JP2829784B2 - Ｆｍ―ｃｗレーダ装置 - Google Patents
Ｆｍ―ｃｗレーダ装置Info
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- JP2829784B2 JP2829784B2 JP30787090A JP30787090A JP2829784B2 JP 2829784 B2 JP2829784 B2 JP 2829784B2 JP 30787090 A JP30787090 A JP 30787090A JP 30787090 A JP30787090 A JP 30787090A JP 2829784 B2 JP2829784 B2 JP 2829784B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔概 要〕 FM変調された搬送波を送信すると共に、該搬送波の一
部をローカル信号に使用して目標からの反射波とのビー
ト信号を得るFM−CWレーダ装置において、前記ローカル
信号の周波数を僅かにシフトする回路を設けることによ
り、FM−AM変換雑音の影響を軽減する。
部をローカル信号に使用して目標からの反射波とのビー
ト信号を得るFM−CWレーダ装置において、前記ローカル
信号の周波数を僅かにシフトする回路を設けることによ
り、FM−AM変換雑音の影響を軽減する。
本発明は、搬送波（CW）をFM変調して送信するFM−CW
レーダ装置に関する。
レーダ装置に関する。
FM−CWレーダは第３図に示すように、電圧制御発振器
VCOの変調端子に三角波等のFM信号を入力して搬送波CW
にFM変調をかけ、これを送信波Ｔとして送信アンテナAN
T1から監視領域に送信する。この監視領域内の目標から
の反射波Ｒは受信アンテナANT2で受信され、ミキサMIX1
でビート信号Beatに変換される。このとき、ホモダイン
検波方式では送信波Ｔの一部をローカル信号LOとして使
用する。
VCOの変調端子に三角波等のFM信号を入力して搬送波CW
にFM変調をかけ、これを送信波Ｔとして送信アンテナAN
T1から監視領域に送信する。この監視領域内の目標から
の反射波Ｒは受信アンテナANT2で受信され、ミキサMIX1
でビート信号Beatに変換される。このとき、ホモダイン
検波方式では送信波Ｔの一部をローカル信号LOとして使
用する。
このFM−CWレーダはビート信号Beatから目標の速度情
報だけでなく距離情報も得られるので、車両の衝突防止
用等に使用される。
報だけでなく距離情報も得られるので、車両の衝突防止
用等に使用される。
第３図のVCOをFM変調器とした場合、出力パワーの周
波数特性が非線形であるため、搬送波CWはFM変調と同時
にAM変調を受ける。このためローカル信号LOの振幅が変
動してその影響がビート信号Beatにも現れる。これがFM
−CWレーダ特有のFM−AM変換雑音である。この雑音は周
波数成分が低いため近距離の目標からの信号成分と重な
り、衝突の可能性が高い近距離の目標の検出を妨害す
る。
波数特性が非線形であるため、搬送波CWはFM変調と同時
にAM変調を受ける。このためローカル信号LOの振幅が変
動してその影響がビート信号Beatにも現れる。これがFM
−CWレーダ特有のFM−AM変換雑音である。この雑音は周
波数成分が低いため近距離の目標からの信号成分と重な
り、衝突の可能性が高い近距離の目標の検出を妨害す
る。
本発明は信号の周波数域を高い方にシフトすることに
より、FM−AM変換雑音の影響を軽減しようとするもので
ある。
より、FM−AM変換雑音の影響を軽減しようとするもので
ある。
本発明は、FM変調された搬送波を送信すると共に、該
搬送波の一部をローカル信号に使用して目標からの反射
波とのビート信号を得るFM−CWレーダ装置において、前
記ローカル信号の周波数を該周波数よりも小さい第１の
所定の周波数だけ一方向へシフトさせる第１の周波数シ
フト回路と、該第１の周波数シフト回路でシフトさせた
周波数を該第１の所定の周波数と異なる第２の所定の周
波数だけ前記一方向とは逆方向に高周波側へシフトさせ
る第２の周波数シフト回路を設け、前記ローカル信号の
周波数と前記受信した反射波の周波数との間にFM−AM雑
音を除去する前記第２の周波数シフト回路でシフトさせ
た周波数の差をもたせることを特徴とするものである。
搬送波の一部をローカル信号に使用して目標からの反射
波とのビート信号を得るFM−CWレーダ装置において、前
記ローカル信号の周波数を該周波数よりも小さい第１の
所定の周波数だけ一方向へシフトさせる第１の周波数シ
フト回路と、該第１の周波数シフト回路でシフトさせた
周波数を該第１の所定の周波数と異なる第２の所定の周
波数だけ前記一方向とは逆方向に高周波側へシフトさせ
る第２の周波数シフト回路を設け、前記ローカル信号の
周波数と前記受信した反射波の周波数との間にFM−AM雑
音を除去する前記第２の周波数シフト回路でシフトさせ
た周波数の差をもたせることを特徴とするものである。
ホモダイン検波の場合、ビート信号の周波数成分だけ
が得られる。これに対し、ローカル信号の周波数を僅か
にシフトすると一種のヘテロダイン検波になり、両搬送
波の周波数差（シフト分）がビート信号の周波数をシフ
トする。FM−AM雑音の周波数は低い領域に集中している
ため、周波数シフトでビート信号の周波数が高くなると
両者をフィルタで容易に分離することができ、FM−AM雑
音の影響、特に近距離の目標からの信号との混在を回避
できる。
が得られる。これに対し、ローカル信号の周波数を僅か
にシフトすると一種のヘテロダイン検波になり、両搬送
波の周波数差（シフト分）がビート信号の周波数をシフ
トする。FM−AM雑音の周波数は低い領域に集中している
ため、周波数シフトでビート信号の周波数が高くなると
両者をフィルタで容易に分離することができ、FM−AM雑
音の影響、特に近距離の目標からの信号との混在を回避
できる。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図で、VCO、ANT
1、ANT2、MIX1は第３図の構成と変らない。本例はこの
構成に発振器PLO1,PLO2、ミキサMIX2,MIX3、バンドパス
フィルタBPF1,BPF2、２逓倍回路MUL1,MUL2からなるロー
カル信号の周波数シフト回路を追加したものである。
1、ANT2、MIX1は第３図の構成と変らない。本例はこの
構成に発振器PLO1,PLO2、ミキサMIX2,MIX3、バンドパス
フィルタBPF1,BPF2、２逓倍回路MUL1,MUL2からなるロー
カル信号の周波数シフト回路を追加したものである。
送信波Ｔと反射波Ｒの搬送波周波数2F0が例えば60GHz
のように高い場合、周波数シフト処理はできるだけ低い
状態で行うことが望ましい。そこでVCOではその1/2の周
波数F0＝30GHzの搬送波を発振し、これに三角波でFM変
調をかける。その後２逓倍回路MUL1で2F0の送信波Ｔを
作るので、F0を分岐して作るローカル信号LOも最終的に
は２逓倍回路MLU2で２倍の周波数にする。
のように高い場合、周波数シフト処理はできるだけ低い
状態で行うことが望ましい。そこでVCOではその1/2の周
波数F0＝30GHzの搬送波を発振し、これに三角波でFM変
調をかける。その後２逓倍回路MUL1で2F0の送信波Ｔを
作るので、F0を分岐して作るローカル信号LOも最終的に
は２逓倍回路MLU2で２倍の周波数にする。
その前にミキサMIX2ではF0を発振器PLO1の出力によっ
てf1だけシフトさせる。このf1はF0≫f1の関係にあり、
例えば1GHzである。この周波数シフトの結果ミキサMIX2
の出力にはF0−f1とF0＋f1とF0とf1が発生する。この中
からフィルタBPF1でF0−f1を抽出する。第２図（ａ）の
破線はこのBPF1の特性を示している。
てf1だけシフトさせる。このf1はF0≫f1の関係にあり、
例えば1GHzである。この周波数シフトの結果ミキサMIX2
の出力にはF0−f1とF0＋f1とF0とf1が発生する。この中
からフィルタBPF1でF0−f1を抽出する。第２図（ａ）の
破線はこのBPF1の特性を示している。
次にミキサMIX3ではF0−f1を更に発振器PLO2の出力に
よってf1＋f2だけシフトさせる（f1≫f2）。f2は最終的
にシフトさせたい周波数の1/2の値であり、例えば25KHz
である。この結果ミキサMIX3の出力にはF0−2f1−f2とF
0＋f2とF0−f1とf1＋f2が発生する。この中からフィル
タBPF2でF0＋f2を抽出する。第２図（ｂ）の破線はこの
BPF2の特性である。
よってf1＋f2だけシフトさせる（f1≫f2）。f2は最終的
にシフトさせたい周波数の1/2の値であり、例えば25KHz
である。この結果ミキサMIX3の出力にはF0−2f1−f2とF
0＋f2とF0−f1とf1＋f2が発生する。この中からフィル
タBPF2でF0＋f2を抽出する。第２図（ｂ）の破線はこの
BPF2の特性である。
最後に２逓倍回路MUL2でF0＋f2を２倍にすると、2F0
＋2f2のローカル信号LOが得られる。これは送信波Ｔの
周波数2F0を2f2（ここでは50KHz）だけシフトさせたも
のであり、当然反射波Ｒとの間にもこの周波数差があ
る。そこでＲとLOを入力とするミキサMIX1の出力を第２
図（ｃ）に示すような特性のフィルタBPF3に通すと、FM
−AM変換雑音を除去した信号成分を抽出できる。このフ
ィルタBPF3のカットオフ周波数は2f2＝50KHzとして20KH
z程度であり、これにより近距離の目標の信号をFM−AM
変換雑音と区別して抽出できる。
＋2f2のローカル信号LOが得られる。これは送信波Ｔの
周波数2F0を2f2（ここでは50KHz）だけシフトさせたも
のであり、当然反射波Ｒとの間にもこの周波数差があ
る。そこでＲとLOを入力とするミキサMIX1の出力を第２
図（ｃ）に示すような特性のフィルタBPF3に通すと、FM
−AM変換雑音を除去した信号成分を抽出できる。このフ
ィルタBPF3のカットオフ周波数は2f2＝50KHzとして20KH
z程度であり、これにより近距離の目標の信号をFM−AM
変換雑音と区別して抽出できる。
上記実施例で中間的なシフト周波数f1を用いるのは、
最終シフト周波数f2で搬送波周波数F0を直接シフトして
F0＋f2だけを抽出するのが困難だからである。この周波
数シフトによるもう１つのメリットは、2f2をドップラ
周波数よりも或る程度高い値にすることで、三角波変調
時のアップ、ダウンの反転（信号抜け）を防止できる点
である。つまり、目標の距離と速度はビート信号のアッ
プ周波数とダウン周波数を用いて算出するが、目標が近
距離になるとアップとダウンの関係が反転する。これを
知らずに同じ算出式を使うと全く意味のない結果となる
が、アップ、ダウンの反転がなければこの問題は生じな
い。尚、周波数シフトはローカル信号を分岐した後の送
信波Ｔ或いは受信した反射波Ｒに対して行ってもよい
が、ロスの問題を考えればローカルについて行うのが最
良である。
最終シフト周波数f2で搬送波周波数F0を直接シフトして
F0＋f2だけを抽出するのが困難だからである。この周波
数シフトによるもう１つのメリットは、2f2をドップラ
周波数よりも或る程度高い値にすることで、三角波変調
時のアップ、ダウンの反転（信号抜け）を防止できる点
である。つまり、目標の距離と速度はビート信号のアッ
プ周波数とダウン周波数を用いて算出するが、目標が近
距離になるとアップとダウンの関係が反転する。これを
知らずに同じ算出式を使うと全く意味のない結果となる
が、アップ、ダウンの反転がなければこの問題は生じな
い。尚、周波数シフトはローカル信号を分岐した後の送
信波Ｔ或いは受信した反射波Ｒに対して行ってもよい
が、ロスの問題を考えればローカルについて行うのが最
良である。
以上述べたように本発明によれば、FM−CWレーダ特有
のFM−AM雑音の影響を軽減し、特に近距離目標の検知能
力を向上させることができる。また、本発明はローカル
信号と反射波との間に周波数シフトによる差をもたせた
ものであるため、ビート信号を抽出するためのバンドパ
スフィルタの帯域は従来と同じでよく、広げる必要はな
い。また周波数シフト回路をローカル信号側に設けてい
るので、送信波にロスが発生せず、精度が低下するとい
う問題はない。
のFM−AM雑音の影響を軽減し、特に近距離目標の検知能
力を向上させることができる。また、本発明はローカル
信号と反射波との間に周波数シフトによる差をもたせた
ものであるため、ビート信号を抽出するためのバンドパ
スフィルタの帯域は従来と同じでよく、広げる必要はな
い。また周波数シフト回路をローカル信号側に設けてい
るので、送信波にロスが発生せず、精度が低下するとい
う問題はない。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、 第２図は各BPFの特性図、 第３図は従来のFM−CWレーダの概略図である。 図中、ANT1,ANT2はアンテナ、MIX1〜MIX3はミキサ、BPF
1〜BPF2はバンドパスフィルタ、VCOは電圧制御発振器、
PLO1,PLO2は発振器である。
1〜BPF2はバンドパスフィルタ、VCOは電圧制御発振器、
PLO1,PLO2は発振器である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭64−86085（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−177190（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−206987（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−19588（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−261883（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−290582（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−142486（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−198379（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G01S 13/34
Claims (1)
- 【請求項１】FM変調された搬送波を送信すると共に、該
搬送波の一部をローカル信号に使用して目標からの反射
波とのビート信号を得るFM−CWレーダ装置において、 前記ローカル信号の周波数を該周波数よりも小さい第１
の所定の周波数だけ一方向へシフトさせる第１の周波数
シフト回路と、 該第１の周波数シフト回路でシフトさせた周波数を該第
１の所定の周波数と異なる第２の所定の周波数だけ前記
一方向とは逆方向に高周波側へシフトさせる第２の周波
数シフト回路を設け、 前記ローカル信号の周波数と前記受信した反射波の周波
数との間にFM−AM雑音を除去する前記第２の周波数シフ
ト回路でシフトさせた周波数の差をもたせることを特徴
とするFM−CWレーダ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30787090A JP2829784B2 (ja) | 1990-11-14 | 1990-11-14 | Ｆｍ―ｃｗレーダ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30787090A JP2829784B2 (ja) | 1990-11-14 | 1990-11-14 | Ｆｍ―ｃｗレーダ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04178589A JPH04178589A (ja) | 1992-06-25 |
| JP2829784B2 true JP2829784B2 (ja) | 1998-12-02 |
Family
ID=17974152
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30787090A Expired - Fee Related JP2829784B2 (ja) | 1990-11-14 | 1990-11-14 | Ｆｍ―ｃｗレーダ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2829784B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100668363B1 (ko) * | 2005-12-08 | 2007-01-16 | 한국전자통신연구원 | Ｍｍｉｃ를 이용한 밀리미터파 대역 레이더 센서용 ｒｆ송수신기 |
| US7652617B2 (en) * | 2006-06-01 | 2010-01-26 | University Of Florida Research Foundation, Inc. | Radar microsensor for detection, tracking, and classification |
| JP2009109380A (ja) * | 2007-10-31 | 2009-05-21 | Toyota Central R&D Labs Inc | レーダ装置 |
| JP5750214B2 (ja) * | 2009-03-30 | 2015-07-15 | 日本信号株式会社 | 無線距離・速度計測装置 |
-
1990
- 1990-11-14 JP JP30787090A patent/JP2829784B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04178589A (ja) | 1992-06-25 |
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Legal Events
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Year of fee payment: 10 Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080925 |
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