JP2554736Y2 - Switching regulator - Google Patents
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Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】本考案は、スイッチング素子のオ
フ時間幅が一定、オン時間幅が可変のスイッチングレギ
ュレータに関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching regulator having a constant off time width and a variable on time width of a switching element.
【0002】[0002]
【従来の技術】スイッチングレギュレータとして、リン
ギングチョークコンバータのように制御発振器を持たな
い自励型と、PWM(パルス幅変調)回路を有する他励
型とが知られている。2. Description of the Related Art As a switching regulator, a self-excited type having no control oscillator such as a ringing choke converter and a separately-excited type having a PWM (pulse width modulation) circuit are known.
【0003】[0003]
【考案が解決しようとする課題】しかし、従来の自励型
スイッチングレギュレータは、負荷が変動すると、スイ
ッチング素子のオン・オフ周波数が大幅に変化するとい
う欠点を有する。一方、他励型スイッチングレギュレー
タは、スイッチング素子のオン・オフ周波数は一定であ
るが、三角波と誤差出力との比較に基づいてPWMパル
スを形成するので、ノイズによって誤動作しやすいとい
う欠点及び回路構成が複雑になるという欠点を有する。
即ち、三角波の振幅は通常0.5〜1.0V程度と比較
的低く、これと誤差出力とが比較されるので、ノイズに
よって誤動作する恐れがあった。However, the conventional self-excited switching regulator has a drawback that when the load fluctuates, the on / off frequency of the switching element greatly changes. On the other hand, the on / off frequency of the switching element is constant, but the PWM pulse is formed based on the comparison between the triangular wave and the error output. It has the disadvantage of being complicated.
That is, the amplitude of the triangular wave is relatively low, usually about 0.5 to 1.0 V, and this is compared with the error output.
【0004】そこで、本考案の目的は、スイッチング素
子のオン・オフ周波数の変動が比較的少なく且つノイズ
による誤動作が少ないスイッチングレギュレータを提供
することにある。Accordingly, an object of the present invention is to provide a switching regulator which has a relatively small variation in on / off frequency of a switching element and a small malfunction due to noise.
【0005】[0005]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本考案は、実施例を示す図面の符号を参照して説明す
ると、直流電圧をスイッチング素子7でオン・オフして
制御された電圧を得るためのスイッチングレギュレータ
において、前記スイッチング素子7のオン・オフ制御回
路14が、比較器24と、第1及び第2のコンデンサC
1 、C2 と、第1、第2及び第3の抵抗R1 、R2 、R
3 と、基準電圧源27と、第1、第2及び第3の制御素
子Q1 、Q2 、Q3 と、ダイオードD2 と、充電制御素
子29とを備え、前記第1のコンデンサC1 は前記第1
の制御素子Q1 を介して電源端子15に接続され、前記
第1の抵抗R1 は前記第1のコンデンサC1 に並列に接
続され、前記第1の制御素子Q1 の制御端子は前記第3
の抵抗R3 を介して前記基準電圧源27に接続され、前
記比較器24の一方の入力端子は前記第3の抵抗R3 を
介して前記基準電圧源27に接続され、前記比較器24
の他方の入力端子は前記第1のコンデンサC1 に接続さ
れ、前記第2の抵抗R2 は前記ダイオードD2 を介して
前記比較器24の一方の入力端子と出力端子との間に接
続され、前記第2の制御素子Q2 は前記比較器24の一
方の入力端子とグランドとの間に接続され、前記第2の
コンデンサC2 は前記第2の制御素子Q2 の制御素子と
グランドとの間に接続され、前記充電制御素子29は充
電電源と前記第2のコンデンサC2 との間に接続され、
前記第3の制御素子Q3 は前記第2のコンデンサC2 に
並列に接続され、前記第3の制御素子Q3 の制御端子は
前記スイッチング素子をオフにする出力が前記比較器2
4から発生している期間に前記第3の制御素子Q3 がオ
ンになるように前記比較器24の出力端子に関係付けら
れており、前記充電制御素子29によって前記第2のコ
ンデンサC2 の充電時定数を変えることによって前記ス
イッチング素子7のオン時間幅を変えるように構成され
ていることを特徴とするスイッチングレギュレータに係
わるものである。According to the present invention for achieving the above object, a voltage controlled by turning on / off a DC voltage by a switching element 7 will be described with reference to the reference numerals in the drawings showing the embodiments. In the switching regulator for obtaining the following, the on / off control circuit 14 of the switching element 7 includes a comparator 24 and first and second capacitors C
1, C2 and the first, second and third resistors R1, R2, R
3, a reference voltage source 27, first, second, and third control elements Q1, Q2, Q3, a diode D2, and a charge control element 29, and the first capacitor C1 is connected to the first capacitor C1.
The first resistor R1 is connected in parallel with the first capacitor C1, and the control terminal of the first control element Q1 is connected to the third terminal.
And one input terminal of the comparator 24 is connected to the reference voltage source 27 through the third resistor R3, and is connected to the reference voltage source 27 via the third resistor R3.
The other input terminal is connected to the first capacitor C1, and the second resistor R2 is connected between one input terminal and the output terminal of the comparator 24 via the diode D2. The second control element Q2 is connected between one input terminal of the comparator 24 and the ground, the second capacitor C2 is connected between the control element of the second control element Q2 and the ground, The charge control element 29 is connected between a charge power supply and the second capacitor C2,
The third control element Q3 is connected in parallel with the second capacitor C2, and the control terminal of the third control element Q3 has an output for turning off the switching element.
4, the third control element Q3 is connected to the output terminal of the comparator 24 so that the third control element Q3 is turned on, and the charge control element 29 charges the second capacitor C2. The present invention relates to a switching regulator characterized in that an on-time width of the switching element 7 is changed by changing a constant.
【0006】[0006]
【作用】比較器24は制御パルスを出力する。基準電圧
源27の電圧は比較器24の一方の入力端子の入力とな
る。第2のコンデンサC2 が所定以上に充電されたこと
に応答して第2の制御素子Q2 がオンになった時に、比
較器24の一方の入力端子の電圧は他方の入力端子の電
圧よりも低くなり、比較器24の出力は転換する。これ
に応答して第1のコンデンサC1 の放電が開始し、比較
器24の他方の入力端子の電圧が低下し、再び一方の入
力端子の電圧よりも低くなり、比較器24の出力が元に
戻る。充電制御素子29の抵抗値が変化すると、第2の
コンデンサC2 の充電速度が変化し、オン時間幅が変化
する。The comparator outputs a control pulse. The voltage of the reference voltage source 27 is input to one input terminal of the comparator 24. When the second control element Q2 is turned on in response to the second capacitor C2 having been charged to a predetermined amount or more, the voltage at one input terminal of the comparator 24 is lower than the voltage at the other input terminal. Thus, the output of the comparator 24 changes. In response, the discharge of the first capacitor C1 starts, the voltage of the other input terminal of the comparator 24 decreases, becomes lower than the voltage of the one input terminal again, and the output of the comparator 24 becomes Return. When the resistance value of the charge control element 29 changes, the charging speed of the second capacitor C2 changes, and the ON time width changes.
【0007】[0007]
【実施例】次に、図1〜図4を参照して本考案の実施例
に係わるスイッチングレギュレータを説明する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Next, a switching regulator according to an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
【0008】図1において、交流電源端子1に接続され
た整流平滑回路から成る直流電源2の出力端子即ち直流
電源端子3とグランド端子4との間には、トランス5の
1次巻線6とFETから成るスイッチング素子7との直
列回路が接続されている。In FIG. 1, an output terminal of a DC power supply 2 comprising a rectifying and smoothing circuit connected to an AC power supply terminal 1, that is, between a DC power supply terminal 3 and a ground terminal 4, a primary winding 6 of a transformer 5 and A series circuit with a switching element 7 composed of an FET is connected.
【0009】トランス5の2次巻線8には、ダイオード
9とコンデンサ10とから成る出力整流平滑回路11と
出力端子12とを介して負荷13が接続されている。A load 13 is connected to the secondary winding 8 of the transformer 5 via an output rectifying / smoothing circuit 11 comprising a diode 9 and a capacitor 10 and an output terminal 12.
【0010】スイッチング素子7のオン・オフ制御回路
14は、電源端子15と、グランド(共通)端子16
と、制御パルス出力端子17と、電圧検出端子18とを
有する。電源端子15は制御電源回路19に接続され、
グランド端子16は直流電源2のグランド端子4に接続
され、制御パルス出力端子17はスイッチング素子7の
制御端子(ゲート)に接続され、電圧検出端子18は出
力端子12に接続されている。The on / off control circuit 14 of the switching element 7 includes a power supply terminal 15 and a ground (common) terminal 16.
And a control pulse output terminal 17 and a voltage detection terminal 18. The power terminal 15 is connected to the control power circuit 19,
The ground terminal 16 is connected to the ground terminal 4 of the DC power supply 2, the control pulse output terminal 17 is connected to the control terminal (gate) of the switching element 7, and the voltage detection terminal 18 is connected to the output terminal 12.
【0011】制御電源回路19は、トランス5に設けら
れた3次巻線20と、これに接続された整流ダイオード
21と、平滑用コンデンサ22と、起動抵抗23とで構
成されている。このスイッチングレギュレータは、スイ
ッチング素子7がオフの期間に出力整流ダイオード9が
オンになるオン・オフ型(リバース型)であるので、ス
イッチング素子7のオフ期間に3次巻線19にほぼ一定
の電圧が得られ、これによって平滑用コンデンサ22が
充電される。The control power supply circuit 19 includes a tertiary winding 20 provided in the transformer 5, a rectifier diode 21 connected to the tertiary winding 20, a smoothing capacitor 22, and a starting resistor 23. Since this switching regulator is an on / off type (reverse type) in which the output rectifier diode 9 is turned on while the switching element 7 is off, a substantially constant voltage is applied to the tertiary winding 19 during the off period of the switching element 7. Is obtained, whereby the smoothing capacitor 22 is charged.
【0012】図1の制御回路14は、図2に示すように
構成されている。この制御回路14は、大別して電圧比
較器24と、オフ幅制御回路25と、オン幅制御回路2
6と、基準電圧源27とを有し、図3及び図4の(C)
に示すような制御パルスを出力端子17を介してスイッ
チング素子7に供給する。なお、図3は重負荷時の各部
の状態を示し、図4は軽負荷時の各部の状態を示す。The control circuit 14 shown in FIG. 1 is configured as shown in FIG. The control circuit 14 is roughly divided into a voltage comparator 24, an OFF width control circuit 25, and an ON width control circuit 2.
6 and a reference voltage source 27, and shown in FIG.
Is supplied to the switching element 7 via the output terminal 17. FIG. 3 shows the state of each part under heavy load, and FIG. 4 shows the state of each part under light load.
【0013】オフ幅制御回路25は、第1のコンデンサ
C1 と、第1、第2及び第3の抵抗R1 、R2 、R3
と、第1の制御素子としてのトランジスタQ1 と、2つ
のダイオードD1 、D2 とから成る。第1のコンデンサ
C1 は電源端子15とグランドとの間に第1のトランジ
スタQ1 とダイオードD1 とを介して接続されている。
第1の抵抗R1 は放電回路を形成するために第1のコン
デンサC1 に並列に接続されている。第1のコンデンサ
C1 の上端は、比較器24の負入力端子に接続されてい
る。第1のトランジスタQ1 のベース(制御端子)は抵
抗R3 を介して基準電圧源27に接続されていると共
に、抵抗R2 とダイオードD2 とから成るコンデンサC
1 の充電停止制御回路を介して比較器24の出力端子に
接続されている。比較器24の正入力端子は抵抗R3 を
介して基準電圧源27に接続されていると共に、抵抗R
2 とダイオードD2 を介して比較器24の出力端子にも
接続されている。The off-width control circuit 25 includes a first capacitor C1, and first, second and third resistors R1, R2, R3.
And a transistor Q1 as a first control element, and two diodes D1 and D2. The first capacitor C1 is connected between the power supply terminal 15 and the ground via a first transistor Q1 and a diode D1.
The first resistor R1 is connected in parallel with the first capacitor C1 to form a discharge circuit. The upper end of the first capacitor C1 is connected to the negative input terminal of the comparator 24. The base (control terminal) of the first transistor Q1 is connected to a reference voltage source 27 via a resistor R3, and a capacitor C comprising a resistor R2 and a diode D2.
It is connected to the output terminal of the comparator 24 via the first charge stop control circuit. The positive input terminal of the comparator 24 is connected to a reference voltage source 27 via a resistor R3.
2 and the output terminal of the comparator 24 via the diode D2.
【0014】オン幅制御回路26は、第2のコンデンサ
C2 と、第2の制御素子としてのトランジスタQ2 と、
第3の制御素子としてのトランジスタQ3 と、NOT回
路(インバータ)28と、充電制御素子としてのホトト
ランジスタ29と、発光ダイオード30と、誤差増幅器
31と、基準電圧源32と、分圧用抵抗33、34とか
ら成る。The ON width control circuit 26 includes a second capacitor C2, a transistor Q2 as a second control element,
A transistor Q3 as a third control element, a NOT circuit (inverter) 28, a phototransistor 29 as a charge control element, a light emitting diode 30, an error amplifier 31, a reference voltage source 32, a voltage dividing resistor 33, 34.
【0015】第2のコンデンサC2 の上端はホトトラン
ジスタ29を介して電源端子15に接続され、下端はグ
ランドに接続されている。この第2のコンデンサC2 の
電圧Vc2を比較器24に関係付けるために、比較器24
の正入力端子とグランドとの間に第2のトランジスタQ
2 が接続され、この第2のトランジスタQ2 のベース
(制御端子)が第2のコンデンサC2 の上端に接続され
ている。また、第2のコンデンサC2 の放電を比較器2
4の出力に関係付けるために、第2のコンデンサC2 に
対して並列に放電制御素子として第3のトランジスタQ
3 が接続され、比較器24の出力端子がNOT回路28
を介して第3のトランジスタQ3 のベース(制御端子)
に接続されている。The upper end of the second capacitor C2 is connected to the power supply terminal 15 via the phototransistor 29, and the lower end is connected to the ground. In order to relate the voltage Vc2 of the second capacitor C2 to the comparator 24,
Of the second transistor Q between the positive input terminal of
2 is connected, and the base (control terminal) of the second transistor Q2 is connected to the upper end of the second capacitor C2. Also, the discharge of the second capacitor C2 is
4 as a discharge control element in parallel with the second capacitor C2 in order to relate to the output of the third transistor Q2.
3 is connected, and the output terminal of the comparator 24 is
Through the base of the third transistor Q3 (control terminal)
It is connected to the.
【0016】出力電圧の値に対して反比例的にスイッチ
ング素子7のオン幅を変えるために、電圧検出端子18
に接続された分圧用抵抗33、34の分圧点が誤差増幅
器31の一方の入力端子に接続され、この他方の入力端
子に基準電圧源32が接続され、この出力端子に発光ダ
イオード30が接続されている。発光ダイオード30は
ホトトランジスタ29に光結合されているので、誤差増
幅器31の出力に対応した光入力がホトトランジスタ2
9に与えられる。なお、基準電圧源32は電圧検出端子
18に接続された抵抗とツエナーダイオードで形成され
ているが、図2では原理的に示されている。また、基準
電圧源27も抵抗とツエナーダイオード等の組み合せで
形成されているが、図2では原理的に示されている。In order to change the ON width of the switching element 7 in inverse proportion to the value of the output voltage, the voltage detection terminal 18
Are connected to one input terminal of the error amplifier 31, a reference voltage source 32 is connected to the other input terminal, and the light emitting diode 30 is connected to this output terminal. Have been. Since the light emitting diode 30 is optically coupled to the phototransistor 29, the light input corresponding to the output of the error amplifier 31 is
9 given. The reference voltage source 32 is formed by a resistor and a Zener diode connected to the voltage detection terminal 18, but is shown in principle in FIG. The reference voltage source 27 is also formed by a combination of a resistor and a Zener diode, but is shown in principle in FIG.
【0017】[0017]
【動作】次に、図3の波形図を参照して図1及び図2の
回路の動作を説明する。図1の直流電源2から電力供給
を開始すると、起動抵抗23を介してコンデンサ22が
充電され、この電圧が所定値に達すると、ツエナーダイ
オード等で構成された基準電圧源27から基準電圧Vr
(約6.3V)得られ、これが比較器24の正入力端子
に与えられる。同時に、第1のトランジスタQ1もオン
になり、電源端子15の電圧+Vで第1のコンデンサC
1が充電される。この第1のコンデンサC1は、基準電
圧VrからトランジスタQ1のベース・エミッタ間電圧
VbeとダイオードD1の電圧Vfとの和(Vbe±V
f)を差し引いた値(約5V)まで短い立上り時間
(0.5μs)で充電される。一方、比較器24の正入
力端子には、基準電圧源27の電圧Vr(6.3V)が
印加される。比較器24の図3の(A)で実線で示す正
入力端子の電圧V1は約6.3Vであり、破線で示す負
入力端子の電圧V2は約5Vであるので、比較器24の
出力は高レベル(H)になる。なお、両人力電圧V1、
V2の差は約1.3Vであるので、ノイズによる誤動作
を十分に防ぐことができる。Next, the operation of the circuits shown in FIGS. 1 and 2 will be described with reference to the waveform chart of FIG. When the power supply is started from the DC power supply 2 in FIG. 1, the capacitor 22 is charged via the starting resistor 23, and when this voltage reaches a predetermined value, the reference voltage Vr is supplied from the reference voltage source 27 composed of a Zener diode or the like.
(About 6.3 V), which is supplied to the positive input terminal of the comparator 24. At the same time, the first transistor Q1 is also turned on, and the voltage of the power supply terminal 15 + V causes the first capacitor C1 to turn on.
1 is charged. The first capacitor C1 receives a sum ( Vbe ± V) of the base-emitter voltage Vbe of the transistor Q1 and the voltage Vf of the diode D1 from the reference voltage Vr.
The battery is charged in a short rise time (0.5 μs) to a value (about 5 V) from which f ) is subtracted. On the other hand, the voltage Vr (6.3 V) of the reference voltage source 27 is applied to the positive input terminal of the comparator 24. Since the voltage V1 at the positive input terminal of the comparator 24 shown by the solid line in FIG. 3A is about 6.3V and the voltage V2 at the negative input terminal shown by the broken line is about 5V, the output of the comparator 24 is High level (H). In addition, the two-person power voltage V1,
Since the difference between V2 is about 1.3 V, malfunction due to noise can be sufficiently prevented.
【0018】一方、第2のコンデンサC2 の充電時定数
は第1のコンデンサC1 の充電時定数よりも十分に大き
く設定されているので、この電圧Vc2は図3の(B)に
示すようにオン期間Tonに傾斜を有してゆっくり上昇す
る。なお、オン期間Tonには比較器24の出力が高レベ
ル、NOT回路28の出力が低レベル、第3のトランジ
スタQ3 がオフであるので、第2のコンデンサC2 の放
電回路は形成されない。第2のコンデンサC2 の電圧V
c2が0.7〜0.8V程度になると、第2のトランジス
タQ2 がオンになり、比較器24の正入力端子の電圧V
1 が低下し、負入力端子の電圧V2 よりも低くなり、比
較器24の出力は低レベル(L)に転換する。これによ
り、第2のダイオードD2 がオンになり、オフ期間Tof
f には比較器24の正入力端子の電圧V1 が {(Vr −Vf )(R2 )/(R2 +R3 )}+Vf になり、約3Vに固定される。なお、Vf はダイオード
D1 、D2 のそれぞれの順方向電圧を示す。また、NO
T回路28の出力が高レベル、第3のトランジスタQ3
がオンになるので、第2のコンデンサC2 の電荷が急激
に放出され、この電圧Vc2は急激に低下する。On the other hand, since the charging time constant of the second capacitor C2 is set sufficiently larger than the charging time constant of the first capacitor C1, this voltage Vc2 is turned on as shown in FIG. It rises slowly with a slope in the period Ton. During the ON period Ton, the output of the comparator 24 is at a high level, the output of the NOT circuit 28 is at a low level, and the third transistor Q3 is off, so that the discharging circuit of the second capacitor C2 is not formed. The voltage V of the second capacitor C2
When c2 becomes about 0.7 to 0.8 V, the second transistor Q2 is turned on, and the voltage V at the positive input terminal of the comparator 24 is turned on.
1 drops below the voltage V2 at the negative input terminal, and the output of the comparator 24 changes to a low level (L). As a result, the second diode D2 is turned on, and the off period Tof
For f, the voltage V1 at the positive input terminal of the comparator 24 becomes {(Vr-Vf) (R2) / (R2 + R3)} + Vf, and is fixed at about 3V. Vf indicates the forward voltage of each of the diodes D1 and D2. NO
When the output of the T circuit 28 is at a high level, the third transistor Q3
Is turned on, the electric charge of the second capacitor C2 is rapidly discharged, and the voltage Vc2 drops rapidly.
【0019】オフ期間Toff には、正入力端子の電圧V
1 が負入力端子の電圧V2 よりも低いので、第1のトラ
ンジスタQ1 及び第1のダイオードD1 が逆バイアス状
態となり、第1のコンデンサC1 の充電が停止され、第
1のコンデンサC1 の電荷はC1 R1 の放電時定数で放
出され、この電圧即ち負入力端子の電圧V2 は傾斜を有
して低下する。オフ期間における正入力端子の電圧V1
は固定され、第1のコンデンサC1 の放電時定数は一定
であるので、負入力端子の電圧V2 が正入力端子の電圧
V1 を横切るまでの時間幅即ちオフ期間Toff の幅は一
定である。During the off period Toff, the voltage V of the positive input terminal is
1 is lower than the voltage V2 at the negative input terminal, the first transistor Q1 and the first diode D1 are in a reverse bias state, the charging of the first capacitor C1 is stopped, and the charge of the first capacitor C1 is changed to C1. R1 is discharged with a discharge time constant, and this voltage, that is, the voltage V2 at the negative input terminal, decreases with a slope. Voltage V1 of positive input terminal during off period
Is fixed and the discharge time constant of the first capacitor C1 is constant, so that the time width until the voltage V2 at the negative input terminal crosses the voltage V1 at the positive input terminal, that is, the width of the off period Toff is constant.
【0020】比較器24の負入力端子の電圧V2 が正入
力端子の電圧V1 よりも低くなると、比較器24の出力
は再び高レベルになり、同じ動作が繰返される。比較器
24の出力Vout はスイッチング素子7に与えられるの
で、スイッチング素子7は図3の(C)に示す出力Vou
t に対応してオン・オフする。When the voltage V2 at the negative input terminal of the comparator 24 becomes lower than the voltage V1 at the positive input terminal, the output of the comparator 24 goes high again, and the same operation is repeated. Since the output Vout of the comparator 24 is given to the switching element 7, the switching element 7 outputs the output Vou shown in FIG.
Turns on / off in response to t.
【0021】軽負荷になって出力端子12の電圧が高く
なると、ホトトランジスタ29の抵抗R2 が小さくな
り、第2のコンデンサC2 の充電時定数C2 R2 が小さ
くなる。この結果、図4の(B)に示すように第2のコ
ンデンサC2 の電圧Vc2の充電速度が速くなり、比較器
24の出力Vout が高レベルに転換した時点から短い期
間内に第2のトランジスタQ2 がオンに転換し、オン期
間Tonが短くなる。オフ期間Toff はほぼ一定に保たれ
ているので、結局、出力端子12の電圧は所定電圧値に
戻される。When the load on the output terminal 12 increases due to a light load, the resistance R2 of the phototransistor 29 decreases, and the charging time constant C2 R2 of the second capacitor C2 decreases. As a result, as shown in FIG. 4B, the charging speed of the voltage Vc2 of the second capacitor C2 is increased, and the second transistor is turned on within a short period from the time when the output Vout of the comparator 24 is changed to a high level. Q2 is turned on, and the on-period Ton is shortened. Since the off-period Toff is kept substantially constant, the voltage at the output terminal 12 is eventually returned to the predetermined voltage value.
【0022】本実施例のスイッチングレギュレータは次
の効果を有する。 (1) 負荷13が変化してもオフ期間Toff は一定で
あるので、スイッチング素子7のオン・オフ周波数の変
動がRCCのスイッチングレギュレータよりも小さい。 (2) 比較器24の一方の入力端子の電圧V1 と他方
の入力端子の電圧V2との差を比較的に大きくすること
ができるので、ノイズによる誤動作が少ない。 (3) 従来の自励式スイッチングレギュレータと他励
式スイッチングレギュレータの中間的動作をするスイッ
チングレギュレータを比較的簡単な回路構成で提供する
ことができる。The switching regulator of this embodiment has the following effects. (1) Since the off period Toff is constant even when the load 13 changes, the fluctuation of the on / off frequency of the switching element 7 is smaller than that of the RCC switching regulator. (2) The difference between the voltage V1 at one input terminal of the comparator 24 and the voltage V2 at the other input terminal can be made relatively large, so that malfunction due to noise is small. (3) A switching regulator that performs an intermediate operation between a conventional self-excited switching regulator and a separately excited switching regulator can be provided with a relatively simple circuit configuration.
【0023】[0023]
【変形例】本考案は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。[Modifications] The present invention is not limited to the above-described embodiment, and for example, the following modifications are possible.
【0024】ホトトランジスタ29と電源端子15との
間にツエナーダイオード等から成る定電圧化回路又は電
圧制御回路を介在させることができる。また、基準電圧
源27の一部又は全部を兼用して第2のコンデンサC2
の充電電源を構成することができる。Between the phototransistor 29 and the power supply terminal 15, a constant voltage circuit or a voltage control circuit composed of a Zener diode or the like can be interposed. The second capacitor C2 serves as a part or all of the reference voltage source 27.
Can be constituted.
【0025】第2のコンデンサC2 の充電回路を形成す
るために、ホトトランジスタ29に直列及び/又は並列
に抵抗を接続することができる。A resistor can be connected in series and / or in parallel to the phototransistor 29 to form a charging circuit for the second capacitor C2.
【0026】第1、第2及び第3の制御素子としてのト
ランジスタQ1 、Q2 、Q3 をFET等に置き変えるこ
とができる。また、充電制御素子としてのホトトランジ
スタを、電圧制御のトランジスタに置き換えて誤差増幅
器31の出力で直接に制御するように構成することがで
きる。The transistors Q1, Q2 and Q3 as the first, second and third control elements can be replaced with FETs or the like. Further, the phototransistor serving as the charge control element can be replaced with a voltage-controlled transistor so as to be directly controlled by the output of the error amplifier 31.
【0027】比較器24の出力段に、2つのNOT回路
(インバータ)を順に接続し、初段のNOT回路の出力
を第3のトランジスタQ3 のベースに与え、後段のNO
T回路の出力端子にダイオードD2 のカソードを接続す
ることができる。Two NOT circuits (inverters) are sequentially connected to the output stage of the comparator 24, the output of the first-stage NOT circuit is supplied to the base of the third transistor Q3,
The cathode of the diode D2 can be connected to the output terminal of the T circuit.
【0028】出力端子17とスイッチング素子7との間
に周知のトーテムポール(totempole)型等の駆動回路を
接続することができる。A well-known totem-pole type driving circuit or the like can be connected between the output terminal 17 and the switching element 7.
【0029】制御回路14の電源端子15を3次巻線2
0を含む電源回路19に接続せずに、独立した電源回路
に接続することができる。The power supply terminal 15 of the control circuit 14 is connected to the tertiary winding 2
It can be connected to an independent power supply circuit without connecting to the power supply circuit 19 including 0.
【0030】単数又は複数のスイッチング素子を含む種
々の形式のスイッチングレギュレータに適用可能であ
る。The present invention is applicable to various types of switching regulators including one or more switching elements.
【0031】[0031]
【考案の効果】上述から明らかなように本考案によれ
ば、負荷変動に基づくスイッチング周波数の変動が比較
的少なく、且つノイズによる誤動作が少ないスイッチン
グレギュレータを提供することができる。As is apparent from the above description, according to the present invention, it is possible to provide a switching regulator in which the fluctuation of the switching frequency due to the load fluctuation is relatively small and the malfunction due to noise is small.
【図1】本考案の実施例に係わるスイッチングレギュレ
ータを示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing a switching regulator according to an embodiment of the present invention.
【図2】図1の制御回路を詳しく示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing a control circuit of FIG. 1 in detail.
【図3】重負荷時における制御回路の各部の状態を示す
波形図である。FIG. 3 is a waveform diagram showing a state of each part of the control circuit under a heavy load.
【図4】軽負荷時における制御回路の各部の状態を示す
波形図である。FIG. 4 is a waveform diagram showing a state of each part of the control circuit at a light load.
7 スイッチング素子 24 比較器 27 基準電圧源 29 ホトトランジスタ C1,C2 第1及び第2のコンデンサ Q1,Q2,Q3 第1、第2及び第3のトランジスタ R1,R2,R3 第1、第2及び第3の抵抗 D1,D2 第1及び第2のダイオード 7 Switching element 24 Comparator 27 Reference voltage source 29 Phototransistor C1, C2 First and second capacitors Q1, Q2, Q3 First, second and third transistors R1, R2, R3 First, second and third 3 resistors D1, D2 first and second diodes
Claims (1)
ン・オフして制御された電圧を得るためのスイッチング
レギュレータにおいて、前記スイッチング素子(7)の
オン・オフ制御回路(14)が、比較器(24)と、第
1及び第2のコンデンサ(C1 、C2 ) と、第1、第2
及び第3の抵抗(R1 、R2 、R3 )と、基準電圧源
(27)と、第1、第2及び第3の制御素子(Q1 、Q
2 、Q3 ) と、ダイオード(D2)と、充電制御素子
(29)とを備え、前記第1のコンデンサ(C1 )は前
記第1の制御素子(Q1 )を介して電源端子(15)に
接続され、前記第1の抵抗(R1 )は前記第1のコンデ
ンサ(C1 )に並列に接続され、前記第1の制御素子
(Q1 )の制御端子は前記第3の抵抗(R3 )を介して
前記基準電圧源(27)に接続され、前記比較器(2
4)の一方の入力端子は前記第3の抵抗(R3 )を介し
て前記基準電圧源(27)に接続され、前記比較器(2
4)の他方の入力端子は前記第1のコンデンサ(C1 )
に接続され、前記第2の抵抗(R2 )は前記ダイオード
(D2 )を介して前記比較器(24)の一方の入力端子
と出力端子との間に接続され、前記第2の制御素子(Q
2 )は前記比較器(24)の一方の入力端子とグランド
との間に接続され、前記第2のコンデンサ(C2 )は前
記第2の制御素子(Q2 )の制御素子とグランドとの間
に接続され、前記充電制御素子(29)は充電電源と前
記第2のコンデンサ(C2 )との間に接続され、前記第
3の制御素子(Q3 )は前記第2のコンデンサ(C2 )
に並列に接続され、前記第3の制御素子(Q3 )の制御
端子は前記スイッチング素子をオフにする出力が前記比
較器(24)から発生している期間に前記第3の制御素
子(Q3 )がオンになるように前記比較器(24)の出
力端子に関係付けられており、前記充電制御素子(2
9)によって前記第2のコンデンサ(C2 )の充電時定
数を変えることによって前記スイッチング素子(7)の
オン時間幅を変えるように構成されていることを特徴と
するスイッチングレギュレータ。1. A switching regulator for obtaining a controlled voltage by turning on / off a DC voltage by a switching element (7), wherein an on / off control circuit (14) of the switching element (7) comprises a comparator (24), the first and second capacitors (C1, C2), the first and second capacitors
And third resistors (R1, R2, R3), a reference voltage source (27), and first, second, and third control elements (Q1, Q2).
2, Q3), a diode (D2), and a charge control element (29), and the first capacitor (C1) is connected to a power supply terminal (15) via the first control element (Q1). The first resistor (R1) is connected in parallel with the first capacitor (C1), and the control terminal of the first control element (Q1) is connected to the control terminal of the first control element (Q1) via the third resistor (R3). The comparator (2) is connected to a reference voltage source (27).
One input terminal of the comparator (2) is connected to the reference voltage source (27) via the third resistor (R3).
The other input terminal of 4) is the first capacitor (C1).
The second resistor (R2) is connected between one input terminal and the output terminal of the comparator (24) via the diode (D2), and the second control element (Q2
2) is connected between one input terminal of the comparator (24) and ground, and the second capacitor (C2) is connected between the control element of the second control element (Q2) and ground. Connected, the charge control element (29) is connected between a charging power supply and the second capacitor (C2), and the third control element (Q3) is connected to the second capacitor (C2).
And the control terminal of the third control element (Q3) is connected to the third control element (Q3) during the period when the output for turning off the switching element is generated from the comparator (24). Is connected to the output terminal of the comparator (24) so that the charge control element (2) is turned on.
9) A switching regulator characterized in that the switching time constant of the switching element (7) is changed by changing the charging time constant of the second capacitor (C2).
Priority Applications (1)
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JP1833691U JP2554736Y2 (en) | 1991-02-28 | 1991-02-28 | Switching regulator |
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JPH04108387U JPH04108387U (en) | 1992-09-18 |
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