれに関連するインターフェース回路を除去し、ＡＣマシンの電磁気的特性を利用して回転子の位置情報を得ることである。

本発明は、電気自動車及びハイブリッド電気自動車の伝導機構アプリケーションにおいて用いられるセンサーレス制御システムのための方法及び装置である。本発明に係るモーター制御システムは、比較的低速（定格マシン速度の１０％より小さい）における高周波信号注入の結果であるマシン・インダクタンスの空間変動、及び比較的高速（定格マシン速度の５％より大きい）におけるＡＣマシンの逆起電力（ＥＭＦ）を用いることが望ましい。マシン速度の範囲の制限は低速及び高速に関して記述されたが、電動モーターの任意の速度における本発明に係る空間変動及び逆ＥＭＦに基づく方法の利用は、本発明の範囲に含まれると考えられる。

本システムは、更に、静的及び動的な状態である期間に、回転子磁石の極性を検出するために用いられる初期回転子極性検出方法を含む。本発明は、静止していてゼロ固定子周波数の状態を含む、トルク及び速度の全ての動作局面にわたって動作する。低速フィードバック・オブザーバは、固定子電流の過渡状態の期間に生成された高調波に感応することを避けるため、Ｄ軸とＱ軸との高周波インピーダンスの絶対差を追跡する。高速において、本発明は、全次（ｆｕｌｌ ｏｒｄｅｒ）閉ループ速度オブザーバを用いる。高速追跡のための回転子速度は、比例−微分（ＰＩ）タイプのコントローラを用いて予測される。このオブザーバは閉じた形態をしているので、コントローラはパラメーター変動に対し鈍感になり、より早い動的な動作を可能にする。遷移アルゴリズムは、本発明に係る低速及び高速のセンサーレス制御方法及びオブザーバの動作を管理するため、高いレベルの制御を提供する。

図１のＡ〜Ｃは、本発明に係る制御システム１０の好ましい実施の形態の概略図である。制御システム１０は、コントローラ、マイクロプロセッサ、又は電動モーター１２を制御する同様の装置において実行されるソフトウェアを表わす一連のブロック図として図示される。本発明の好ましい実施の形態において、コントローラは、電動モーター１２を制御する車両の伝導機構コントローラであるが、任意の他のモーター制御アプリケーションが本発明の範囲に含まれると考えられる。電動モーターは、同期リラクタンス・モーター、誘導モーター及び内部永久磁石モーターのようなモーター技術を含み得る。制御システムへの入力は、車両コントローラにより生成されるトルク指令Ｔ_eである。トルク指令Ｔ_eはトルク線形化モデル１４により処理され、モーター１２において所望の電磁気トルクを発生させるために必要とされる対応する固定子電流Ｉ_sを生成する。ブロック１４で生成された固定子電流は、次いで、最適トルク／アンペア・ブロック１６へ進む。ブロック１６は、所与の固定子電流振幅に対して最大トルクを与えるよう、指令された固定子電流を電流指令のＤ軸成分（Ｉ_dsel）及びＱ軸成分（Ｉ_qse）にそれぞれ分解する処理を行う。

電流指令Ｉ_dselは、最終的なＤ軸電流指令Ｉ_dseを生成するため、加算接合部１８において、生成された界磁弱勢（field−weakening）成分Ｉ_{dse_fw}に加算される。界磁弱勢成分Ｉ_{dse_fw}は、測定されたＤＣリンク電圧Ｖ_dc、指令された出力電圧Ｖ_qss及びＶ_dss、並びに回転子角速度ω_rを用いて、界磁弱勢ブロック２０により生成される。加算接合部２２は、Ｑ軸電流レギュレーターの誤差を得るため、Ｑ軸電流指令Ｉ_qseからフィードバック電流Ｉ_{qse_fb}を減算する。加算接合部２４は、Ｄ軸電流レギュレーターの誤差を得るため、Ｄ軸電流指令Ｉ_dseからフィードバック電流Ｉ_{dse_fb}を減算する。加算接合部２２及び２４により生成された誤差は、同期電流レギュレーター・ブロック２６により、同期フレーム電圧指令Ｖ_dse及びＶ_qseを制御するために利用される。

ブロック２８は、予測された回転子角位置θ_rを利用して、同期フレーム電圧指令Ｖ_dse及びＶ_qseを、定常基準フレーム電圧指令Ｖ_dss1及びＶ_qss1に変換する。高周波電圧信号Ｖ_{dss_inj}及びＶ_{qss_inj}は、加算接合部３０及び３２により定常基準フレーム電圧指令に加算され、それにより最終的な電圧指令Ｖ_dss及びＶ_qssが生ずる。電源インバータ３４は、最終的な電圧指令Ｖ_dss及びＶ_qssを処理し、モーター１２に印加される実際の位相電圧を生成する。位相電流は、３相−２相変換ブロック３６により測定され処理される。ブロック３６の出力は、定常フレーム電流Ｉ_dss及びＩ_qssである。定常−回転フレーム変換ブロック４０は、定常フレーム電流Ｉ_dss、Ｉ_qss及び予測された回転子角位置θ_rを用いて、同期基準フレーム・フィードバック電流Ｉ_{dse_fb}及びＩ_{qse_fb}を生成する。

本発明は、回転子の速度及び位置のセンサーレス制御を含み、それは、ブロック４２における低速回転子角位置予測方法及びオブザーバ、ブロック４３における初期回転子極性検出方法、ブロック４４における高速回転子角位置予測方法及びオブザーバ、並びに、低速及び高速の予測方法を継ぎ目無く組み合わせるためのブロック４６における遷移アルゴリズムを含む。

図１の（Ｃ）のブロック４２は、本発明に係る低速予測方法を表わす。図２は、上記に説明されたような低速運転時における回転子の電気的位置を予測するブロック４２の、詳細なブロック図の実現形態を示す。低速予測方法は、速度ゼロから低速での運転（定格マシン速度の１０％以下が好ましいが、任意のマシン速度が本発明に係る低速予測方法の範囲内であると考えられる。）における回転子の電気的位置を予測するために利用される。回転子の電気的位置の予測は、高周波電圧信号を、マシンの予測されたＤ軸上に注入することにより実行される。基本固定子周波数と同期して回転する基準フレームにおける変動する高周波信号は、ＡＣマシンにおける空間インピーダンスの非対称を検出するために利用される。空間インピーダンスの非対称は、マシンの回転子の突起した構造、又はマシンにおける誘導された磁気飽和により引き起こされる。

予測されたD軸上に高周波電圧信号が注入される場合、予測された基準フレームにおいて測定された電流の直交成分は、数式（１）即ち

に示されるように、誤差信号として利用され得る。ただし、

且つ、

である。予測されたD軸上に電圧信号が注入される場合、即ち

のとき、Ｑ軸電流信号において対角成分が無くなり、非対角成分が数式（２）即ち

に示すように現れる。高周波数において抵抗成分が誘導成分よりはるかに小さく、即ち

であり、且つ、無効成分のインピーダンス差が抵抗成分のインピーダンス差よりもはるかに大きい、即ち

の場合、数式（２）は準定常状態において、数式（３）即ち

に示すように単純化され得る。注入された信号について直交信号を乗算すると、追跡コントローラのための誤差信号のＤＣ量が得られる。低域濾波の後、ＤＣ量は数式（４）即ち

に示すように得ることができる。ただし、

である。
図２に関して、ブロック５０は、定常フレーム電流Ｉ_qss及びＩ_dssを、予測された同期基準フレーム電流Ｉ_qsmに変換する。ブロック５２は、二次帯域通過フィルターを備え、注入高周波信号（３００〜１０００Ｈｚの範囲内であることが望ましい）のみが乗算器接合部５４において処理されることを可能にする。接合部５４は、ブロック５２の帯域通過フィルターの出力に−ｃｏｓ（ω_injｔ）項を掛けて、誤差信号のＤＣ成分を抽出する。ブロック５６は二次低域フィルターを備え、該信号から高周波調波を取り除き、項εを出力する。εは、数式（４）において定義される誤差信号である。

ブロック５８は、誤差項εを処理する三次の位置オブザーバである。εは出力を生成するよう、比例制御ブロック６０、積分制御ブロック６２及びフィードフォワード制御ブロック６４により処理される。ブロック６０の積分出力及びブロック６２の比例出力は、加算接合部６６において加算され、ブロック６８により処理されて、速度ω_{r_low}を予測し生成する。フィードフォワード利得ブロック６４の出力は、リミッター・ブロック７０により処理され、加算接合部７２にフィードフォワードされて、ブロック６８の速度出力に加算される。ブロック７４は加算接合部７２の出力を処理し、低速における予測された回転子角位置である項θ_{r_low}を生成する。

図３は、初期回転子磁石極性を検出するために用いられるブロック４３の詳細なブロック図の実現形態である。定常−回転基準フレーム・ブロック８０は、θｒを用いて、定常フレーム電流Ｉ_dss及びＩ_qssを同期基準フレーム電流Ｉ_dse及びＩ_qseに変換する。初期回転子極性検出方法においては、Ｄ軸電流Ｉ_dseのみが用いられる。Ｉ_dseは、Ｉ_dse電流の注入周波数のうちの二次高調波以外の全てを濾波する帯域通過フィルター８２を通過させられる。帯域通過フィルター８２の出力は、Ｉ_{dse_bp}である。信号Ｉ_{dse_bp}は、乗算ブロック８４を用いてＩ_{dse_bp}に項ｓｉｎ（２ω_injｔ−φ）を乗算することにより復調される。結果として生じた信号Ｉ_d1は、ＤＣ成分及び高周波成分を含む。低域フィルター・ブロック８６は、Ｉ_d1の高周波成分を濾波し、ＤＣ部分Ｉ_dのみを残す。信号Ｉ_dは、予測されたマシンのＤ軸に関する回転子磁石の極性の情報を含む。条件ブロック８８は、信号Ｉ_dの符号を用いて予測された位置の極性を決定する。この条件は、始動シーケンスの期間に一度だけ評価され得る。Ｉ_dの符号が負である場合、予測された回転子位置に１８０度が加算される。

図４は、図１に見られるブロック４４の高速予測方法の詳細なブロック図の実現形態である。ブロック８９は、測定された同期フレーム電流Ｉ_dqse及び指令された同期フレーム電圧Ｖ_dqseを用いる、Ｄ軸及びＱ軸ＢＥＭＦ電圧Ｅ_dqの予測装置である。指令された電圧Ｖ_dqseはブロック９０により乗算されるが、ブロック９０は下記の数式（５）における行列Ｂを表わす。ブロック９４、９８及び１０８は、数式（５）における行列Ａを表わす。加算接合部９２の出力はブロック９６により積分され、予測された同期基準フレーム電流Ｉ_{dqse_hat}を生ずる。積分ブロック９６の出力は、ブロック９４、接合部１００及びブロック１０２に供給される。乗算器接合部１００は、予測された回転子角速度ω_rをブロック９６の出力に乗算し、その出力をブロック９８に供給する。加算接合部１０２は、測定された電流と予測された電流とを比較して誤差信号を生成し、ブロック１０４に供給する。ブロック１０４は、数式（５）における行列Ｇを表わす利得行列である。ブロック１０６は、ブロック１０４の出力を積分し、予測されたＤ軸及びＱ軸のＢＥＭＦ電圧を生成する。加算接合部９２は、ブロック９０、９４、９８、１０４及び１０８の出力を加算し、数式（５）における状態行列Ｘを完成させる。

ブロック８９の閉ループ全状態オブザーバは、以下の数式により表わされ得る。

ただし、

である。
予測された逆ＥＭＦであるＥ_dqは、ブロック１１０〜ブロック１１８を用いて、速度と回転子の電気的位置とを生成するために利用される。ブロック１１０は、誤差信号の適正なスケーリング及び極性をＰＩブロック１１２に対して生成するために利用される。予測が正しい場合、Ｅ_dはゼロに等しい。しかし、Ｅ_dがゼロでない場合、Ｅ_dはＰＩブロック１１２に対する誤差信号として用いられ得、予測された回転子角速度ω_rを生ずる。積分器ブロック１１４は、予測された回転子角速度ω_rに基づいて、予測された回転子位置θ_rを生成する。回転子電気的位置訂正コントローラ１１８は、加算接合部１１６を介して、システムの非線形性に帰因する、予測における任意の誤差を補償するために利用される。

図５は、高速／低速回転子角位置・速度予測方法の間のなめらかな遷移を提供する、本発明に係る遷移方法ブロック４６の状態フロー図を図示する。図５に記載された遷移アルゴリズムは、低速及び高速のセンサーレス制御方法の動作を管理する高いレベルの制御を提供する。コントローラの電源を入れると、アルゴリズムは、一般的な初期化機能を実行する開始モジュール１２０から始まる。永久磁石マシンの場合、ブロック１２２は、回転子磁石の初期極性（例えば、北極／南極の方位）を決定するために用いられる。初期回転子極性検出が完了すると、アルゴリズムは低速モード１２４に入り、条件ブロック１２６に記載された条件が満たされるまでブロック１２４に留まる。条件ブロック１２６が真になると、制御は高速モード１３２へ渡される。条件ブロック１３０に記載された条件が満たされるまで、制御は高速モードに留まる。条件ブロック１３０が真になると、制御は低速モード１２４へ戻る。しきい値速度ω_LH及びω_HLは、モード間の複数の遷移を避けるため、十分に離して選択される。ブロック１２８における注入電圧の大きさは、回転子速度の関数としてプログラムされる。低速においては、注入電圧は一定に保たれる。速度が予め定められたしきい値を超えると、注入電圧は速度に関して直線的に低減される。注入電圧は、高速モードの期間には、ゼロにクランプされる。

本発明は上記に例示され記載された構造のみに限定されず、添付の特許請求の範囲に定義されるような本発明の趣旨及び範囲を外れることなく、様々な変更及び修正がなされ得ることが理解されるべきである。

本発明に係る制御システムのブロック図である。 本発明に係る低速回転子の電気的速度／位置予測方法のブロック図である。 本発明に係る初期極性検出方法のブロック図である。 本発明に係る高速回転子の電気的速度／位置予測方法のブロック図である。 本発明に係る遷移方法の状態図である。

符号の説明

１０ 制御システム、 １２ 電動モーター、

Claims (17)

1. 電動モーターに電力を供給するためのインバーターと、該インバーターを制御するためのコントローラとを備える、電動モーターのための制御システムであって、
   前記コントローラが、
   第一の速度における前記電動モーターに高周波信号を注入して、前記電動モーターの速度及び位置を決定する第一のモーター速度制御ブロックと、
   前記第一の速度よりも大きい第二の速度における前記電動モーターにおいて逆起電力を検出して、前記電動モーターの速度及び位置を決定する第二のモーター速度制御ブロックと、
   前記第一のモーター速度制御ブロックと前記第二のモーター速度制御ブロックとの間で前記電動モーターの動作を変更するための遷移ブロックと、
   を備える制御システム。
2. 前記電動モーターが誘導モーターである、請求項１に記載の制御システム。
3. 前記電動モーターが内部永久磁石モーターである、請求項１に記載の制御システム。
4. 前記電動モーターが同期リラクタンス・モーターである、請求項１に記載の制御システム。
5. 前記電動モーターが三相モーターである、請求項１に記載の制御システム。
6. 前記高周波信号が実質的に３００〜１０００Ｈｚの範囲内にある、請求項１に記載の制御システム。
7. 前記遷移ブロックが前記第一のモーター速度制御ブロックを定格マシン速度の１０％よりも小さい範囲で動作させる、請求項１に記載の制御システム。
8. 前記遷移ブロックが前記第二のモーター速度制御ブロックを定格マシン速度の５％よりも大きい範囲で動作させる、請求項１に記載の制御システム。
9. 電動モーターを制御する制御方法であって、
   第一の速度における前記電動モーターに高周波信号を注入する第一工程と、
   前記の注入された高周波信号により生成されるフィードバックを処理して、前記第一の速度における前記電動モーターの回転子の位置を決定する第二工程と、
   前記第一の速度よりも大きい第二の速度における前記電動モーターにおいて逆起電力を検出して、前記電動モーターの前記回転子の位置を決定する第三工程と、
   前記第二工程と前記第三工程との間で前記電動モーターの動作を遷移させる第四工程と、
   を備える制御方法。
10. 定常状態において前記電動モーターの前記回転子の位置を決定する工程を更に備える、請求項９に記載の制御方法。
11. 車両の少なくとも１つの車輪に結合された電動モーターと、該電動モーターに電気的に結合されたインバーターと、該インバーターに電気的に結合されたＤＣ電圧源と、前記電動モーターに電流を供給するよう前記インバーターの出力を制御するためのコントローラとを備える、車両のための伝導機構であって、
    前記コントローラが、
    第一の速度における前記電動モーターに高周波信号を注入して、前記電動モーターの速度及び位置を決定する第一のモーター速度制御モジュールと、
    前記第一の速度よりも大きい第二の速度における前記電動モーターにおいて逆起電力を検出して、前記電動モーターの速度及び位置を決定する第二のモーター速度制御モジュールと、
    前記第一のモーター速度制御ブロックと前記第二のモーター速度制御ブロックとの間で前記電動モーターの動作を変更するための遷移モジュールと、
    を備える伝導機構。
12. 前記電動モーターが誘導モーターである、請求項１１に記載の伝導機構。
13. 前記電動モーターが内部永久磁石モーターである、請求項１１に記載の伝導機構。
14. 前記電動モーターが同期リラクタンス・モーターである、請求項１１に記載の伝導機構。
15. 前記電動モーターが三相モーターである、請求項１１に記載の伝導機構。
16. 前記電動モーターが内部永久磁石回転子を備える、請求項１１に記載の伝導機構。
17. 前記コントローラが、定常状態において前記電動モーターの前記内部永久磁石回転子の極性を決定するための回転子角位置予測モジュールを更に備える、請求項１６に記載の伝導機構。

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