JP2543877B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、一定周波数の交流電力（商用電源）を任意
の周波数の交流電力に変換する電力変換装置に関する。
の周波数の交流電力に変換する電力変換装置に関する。
（従来の技術） この種の電力変換装置として、第６図に示すような循
環電流形サイクロコンバータが使用されている。このサ
イクロコンバータは、３相の交流電動機６を駆動するも
ので、各相毎に２組の変圧器３が正群コンバータ（正側
変換器）１と負群コンバータ（負側変換器）２へ商用周
波数の交流電力を供給し、リアクトル４を介して交流電
動機６のＵ相、Ｖ相、Ｗ相へ所望の周波数の交流電力を
供給している。すなわち、正群コンバータ１は、変圧器
３から供給される商用周波数の交流電圧を所望の周波数
の交流電圧に変換し正方向へのみ電流を供給する２組の
縦続接続された変換器７、８で構成され、負群コンバー
タ２は、変圧器３から供給される商用周波数の交流電圧
を所望の周波数の交流電圧に変換し負方向へのみ電流を
供給する２組の縦続接続された変換器９、10で構成さ
れ、各相毎に２組の変圧器３が系統（商用電源）から供
給される交流電圧を受電し、それぞれ２組の二次巻線か
ら一定の位相差を持つ交流電圧を正群コンバータ１と負
群コンバータ２へ供給している。各相の正群コンバータ
１と負群コンバータ２は循環電流を抑制するためのリア
クトル４を介して逆並列接続され、リアクトル４の中間
点から交流電動機６のＵ相、Ｖ相、Ｗ相へ所望の周波数
の交流電力を供給するように構成されている。また、変
圧器３の一次側に力率を改善するための進相コンデンサ
５が接続されている。
環電流形サイクロコンバータが使用されている。このサ
イクロコンバータは、３相の交流電動機６を駆動するも
ので、各相毎に２組の変圧器３が正群コンバータ（正側
変換器）１と負群コンバータ（負側変換器）２へ商用周
波数の交流電力を供給し、リアクトル４を介して交流電
動機６のＵ相、Ｖ相、Ｗ相へ所望の周波数の交流電力を
供給している。すなわち、正群コンバータ１は、変圧器
３から供給される商用周波数の交流電圧を所望の周波数
の交流電圧に変換し正方向へのみ電流を供給する２組の
縦続接続された変換器７、８で構成され、負群コンバー
タ２は、変圧器３から供給される商用周波数の交流電圧
を所望の周波数の交流電圧に変換し負方向へのみ電流を
供給する２組の縦続接続された変換器９、10で構成さ
れ、各相毎に２組の変圧器３が系統（商用電源）から供
給される交流電圧を受電し、それぞれ２組の二次巻線か
ら一定の位相差を持つ交流電圧を正群コンバータ１と負
群コンバータ２へ供給している。各相の正群コンバータ
１と負群コンバータ２は循環電流を抑制するためのリア
クトル４を介して逆並列接続され、リアクトル４の中間
点から交流電動機６のＵ相、Ｖ相、Ｗ相へ所望の周波数
の交流電力を供給するように構成されている。また、変
圧器３の一次側に力率を改善するための進相コンデンサ
５が接続されている。
このように構成されたサイクロコンバータの動作原理
を以下に述べる。
を以下に述べる。
正群コンバータ１と負群コンバータ２は、同時に電圧
を出力し、その２つの平均電圧がリアクトル４の中間点
から相電圧として出力され、電動機６に供給される。こ
の相電圧は各々120゜の位相差を持つ正弦波の任意（所
望）の周波数で出力され、交流電動機６を可変速駆動す
る。
を出力し、その２つの平均電圧がリアクトル４の中間点
から相電圧として出力され、電動機６に供給される。こ
の相電圧は各々120゜の位相差を持つ正弦波の任意（所
望）の周波数で出力され、交流電動機６を可変速駆動す
る。
このとき、正群コンバータ１と負群コンバータ２の出
力電圧に、電圧差（正群コンバータ出力電圧＞負群コン
バータ出力電圧）を生じさせて、正群コンバータ１−リ
アクトル４−負群コンバータ２−変圧器３から成る閉回
路に循環電流を流し、リアクトル４の中間点から出力さ
れる相電圧が滑らかに極性反転するようにしている。ま
た、サイクロコンバータの運転により、系統側に遅れ無
効電力が発生するが、進相コンデンサ５が一定の進み無
効電力を供給してこれを補償し、入力力率を高くするよ
うにしている。
力電圧に、電圧差（正群コンバータ出力電圧＞負群コン
バータ出力電圧）を生じさせて、正群コンバータ１−リ
アクトル４−負群コンバータ２−変圧器３から成る閉回
路に循環電流を流し、リアクトル４の中間点から出力さ
れる相電圧が滑らかに極性反転するようにしている。ま
た、サイクロコンバータの運転により、系統側に遅れ無
効電力が発生するが、進相コンデンサ５が一定の進み無
効電力を供給してこれを補償し、入力力率を高くするよ
うにしている。
また、サイクロコンバータの発生する遅れ無効電力
は、運転状態に応じて発生量が変化するので、進相コン
デンサでは、全運転範囲で入力力率を高く維持すること
ができない。そこで、これに対応するため、サイクロコ
ンバータの運転状態に応じて遅れ無効電力を発生する循
環電流の大きさを制御して、全運転範囲で一定の遅れ無
効電力となるように制御し、この一定の遅れ無効電力を
進相コンデンサ５による進み無効電力で打消し合うよう
に設定することにより、全運転範囲で常時高力率（力率
＝１）の運転を可能としている。
は、運転状態に応じて発生量が変化するので、進相コン
デンサでは、全運転範囲で入力力率を高く維持すること
ができない。そこで、これに対応するため、サイクロコ
ンバータの運転状態に応じて遅れ無効電力を発生する循
環電流の大きさを制御して、全運転範囲で一定の遅れ無
効電力となるように制御し、この一定の遅れ無効電力を
進相コンデンサ５による進み無効電力で打消し合うよう
に設定することにより、全運転範囲で常時高力率（力率
＝１）の運転を可能としている。
次に、正群コンバータ１と負群コンバータ２へ交流電
圧を供給する変圧器３の結線が、第７図に示すような場
合の、一般的なサイクロコンバータの動作との関係を説
明する。第７図において、変圧器３は一次側が星形（Ｙ
形）結線され、２組の二次側は星形（Ｙ形）結線とデル
タ形（Δ形）結線され、正群コンバータ１の縦続接続さ
れた変換器7,8へ入力される交流電圧の位相は、電源系
統に対して−30゜,0゜の位相差となり、負群コンバータ
２の縦続接続された変換器9,10へ入力される交流電圧の
位相は、電源系統に対して０゜，−30゜となる。
圧を供給する変圧器３の結線が、第７図に示すような場
合の、一般的なサイクロコンバータの動作との関係を説
明する。第７図において、変圧器３は一次側が星形（Ｙ
形）結線され、２組の二次側は星形（Ｙ形）結線とデル
タ形（Δ形）結線され、正群コンバータ１の縦続接続さ
れた変換器7,8へ入力される交流電圧の位相は、電源系
統に対して−30゜,0゜の位相差となり、負群コンバータ
２の縦続接続された変換器9,10へ入力される交流電圧の
位相は、電源系統に対して０゜，−30゜となる。
上記構成において、リアクトル４の中間点にゼロの相
電圧を出力するとき、正群コンバータ１と負群コンバー
タ２の出力電圧は第８図に示すように30゜周期の波形で
出力されるいわゆる12パルスの出力電圧となり、交流電
動機６に供給される電圧、すなわちリアクトル４の中性
点の電圧は、図示したように平均的には零電圧となる。
従って、交流電動機６は回転せず停止し、サイクロコン
バータの運転による一定の遅れ無効電力が進相コンデン
サ５の進み無効電力に見合う値となるように楯環電流を
流している。
電圧を出力するとき、正群コンバータ１と負群コンバー
タ２の出力電圧は第８図に示すように30゜周期の波形で
出力されるいわゆる12パルスの出力電圧となり、交流電
動機６に供給される電圧、すなわちリアクトル４の中性
点の電圧は、図示したように平均的には零電圧となる。
従って、交流電動機６は回転せず停止し、サイクロコン
バータの運転による一定の遅れ無効電力が進相コンデン
サ５の進み無効電力に見合う値となるように楯環電流を
流している。
（発明が解決しようとする課題） 上記従来のサイクロコンバータは、出力電圧がゼロ或
いは出力電流が少ないとき、進相コンデンサに見合う遅
れ無効電力となるように楯環電流を流して相殺するの
で、循環電流が大きくなり、（6n±１）次の高調波電流
（但し、ｎは整数）が大きな値となる。一般に、第６図
に示した主回路の場合、２組の二次巻線に30゜の位相差
をもたせているので、（12n±１）次の高調波が発生す
る。この高調波電流は、一般に、基本波電流の1/（6n±
１）倍と言われており、電源系統の電圧波形歪みを引起
こし、同一系統に接続されている電気機器に悪影響を与
える場合があり、例えば、電源系統に接続された抵抗器
などの11次高調波電流による発熱などはその一例であ
る。
いは出力電流が少ないとき、進相コンデンサに見合う遅
れ無効電力となるように楯環電流を流して相殺するの
で、循環電流が大きくなり、（6n±１）次の高調波電流
（但し、ｎは整数）が大きな値となる。一般に、第６図
に示した主回路の場合、２組の二次巻線に30゜の位相差
をもたせているので、（12n±１）次の高調波が発生す
る。この高調波電流は、一般に、基本波電流の1/（6n±
１）倍と言われており、電源系統の電圧波形歪みを引起
こし、同一系統に接続されている電気機器に悪影響を与
える場合があり、例えば、電源系統に接続された抵抗器
などの11次高調波電流による発熱などはその一例であ
る。
本発明は、上記問題に鑑みてなされたもので、各変換
器の出力電圧の制御位相角を所定量だけずらすように補
正制御する手段を設けることにより、高調波電流の発生
量を抑制し、常時高い入力力率を維持することの可能な
電力変換装置を提供することを目的とする。
器の出力電圧の制御位相角を所定量だけずらすように補
正制御する手段を設けることにより、高調波電流の発生
量を抑制し、常時高い入力力率を維持することの可能な
電力変換装置を提供することを目的とする。
（課題を解決するための手段） 上記目的を達成するために、本発明の電力変換装置
は、少なくとも二段に縦続接続された２組の変換器でな
り、交流電源から供給される位相差を有する一定周波数
の複数の交流電圧を電圧基準に基づいて所望の周波数の
交流電圧に変換し、正電流又は負電流を供給する正側変
換器又は負側変換器と、前記正側変換器と負側変換器が
逆並列接続されたとき循環電流を抑制すると共に中間点
から所望の周波数の交流電力を供給するリアクトルと、
縦続接続された少なくとも２組の変換器へ与える電圧基
準を所定の位相角だけずらすように補正する電圧基準補
正手段とを備える。
は、少なくとも二段に縦続接続された２組の変換器でな
り、交流電源から供給される位相差を有する一定周波数
の複数の交流電圧を電圧基準に基づいて所望の周波数の
交流電圧に変換し、正電流又は負電流を供給する正側変
換器又は負側変換器と、前記正側変換器と負側変換器が
逆並列接続されたとき循環電流を抑制すると共に中間点
から所望の周波数の交流電力を供給するリアクトルと、
縦続接続された少なくとも２組の変換器へ与える電圧基
準を所定の位相角だけずらすように補正する電圧基準補
正手段とを備える。
又、リアクトルの中間点から所望の周波数の交流電流
を交流電動機へ供給し、縦続接続された少なくとも２組
の変換器へ与える電圧基準の位相を前記交流電動機の速
度検出値に基づいて所定の位相角だけずらすように補正
する電圧基準補正手段とを備える。
を交流電動機へ供給し、縦続接続された少なくとも２組
の変換器へ与える電圧基準の位相を前記交流電動機の速
度検出値に基づいて所定の位相角だけずらすように補正
する電圧基準補正手段とを備える。
（作用） 上記構成において、所望の周波数の正弦波で与えられ
る電圧基準に基づいて正側変換器と負側変換器は交流電
源から供給される一定周波数の交流電圧を所望の周波数
の交流電圧に変換し、リアクトルの中間点から正電流又
は負電流を出力して所望の周波数の交流電力を供給す
る。この場合、電圧基準補正手段は、正側変換器と負側
変換器の平均出力電圧が変化しないように、各変換器へ
与える電圧基準毎に所定の位相角だけずらすように電圧
基準の値を補正し、交流電源側に生じる高調波を抑制す
る。
る電圧基準に基づいて正側変換器と負側変換器は交流電
源から供給される一定周波数の交流電圧を所望の周波数
の交流電圧に変換し、リアクトルの中間点から正電流又
は負電流を出力して所望の周波数の交流電力を供給す
る。この場合、電圧基準補正手段は、正側変換器と負側
変換器の平均出力電圧が変化しないように、各変換器へ
与える電圧基準毎に所定の位相角だけずらすように電圧
基準の値を補正し、交流電源側に生じる高調波を抑制す
る。
又、所望の周波数の交流電力によって交流電動機が可
変速駆動され、その運転速度が所定の低速領域に属する
とき、電圧基準補正手段は、上述と同様に電圧基準の値
を補正し、交流電源側に生じる高調波を抑制するする。
変速駆動され、その運転速度が所定の低速領域に属する
とき、電圧基準補正手段は、上述と同様に電圧基準の値
を補正し、交流電源側に生じる高調波を抑制するする。
（実施例） 本発明による電力変換装置の一実施例を第１図に示
す。この実施例は三相ブリッジ形の循環電流形サイクロ
コンバータに適用した場合の一相（Ｕ相）分を示したも
のである。すなわち、正群コンバータ（正側変換器）30
は、２組の変圧器32から供給される一定周波数の交流電
圧を所望の周波数の交流電圧に変換し正方向へのみ電流
を供給する２組の縦続接続された変換器40、41で構成さ
れ、負群コンバータ（負側変換器）31は、２組の変圧器
32から供給される一定周波数の交流電圧を所望の周波数
の交流電圧に変換し負方向へのみ電流を供給する２組の
縦続接続された変換器42、43で構成され、２組の変圧器
32は図示しない系統から供給される一定周波数（商用周
波数）の交流電圧を受電し、それぞれ２組の二次巻線か
ら一定の位相差を持つ交流電圧を正群コンバータ30と負
群コンバータ31へ供給している。すなわち、各変圧器32
の一次側は星形（Ｙ形）結線され、２組の二次側は星形
（Ｙ形）結線とデルタ形（Δ形）結線され、系統電圧に
対して同相と30゜遅れの二次電圧を正群コンバータ30と
負群コンバータ31へ供給している。正群コンバータ30と
負群コンバータ31は循環電流を抑制するためのリアクト
ル４を介して逆並列接続され、リアクトル４の中間点か
ら交流電動機６のＵ相へ所望の周波数の交流電力を供給
するように構成される。
す。この実施例は三相ブリッジ形の循環電流形サイクロ
コンバータに適用した場合の一相（Ｕ相）分を示したも
のである。すなわち、正群コンバータ（正側変換器）30
は、２組の変圧器32から供給される一定周波数の交流電
圧を所望の周波数の交流電圧に変換し正方向へのみ電流
を供給する２組の縦続接続された変換器40、41で構成さ
れ、負群コンバータ（負側変換器）31は、２組の変圧器
32から供給される一定周波数の交流電圧を所望の周波数
の交流電圧に変換し負方向へのみ電流を供給する２組の
縦続接続された変換器42、43で構成され、２組の変圧器
32は図示しない系統から供給される一定周波数（商用周
波数）の交流電圧を受電し、それぞれ２組の二次巻線か
ら一定の位相差を持つ交流電圧を正群コンバータ30と負
群コンバータ31へ供給している。すなわち、各変圧器32
の一次側は星形（Ｙ形）結線され、２組の二次側は星形
（Ｙ形）結線とデルタ形（Δ形）結線され、系統電圧に
対して同相と30゜遅れの二次電圧を正群コンバータ30と
負群コンバータ31へ供給している。正群コンバータ30と
負群コンバータ31は循環電流を抑制するためのリアクト
ル４を介して逆並列接続され、リアクトル４の中間点か
ら交流電動機６のＵ相へ所望の周波数の交流電力を供給
するように構成される。
また電圧基準ＶREFに基づいて正群コンバータ30と負
群コンバータ31の各変換器40〜43の点弧位相を制御する
出力電圧基準Va,Vb,Vc,Vdを出力する位相出力器34と、
各変換器40〜43の点弧位相を出力電圧基準Va,Vb,Vc,Vd
に対して所定の位相差（7.5゜）だけずらすべき位相補
正信号V7.5を発生する補正回路35と、各出力電圧基準V
a,Vb,Vc,Vdに位相補正信号V7.5を加算或いは減算する加
算器36〜39から構成されている。Ｖ相、Ｗ相についても
同様に構成される。
群コンバータ31の各変換器40〜43の点弧位相を制御する
出力電圧基準Va,Vb,Vc,Vdを出力する位相出力器34と、
各変換器40〜43の点弧位相を出力電圧基準Va,Vb,Vc,Vd
に対して所定の位相差（7.5゜）だけずらすべき位相補
正信号V7.5を発生する補正回路35と、各出力電圧基準V
a,Vb,Vc,Vdに位相補正信号V7.5を加算或いは減算する加
算器36〜39から構成されている。Ｖ相、Ｗ相についても
同様に構成される。
このように構成されたサイクロコンバータにおいて、
電圧基準ＶREFが入力されると、位相出力器34は各変換
器40〜43の点弧パルス位相を制御する出力電圧基準信号
Va,Vb,Vc,Vdを出力し、各変換器40〜43は電圧基準ＶREF
に対応した電圧を出力する。すなわち、各変換器40,41,
42,43に供給される一定周波数の交流電圧は系統電圧に
対して−30゜,0゜,0゜−30゜の位相関係で電源系統に同
期し、電圧基準信号Va,Vb,Vc,Vdにより従来と同様の電
圧を出力する。この場合本実施例では、補正回路35から
出力される位相補正信号V7.5により電圧基準信号Va,Vb,
Vc,Vdが補正され、以下に述べる作用を行う。
電圧基準ＶREFが入力されると、位相出力器34は各変換
器40〜43の点弧パルス位相を制御する出力電圧基準信号
Va,Vb,Vc,Vdを出力し、各変換器40〜43は電圧基準ＶREF
に対応した電圧を出力する。すなわち、各変換器40,41,
42,43に供給される一定周波数の交流電圧は系統電圧に
対して−30゜,0゜,0゜−30゜の位相関係で電源系統に同
期し、電圧基準信号Va,Vb,Vc,Vdにより従来と同様の電
圧を出力する。この場合本実施例では、補正回路35から
出力される位相補正信号V7.5により電圧基準信号Va,Vb,
Vc,Vdが補正され、以下に述べる作用を行う。
各変換器40〜43の最大出力電圧をＶMAX、点弧位相角
をα、各変換器40〜43に与える電圧基準をＶREFとする
と、変換器の出力電圧は電圧基準ＶREFに比例するの
で、一般的に次の関係が成立する。
をα、各変換器40〜43に与える電圧基準をＶREFとする
と、変換器の出力電圧は電圧基準ＶREFに比例するの
で、一般的に次の関係が成立する。
ＶREF＝ＶMAX＊COSα 従って、±7.5゜の位相差を補正するには、変換器の
電圧基準ＶREFを、ＶREF＝ＶMAx＊cos（α±7.5゜） と補正すればよく、補正回路35はこのような位相補正信
号を出力し、正群コンバータ30と負群コンバータ31の平
均出力電圧が変化しないように電圧基準を補正する。第
１図は、加算器36、37、38、39を介して出力電圧基準信
号Vaa,Vbb,Vcc,Vddが次のように補正された例を示して
いる。
電圧基準ＶREFを、ＶREF＝ＶMAx＊cos（α±7.5゜） と補正すればよく、補正回路35はこのような位相補正信
号を出力し、正群コンバータ30と負群コンバータ31の平
均出力電圧が変化しないように電圧基準を補正する。第
１図は、加算器36、37、38、39を介して出力電圧基準信
号Vaa,Vbb,Vcc,Vddが次のように補正された例を示して
いる。
Vaa＝Va−V7.5 Vbb＝Vb＋V7.5 Vcc＝Vc−V7.5 Vdd＝Vd＋V7.5 この場合、変換器40と42に与えられる出力電圧基準信
号Vaa,Vccの位相が7.5゜だけ遅れ方向に補正され、変換
器41と43に与えられる出力電圧基準信号Vbb,Vddの位相
が7.5゜だけ進み方向に補正される。従って、変圧器32
の二次側から与えられる交流電圧の位相差に位相補正信
号V7.5による位相差7.5゜が加算或いは減算され、系統
電圧に対する各変換器40〜43の点弧位相は次のようにな
る。
号Vaa,Vccの位相が7.5゜だけ遅れ方向に補正され、変換
器41と43に与えられる出力電圧基準信号Vbb,Vddの位相
が7.5゜だけ進み方向に補正される。従って、変圧器32
の二次側から与えられる交流電圧の位相差に位相補正信
号V7.5による位相差7.5゜が加算或いは減算され、系統
電圧に対する各変換器40〜43の点弧位相は次のようにな
る。
変換器40は、−37.5゜（−30゜−7.5゜） 変換器41は、7.5゜（０゜＋7.5゜） 変換器42は、−7.5゜（０゜−7.5゜） 変換器43は、22.5゜（−30゜＋7.5゜） このように補正制御されたときの各変換器40〜73の点
弧位相関係は第４図のようになり、正群コンバータ１と
負群コンバータ２がゼロ電圧を出力するとき、その出力
電圧は第５図の実線に示すような波形となり、全ての変
換器40、41、42、43の出力電圧の隣接点弧位相差は15゜
となり、平均出力電圧はゼロのまま変化しない。従っ
て、負荷に与えられる電圧は、平均的には零となり、系
統電源からみた場合、24パルス運転の波形となる。
弧位相関係は第４図のようになり、正群コンバータ１と
負群コンバータ２がゼロ電圧を出力するとき、その出力
電圧は第５図の実線に示すような波形となり、全ての変
換器40、41、42、43の出力電圧の隣接点弧位相差は15゜
となり、平均出力電圧はゼロのまま変化しない。従っ
て、負荷に与えられる電圧は、平均的には零となり、系
統電源からみた場合、24パルス運転の波形となる。
なお、位相補正信号V7.5を、 ±V7.5＝ＶMAx＊cos（90゜±7.5゜） の一定値として、正群コンバータ１と負群コンバータ２
の出力電圧のゼロ付近でのみ効果的に補正を行うように
することができる。
の出力電圧のゼロ付近でのみ効果的に補正を行うように
することができる。
本実施例によれば、補正回路35を活かすことにより、
24パルス出力電圧となり、系統側に発生する高調波を
（24n±１）次の高調波とし、11次,13次の高調波成分を
抑制することができる。
24パルス出力電圧となり、系統側に発生する高調波を
（24n±１）次の高調波とし、11次,13次の高調波成分を
抑制することができる。
次に、本発明による電力変換装置の他の実施例を第２
図に示す。
図に示す。
この実施例は上述したサイクロコンバータを用いて交
流電動機の速度を制御する例を示したもので、第２図に
示すように、図示しない交流電動機の速度検出信号を出
力する速度検出器50と、速度検出信号に基づいて、交流
電動機の運転速度領域を監視し、所定の速度領域に属す
る速度の場合、補正回路35の機能を有効とする出力ON信
号（判定信号）を出力する判別回路51とを備え、補正回
路35は判定信号に基づいて上述した位相補正信号V7.5を
出力する機能を備え、その他は第１図と同様に構成され
ている。
流電動機の速度を制御する例を示したもので、第２図に
示すように、図示しない交流電動機の速度検出信号を出
力する速度検出器50と、速度検出信号に基づいて、交流
電動機の運転速度領域を監視し、所定の速度領域に属す
る速度の場合、補正回路35の機能を有効とする出力ON信
号（判定信号）を出力する判別回路51とを備え、補正回
路35は判定信号に基づいて上述した位相補正信号V7.5を
出力する機能を備え、その他は第１図と同様に構成され
ている。
上記構成において、所望の周波数の正弦波の電圧基準
ＶREFが与えられると、位相出力器34から電圧基準ＶREF
に応じた出力基準Va,Vb,Vc,Vdが出力され、正群コンバ
ータ30と負群コンバータ31からリアクトル33を介して所
望の周波数の正弦波の交流電圧が出力され、図示しない
交流電動機が所望の周波数に対応した速度で運転され
る。この場合、所定の低速領域に属する速度で運転され
ていると、判定回路51から出力ON信号が出力され、補正
回路35は位相補正信号V7.5を出力し、上述した補正制御
が行われる。交流電動機の速度が所定の低速領域を越え
る速度に上昇すると、判定回路51から出力される出力ON
信号がなくなり、補正回路35から出力される位相補正信
号V7.5もなくなり、補正制御は停止される。
ＶREFが与えられると、位相出力器34から電圧基準ＶREF
に応じた出力基準Va,Vb,Vc,Vdが出力され、正群コンバ
ータ30と負群コンバータ31からリアクトル33を介して所
望の周波数の正弦波の交流電圧が出力され、図示しない
交流電動機が所望の周波数に対応した速度で運転され
る。この場合、所定の低速領域に属する速度で運転され
ていると、判定回路51から出力ON信号が出力され、補正
回路35は位相補正信号V7.5を出力し、上述した補正制御
が行われる。交流電動機の速度が所定の低速領域を越え
る速度に上昇すると、判定回路51から出力される出力ON
信号がなくなり、補正回路35から出力される位相補正信
号V7.5もなくなり、補正制御は停止される。
本実施例によれば、変圧器からの高い二次電圧が必要
な電動機の高速運転時において、電圧不足に陥ることが
なくなる。
な電動機の高速運転時において、電圧不足に陥ることが
なくなる。
次に、本発明による電力変換装置の他の実施例を第３
図に示す。
図に示す。
この実施例は２組の変圧器32を32a、32bとし、変圧器
32aは一次側を星形（Ｙ形）結線、２組の二次側共デル
タ形（Δ形）結線とし、変圧器32bは一次側、二次側共
全て星形（Ｙ形）結線で構成し、その他は第１図と同様
に構成したものである。但し、加算器36〜39は出力電圧
基準信号Vaa,Vbb,Vcc,Vddを次のように加算、減算して
補正する。
32aは一次側を星形（Ｙ形）結線、２組の二次側共デル
タ形（Δ形）結線とし、変圧器32bは一次側、二次側共
全て星形（Ｙ形）結線で構成し、その他は第１図と同様
に構成したものである。但し、加算器36〜39は出力電圧
基準信号Vaa,Vbb,Vcc,Vddを次のように加算、減算して
補正する。
Vaa＝Va−V7.5 Vbb＝Vb−V7.5 ＶCC＝ＶC＋V7.5 Vdd＝Vd＋V7.5 この場合、系統電圧に対する各変換器40〜43の点弧位
相は次のようになる。
相は次のようになる。
変換器40は、−37.5゜（30゜−7.5゜） 変換器41は、−7.5゜（０゜−7.5゜） 変換器42は、−22.5゜（30゜＋7.5゜） 変換器43は、7.5゜（０゜＋7.5゜） 従って、この実施例の場合も、各変換器間の出力電圧
の隣接位相関係を15゜ずつずらすことが可能となり、系
統電源からみた場合、24パルス運転となる。よって、変
圧器の各種巻線方法に対しても、各変換器間の位相関係
を考慮して、補正回路からの位相補正信号を位相出力器
からの出力電圧基準信号へ加算、減算することにより、
24パルス運転を実現することができる。
の隣接位相関係を15゜ずつずらすことが可能となり、系
統電源からみた場合、24パルス運転となる。よって、変
圧器の各種巻線方法に対しても、各変換器間の位相関係
を考慮して、補正回路からの位相補正信号を位相出力器
からの出力電圧基準信号へ加算、減算することにより、
24パルス運転を実現することができる。
以上に述べた実施例では、二段縦続接続された変換器
の場合に、各変換器間の出力電圧の位相関係を平均出力
電圧が変化しないように、出力電圧基準を位相角7.5゜
づつずらすように補正する場合について説明したが、二
段以上の多段接続された変換器に対しても、平均出力電
圧が変化しないように、各変換器間の出力電圧の位相関
係を等しくずつずらすように出力電圧基準を補正して本
発明を適用することができる。
の場合に、各変換器間の出力電圧の位相関係を平均出力
電圧が変化しないように、出力電圧基準を位相角7.5゜
づつずらすように補正する場合について説明したが、二
段以上の多段接続された変換器に対しても、平均出力電
圧が変化しないように、各変換器間の出力電圧の位相関
係を等しくずつずらすように出力電圧基準を補正して本
発明を適用することができる。
（発明の効果） 本発明の電力変換装置によれば、11次,13次等の有害
な高調波成分が系統電源側に発生するのを抑制し、常時
高い入力力率を維持する運転が可能となる。
な高調波成分が系統電源側に発生するのを抑制し、常時
高い入力力率を維持する運転が可能となる。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図及び第
３図は本発明の他の実施例を示す構成図、第４図は本発
明の作用を説明するための各変換器の位相関係を示す
図、第５図は本発明の作用を説明するための出力電圧波
形図、第６図は従来の循環電流形サイクロコンバータを
示す構成図、第７図は第６図の従来の循環電流形サイク
ロコンバータの各変換器の位相関係を示す図、第８図は
第６図の従来の循環電流形サイクロコンバータの出力波
形図である。 （符号の説明） 30……正群コンバータ（正側変換器）、31……負群コン
バータ（負側変換器） 34……位相出力器、35……補正回路 40、41、42、43……変換器 50……速度検出器、51……判別回路
３図は本発明の他の実施例を示す構成図、第４図は本発
明の作用を説明するための各変換器の位相関係を示す
図、第５図は本発明の作用を説明するための出力電圧波
形図、第６図は従来の循環電流形サイクロコンバータを
示す構成図、第７図は第６図の従来の循環電流形サイク
ロコンバータの各変換器の位相関係を示す図、第８図は
第６図の従来の循環電流形サイクロコンバータの出力波
形図である。 （符号の説明） 30……正群コンバータ（正側変換器）、31……負群コン
バータ（負側変換器） 34……位相出力器、35……補正回路 40、41、42、43……変換器 50……速度検出器、51……判別回路
Claims (2)
- 【請求項１】少なくとも二段に縦続接続された２組の変
換器でなり、交流電源から供給される位相差を有する一
定周波数の複数の交流電圧を電圧基準に基づいて所望の
周波数の交流電圧に変換し、正電流又は負電流を供給す
る正側変換器又は負側変換器と、前記正側変換器と負側
変換器が逆並列接続されたとき循環電流を抑制すると共
に中間点から所望の周波数の交流電力を供給するリアク
トルと、縦続接続された少なくとも２組の変換器へ与え
る電圧基準を所定の位相角だけずらすように補正する電
圧基準補正手段とを備え、交流電源側に生じる高調波を
抑制することを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項２】少なくとも二段に縦続接続された２組の変
換器でなり、交流電源から供給される位相差を有する一
定周波数の複数の交流電圧を電圧基準に基づいて所望の
周波数の交流電圧に変換し、正電流又は負電流を供給す
る正側変換器又は負側変換器と、前記正側変換器と負側
変換器が逆並列接続されたとき循環電流を抑制すると共
に中間点から所望の周波数の交流電力を交流電動機へ供
給するリアクトルと、交流電動機の低速領域において前
記正側変換器と負側変換器へ与える電圧基準の位相を所
定の位相角だけずらすよう補正する電圧基準補正手段と
を備え、交流電動機の低速領域において交流電源側に生
じる高調波を抑制するように補正制御することを特徴と
する電力変換装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62074304A JP2543877B2 (ja) | 1987-03-30 | 1987-03-30 | 電力変換装置 |
| KR8803399A KR910010044B1 (en) | 1987-03-30 | 1988-03-29 | Power converter |
| US07/174,903 US4858100A (en) | 1987-03-30 | 1988-03-29 | Electric power converter |
| DE3810870A DE3810870A1 (de) | 1987-03-30 | 1988-03-30 | Vorrichtung zum umformen von elektrischer energie |
| CN88101891A CN1010729B (zh) | 1987-03-30 | 1988-03-30 | 电源变换装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62074304A JP2543877B2 (ja) | 1987-03-30 | 1987-03-30 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63242171A JPS63242171A (ja) | 1988-10-07 |
| JP2543877B2 true JP2543877B2 (ja) | 1996-10-16 |
Family
ID=13543253
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62074304A Expired - Lifetime JP2543877B2 (ja) | 1987-03-30 | 1987-03-30 | 電力変換装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4858100A (ja) |
| JP (1) | JP2543877B2 (ja) |
| KR (1) | KR910010044B1 (ja) |
| CN (1) | CN1010729B (ja) |
| DE (1) | DE3810870A1 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| US5206539A (en) * | 1991-11-15 | 1993-04-27 | Power Distribution, Inc. | Transformer with cancellation of harmonic currents by phase shited secondary windings |
| US5343080A (en) * | 1991-11-15 | 1994-08-30 | Power Distribution, Inc. | Harmonic cancellation system |
| US5434455A (en) * | 1991-11-15 | 1995-07-18 | Power Distribution, Inc. | Harmonic cancellation system |
| JPH05260781A (ja) * | 1992-03-09 | 1993-10-08 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
| DE4209645A1 (de) * | 1992-03-25 | 1993-09-30 | Abb Patent Gmbh | Verfahren zur Ansteuerung der Stromrichterventile von zwei oder mehr aus einer gemeinsamen Gleichstromquelle gespeisten Parallelschwingkreiswechselrichtern mit jeweils einem Induktionsofen und Anlage zur Durchführung des Verfahrens |
| CH685220A5 (de) * | 1992-08-18 | 1995-04-28 | Siemens Ag Albis | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Reduktion von Oberwellen. |
| SE9403209L (sv) * | 1994-09-23 | 1996-03-24 | Asea Brown Boveri | Seriekompenserad strömriktarstation |
| AT405584B (de) * | 1995-06-16 | 1999-09-27 | Johann W Kolar | Synchronisation der schaltzustandsänderungen parallelgeschalteter zweipunkt-stromgeregelter leistungselektronischer systeme bei definierter phasenversetzung |
| GB2330254B (en) * | 1997-10-09 | 2000-10-18 | Toshiba Kk | Multiple inverter system |
| US6621721B2 (en) * | 2002-01-31 | 2003-09-16 | The Boeing Company | Direct conversion programmable power source controller: three-phase input with programmable single-phase output |
| US20040212353A1 (en) * | 2003-04-25 | 2004-10-28 | Siemens Westinghouse Power Corporation | Use of a closing impedance to minimize the adverse impact of out-of-phase generator synchronization |
| US7339809B2 (en) * | 2004-11-30 | 2008-03-04 | The Boeing Company | Systems and methods for electrical power regulation and distribution in aircraft |
| US9479103B2 (en) * | 2012-08-31 | 2016-10-25 | Shell Oil Company | Variable speed drive system, method for operating a variable speed drive system and method for refrigerating a hydrocarbon stream |
| JP6163100B2 (ja) * | 2013-12-27 | 2017-07-12 | 株式会社志賀機能水研究所 | 電力設備 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5728573A (en) * | 1980-07-24 | 1982-02-16 | Toshiba Corp | Controlling method of multiplied inverter |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4013937A (en) * | 1974-07-22 | 1977-03-22 | Westinghouse Electric Corporation | Naturally commutated cycloconverter with controlled input displacement power factor |
| JPS5623386B2 (ja) * | 1974-11-13 | 1981-05-30 | ||
| US4303972A (en) * | 1979-11-19 | 1981-12-01 | Westinghouse Electric Corp. | Controlling the circulating current in naturally commutated static power converters |
| JPS57175587U (ja) * | 1981-04-27 | 1982-11-06 | ||
| JPS5893473A (ja) * | 1981-11-26 | 1983-06-03 | Fuji Electric Co Ltd | 多相サイクロコンバ−タの出力電圧制御方式 |
| JPS59122372A (ja) * | 1982-12-27 | 1984-07-14 | Toshiba Corp | 電力調整装置 |
| EP0144556B1 (de) * | 1983-10-12 | 1988-06-29 | BBC Brown Boveri AG | Blindleistungskompensator zur Kompensation einer Blindstromkomponente in einem Wechselspannungsnetz |
| JPS6166567A (ja) * | 1984-09-05 | 1986-04-05 | Toshiba Corp | 周波数変換装置の制御方法 |
| US4600874A (en) * | 1985-01-26 | 1986-07-15 | General Electric Company | Excitation current control for induction motor drive using load commutated inverter circuit |
-
1987
- 1987-03-30 JP JP62074304A patent/JP2543877B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1988
- 1988-03-29 US US07/174,903 patent/US4858100A/en not_active Expired - Lifetime
- 1988-03-29 KR KR8803399A patent/KR910010044B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1988-03-30 DE DE3810870A patent/DE3810870A1/de active Granted
- 1988-03-30 CN CN88101891A patent/CN1010729B/zh not_active Expired
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5728573A (en) * | 1980-07-24 | 1982-02-16 | Toshiba Corp | Controlling method of multiplied inverter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3810870A1 (de) | 1988-10-20 |
| KR910010044B1 (en) | 1991-12-10 |
| DE3810870C2 (ja) | 1993-08-12 |
| KR880011986A (ko) | 1988-10-31 |
| CN1010729B (zh) | 1990-12-05 |
| CN88101891A (zh) | 1988-10-19 |
| US4858100A (en) | 1989-08-15 |
| JPS63242171A (ja) | 1988-10-07 |
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