JP2014023116A - Noise elimination circuit, receiver, and noise elimination method - Google Patents

Noise elimination circuit, receiver, and noise elimination method Download PDF

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To quickly and accurately detect and eliminate an unknown spurious frequency.SOLUTION: A noise elimination circuit comprises: a phase conversion unit 6a1 which obtains phase information of each sample signal obtained by sampling, at a prescribed time interval (Δt), a reception signal including spurious noise received by radio communication and stores the phase information in a memory 6a2; a plurality of complex conjugate units 6a3-6a3which obtain, in parallel, products of the complex conjugate of a unit vector having the phase information of each sample signal extracted at the prescribed time interval (k×Δt) and a two dimensional vector amount of the I phase and Q phase of the reception signal, and derive phase information on spurious in the sample signal; frequency determination units 6a5-6a5which determine a spurious frequency in each sample signal on the basis of the derived respective phase information; and a noise suppression unit 6b which eliminates spurious of the frequency which is the sum of respective spurious frequencies determined by the respective frequency determination units 6a5-6a5from the reception signal.

Description

本発明は、ノイズ除去回路、受信機、及びノイズ除去方法に係り、特に、無線通信における受信回路において受信信号に含まれるスプリアスノイズ(以下、スプリアスともいう)の除去を効率的に行うのに好適なノイズ除去回路、受信機、及びノイズ除去方法に関するものである。   The present invention relates to a noise removal circuit, a receiver, and a noise removal method, and particularly suitable for efficiently removing spurious noise (hereinafter also referred to as spurious) contained in a reception signal in a reception circuit in wireless communication. The present invention relates to a noise removal circuit, a receiver, and a noise removal method.

例えば地上デジタル放送のような無線通信においては、周期性を持ったスプリアスが受信データに重畳されることがある。スプリアスの周期(または周波数)は不定であり、このスプリアスを除去するためには、当該スプリアスの周波数を特定する必要がある。   For example, in wireless communication such as terrestrial digital broadcasting, spurious with periodicity may be superimposed on received data. The period (or frequency) of the spurious is indefinite, and in order to remove this spurious, it is necessary to specify the frequency of the spurious.

特許文献1には、このようなスプリアスの周波数を特定して当該スプリアスを除去するための技術が開示されている。特許文献1では、粗い精度で推定されたスプリアス周波数で変換された受信信号αt(mはスプリアスのインデックス)に対して、クロス積検出器(CPD)により、時間Δtだけ遅延させた信号α(t−Δt)とのクロス積演算(「y=α α(t−Δt) α(t−Δt)」)を行い、その出力をIIRフィルタにかけて詳細な周波数を検出し(「(yIIR(p)=βxIIR(p)+(1−β)yIIR(p−1))」)、粗い周波数を更新することを繰り返すことでスプリアス周波数を検出し、当該周波数のスプリアスを除去している。 Patent Document 1 discloses a technique for identifying the frequency of such a spurious and removing the spurious. In Patent Document 1, a signal α delayed by a time Δt by a cross product detector (CPD) with respect to a received signal α m t (m is a spurious index) converted at a spurious frequency estimated with coarse accuracy. m (t−Δt) and a cross product operation (“y = α m t I * α m (t−Δt) Q * α m (t−Δt) I ”), and the output is subjected to an IIR filter to obtain detailed information. The frequency is detected (“(y IIR (p) = βx IIR (p) + (1−β) y IIR (p−1))”), and the spurious frequency is detected by repeatedly updating the coarse frequency. The spurious of the frequency is removed.

なお、上記式において、「t」及び「(t−Δt)」は複素信号のIコンポーネント(I相)を表し、「(t−Δt)」は複素信号のQコンポーネント(Q相)を表す。また、「p」は離散時間インデックス、「xIIR」はIIRフィルタ入力、「yIIR」はIIRフィルタ出力、及び「β」は、正確さと追跡スピードとのトレードオフのために追跡ループの返答時間を変えるように調整されうるループ利得定数(1より小さい)である。 In the above equation, “t I ” and “(t−Δt) I ” represent the I component (I phase) of the complex signal, and “(t−Δt) Q ” represents the Q component (Q phase) of the complex signal. Represents. Also, “p” is the discrete time index, “x IIR ” is the IIR filter input, “y IIR ” is the IIR filter output, and “β” is the tracking loop response time for tradeoff between accuracy and tracking speed. Is a loop gain constant (less than 1) that can be adjusted to change.

特表2011−520392号公報Special table 2011-520392

例えば、カーナビゲーションシステム等において、移動中に、連続してデータを受信しながらスプリアスを除去するためには、高精度なスプリアスの周波数の特定を高速に行うことが必要である。   For example, in a car navigation system or the like, in order to remove spurious signals while continuously receiving data during movement, it is necessary to specify a high-precision spurious frequency at high speed.

しかしながら、特許文献1に記載の技術では、クロス積検出器による、遅延Δtで遅延された遅延信号とのクロス積演算を繰り返すことにより粗い周波数を更新して詳細なスプリアス周波数を検出している。そのため、遅延Δtの値が大きければ、検出の収束速度が速いかわりに検出する周波数精度が粗くなり、逆に、遅延Δtの値が小さければ、検出する周波数精度が高いが検出の収束速度が遅くなる。このように周波数精度が粗いと、スプリアス成分の除去において誤差が生じて受信信号を劣化させるという問題点がある。また、収束速度が遅いと、スプリアス成分の変動に追従できないという問題点がある。   However, in the technique described in Patent Document 1, the coarse frequency is updated by repeating the cross product operation with the delay signal delayed by the delay Δt by the cross product detector, and the detailed spurious frequency is detected. Therefore, if the delay Δt value is large, the frequency accuracy for detection becomes coarse instead of the detection convergence rate being high, and conversely, if the delay Δt value is small, the detection frequency accuracy is high but the detection convergence rate is slow. Become. As described above, when the frequency accuracy is rough, there is a problem that an error occurs in the removal of spurious components and the received signal is deteriorated. Further, when the convergence speed is low, there is a problem that it is impossible to follow the fluctuation of the spurious component.

本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであり、未知のスプリアス周波数を高速かつ高精度に検出して除去することを可能とすることを目的としている。   The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object thereof is to enable detection and removal of unknown spurious frequencies at high speed and with high accuracy.

上記目的を達成するため、本発明のノイズ除去回路は、受信した受信信号を予め定められた時間間隔で複数回サンプリングして記憶された複数のサンプル信号の各々と、受信された受信信号と、に基づいて、前記入力信号に含まれるスプリアスの周波数を検出する周波数検出部と、前記周波数検出部で検出された周波数の前記スプリアスを前記受信信号から除去する雑音抑圧部と、を備えている。   In order to achieve the above object, the noise removal circuit of the present invention comprises a plurality of sample signals stored by sampling a received signal received a plurality of times at a predetermined time interval, a received signal received, And a noise suppression unit that removes the spurious frequency detected by the frequency detection unit from the received signal. The frequency detection unit detects a spurious frequency included in the input signal.

一方、上記目的を達成するため、本発明の受信機は、前記ノイズ除去回路と、搬送波で伝送されてきた信号を受信して前記ノイズ除去回路に入力する前記受信信号を生成する受信部と、を備えている。   On the other hand, in order to achieve the above object, the receiver of the present invention includes the noise removing circuit, a receiving unit that receives a signal transmitted by a carrier wave and generates the received signal to be input to the noise removing circuit, It has.

一方、上記目的を達成するため、本発明のノイズ除去方法は、受信した受信信号を予め定められた時間間隔で複数回サンプリングして記憶された複数のサンプル信号の各々と、受信された受信信号と、に基づいて、前記入力信号に含まれるスプリアスの周波数を検出する第1のステップと、前記第1のステップで検出された周波数の前記スプリアスを前記受信信号から除去する第2のステップと、を含む。   On the other hand, in order to achieve the above object, the noise removal method of the present invention includes a plurality of sample signals stored by sampling the received signal received a plurality of times at predetermined time intervals, and the received signal received. A first step of detecting a spurious frequency included in the input signal, and a second step of removing the spurious of the frequency detected in the first step from the received signal. including.

本発明によれば、複数のサンプル信号の各々と受信信号とに基づく当該受信信号に含まれるスプリアスの周波数の判定を並列に行い、判定した各周波数に基づいて所望のスプリアス周波数を検出し、検出した周波数のスプリアスを受信信号から除去しており、未知のスプリアス周波数を高速かつ高精度に検出してスプリアスを除去することが可能である。   According to the present invention, the determination of the spurious frequency included in the received signal based on each of the plurality of sample signals and the received signal is performed in parallel, and a desired spurious frequency is detected based on the determined frequencies and detected. It is possible to remove spurious at a high speed and with high accuracy by detecting an unknown spurious frequency.

実施の形態に係る受信機のOFDM復調器の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the OFDM demodulator of the receiver which concerns on embodiment. 実施の形態に係るノイズ除去回路の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the noise removal circuit which concerns on embodiment. 図2における位相変換部の処理内容例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the example of a processing content of the phase conversion part in FIG. 図2における周波数判定部の第1の処理内容を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the 1st processing content of the frequency determination part in FIG. 図2における周波数判定部の第2の処理内容を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the 2nd processing content of the frequency determination part in FIG. 図2における周波数判定部の第3の処理内容を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the 3rd processing content of the frequency determination part in FIG. 図2における雑音抑圧部の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the noise suppression part in FIG. 実施の形態に係るノイズ除去回路の第1の処理内容を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the 1st processing content of the noise removal circuit which concerns on embodiment. 実施の形態に係るノイズ除去回路の第2の処理内容を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the 2nd processing content of the noise removal circuit which concerns on embodiment. 実施の形態に係るノイズ除去回路の第3の処理内容を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the 3rd processing content of the noise removal circuit which concerns on embodiment. 実施の形態に係るノイズ除去回路によるノイズ除去処理例を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the noise removal process example by the noise removal circuit which concerns on embodiment.

以下、図を用いて本発明の実施の形態について説明する。図1は、本実施の形態に係る受信機10の構成を示している。受信機10は、アンテナ1、RF2、ADC3、ミキサ/フィルタ4、及びFFT5を備え、さらに、スプリアス検出部6a及び雑音抑圧部6bを具備する本発明に係るノイズ除去回路としてのスプリアスノイズ除去部6を備えている。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 shows a configuration of a receiver 10 according to the present embodiment. The receiver 10 includes an antenna 1, an RF 2, an ADC 3, a mixer / filter 4, and an FFT 5, and further includes a spurious detection unit 6 a and a noise suppression unit 6 b, and a spurious noise removal unit 6 as a noise removal circuit according to the present invention. It has.

受信機10は、例えばOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)復調を行うものであり、搬送波で伝送されてきた受信信号に対するOFDM復調を行うOFDM復調器を構成するものとして、ミキサ/フィルタ4、FFT5、及びスプリアスノイズ除去部6を備えている。なお、ここでは一例としてOFDM方式に適用する場合を記載するが、OFDM形式に限定されるものではなく、シングルキャリア伝送方式の受信機などにも適用することが可能である。   The receiver 10 performs, for example, OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) demodulation, and constitutes an OFDM demodulator that performs OFDM demodulation on a received signal transmitted on a carrier wave. The mixer / filter 4, FFT 5, and A spurious noise removing unit 6 is provided. In addition, although the case where it applies to an OFDM system is described as an example here, it is not limited to OFDM format, It is possible to apply also to the receiver of a single carrier transmission system, etc.

なお、OFDM変復調は、例えば地上デジタル放送において利用されており、1チャンネル帯域内に多数のサブ・キャリアを設けて、映像信号や音声信号を効率よく伝送することが可能なデジタル変調・復調方式である。なお、OFDM信号は複素信号である。   Note that OFDM modulation / demodulation is used in, for example, terrestrial digital broadcasting, and is a digital modulation / demodulation system that can provide video signals and audio signals efficiently by providing a large number of sub-carriers within one channel band. is there. The OFDM signal is a complex signal.

アンテナ1はRF(Radio Frequency)信号(電波)を受信し、RF2はアンテナ1で受信したRF信号を周波数変換する。ADC3は、アナログデジタル変換器であり、RF2で周波数変換して得られたアナログ信号を、所定のサンプリング周波数でデジタル信号に変換する。   The antenna 1 receives an RF (Radio Frequency) signal (radio wave), and the RF 2 converts the frequency of the RF signal received by the antenna 1. The ADC 3 is an analog-digital converter, and converts an analog signal obtained by frequency conversion with the RF 2 into a digital signal at a predetermined sampling frequency.

ミキサ/フィルタ4は、ADC3で生成されたデジタル信号に所定のフィルタ処理を行うと共に、デジタル信号を直交復調して実軸成分(I相信号)と虚軸成分(Q相信号)とからなるベースバンドOFDM信号を生成する。   The mixer / filter 4 performs a predetermined filter process on the digital signal generated by the ADC 3 and performs quadrature demodulation on the digital signal to form a base composed of a real axis component (I-phase signal) and an imaginary axis component (Q-phase signal). A band OFDM signal is generated.

FFT5は、通常はミキサ/フィルタ4で生成されたベースバンドOFDM信号を入力するが、ベースバンドOFDM信号に電力値の大きなスプリアスが含まれる場合には、スプリアスノイズ除去部6から出力されるベースバンドOFDM信号を入力して、高速フーリエ変換(FFT演算)を行い、データ信号とパイロット信号とを含む周波数領域の複素信号に変換する。なお、FFT5から出力された周波数領域信号を用いて、図示していない復号器により復調データが生成される。   The FFT 5 normally receives the baseband OFDM signal generated by the mixer / filter 4, but when the baseband OFDM signal includes spurious power having a large power value, the baseband output from the spurious noise removing unit 6. An OFDM signal is input, fast Fourier transform (FFT operation) is performed, and the signal is converted into a frequency domain complex signal including a data signal and a pilot signal. Note that demodulated data is generated by a decoder (not shown) using the frequency domain signal output from the FFT 5.

スプリアスノイズ除去部6は、ミキサ/フィルタ4で生成されたベースバンドOFDM信号を入力し、スプリアス検出部6aにより、当該ベースバンドOFDM信号からスプリアス周波数を検出し、雑音抑圧部6bにより、検出されたスプリアス周波数を用いてミキサ/フィルタ4で生成されたベースバンドOFDM信号のノイズを除去し、FFT5に入力する。   The spurious noise removal unit 6 receives the baseband OFDM signal generated by the mixer / filter 4, detects the spurious frequency from the baseband OFDM signal by the spurious detection unit 6a, and detects the spurious frequency by the noise suppression unit 6b. The noise of the baseband OFDM signal generated by the mixer / filter 4 is removed using the spurious frequency and input to the FFT 5.

なお、本実施の形態では、FFT5を含めて復調器としている。また、図1においては図示していないが、FFT5の後段には、スペクトル分布中の特異点などを見つける技術により、荒い精度でスプリアスの有無程度を検出する手段が備えられており、その検出結果に基づいてスプリアスノイズ除去部6が動作を開始する。   In the present embodiment, the demodulator including the FFT 5 is used. Although not shown in FIG. 1, the subsequent stage of FFT 5 is provided with means for detecting the presence or absence of spurious with a rough accuracy by a technique for finding a singular point in the spectrum distribution. Based on the above, the spurious noise removing unit 6 starts operating.

上述した特許文献1では、クロス積検出器において、遅延Δtで遅延された遅延信号とのクロス積演算を繰り返すことにより粗い周波数を更新して詳細なスプリアス周波数を検出しているため、遅延Δtの値が大きければ、検出の収束速度が速いかわりに検出する周波数精度が粗くなり、逆に、遅延Δtの値が小さければ、検出する周波数精度が高いが検出の収束速度が遅くなる。このように周波数精度が粗いと、スプリアス成分の除去において誤差が生じて受信信号を劣化させるという問題点があった。また、収束速度が遅いと、スプリアス成分の変動に追従できないという問題点があった。   In Patent Document 1 described above, since the cross product detector repeats the cross product operation with the delayed signal delayed by the delay Δt to update the coarse frequency and detect the detailed spurious frequency, the delay Δt If the value is large, the frequency accuracy of detection becomes coarse instead of the detection convergence speed being fast, and conversely, if the value of the delay Δt is small, the frequency accuracy of detection is high but the detection convergence speed is slow. As described above, when the frequency accuracy is rough, there is a problem that an error occurs in removing spurious components and the received signal is deteriorated. Further, when the convergence speed is slow, there is a problem that it is impossible to follow the fluctuation of the spurious component.

本実施の形態では、スプリアスノイズ除去部6におけるスプリアス検出部6aを、図2に示す構成とし、無線通信で受信した受信信号を所定の時間間隔(Δt)で複数回サンプリングしたN個(Nは自然数)の複数のサンプル信号(第1から第Nのサンプル信号)と、入力された受信信号(以下、入力信号ともいう)とに基づいて、第1から第Nのサンプル信号における各スプリアスの周波数を各々個別に検出する処理を並列に行ない、検出された各周波数を加算した周波数のスプリアスを入力信号から除去することにより、このような問題点を解決し、未知のスプリアス周波数を高速かつ高精度に検出して除去する。   In the present embodiment, the spurious detection unit 6a in the spurious noise removal unit 6 is configured as shown in FIG. 2, and N received signals (N is N) obtained by sampling a received signal received by wireless communication a plurality of times at a predetermined time interval (Δt). The frequency of each spurious in the first to Nth sample signals based on a plurality of (natural number) sample signals (first to Nth sample signals) and the input received signal (hereinafter also referred to as input signal) In parallel, the processing to detect each of the detected frequencies is performed in parallel, and the spurious of the frequency obtained by adding the detected frequencies is removed from the input signal. Detect and remove.

以下、図2を用いてスプリアスノイズ除去部6の構成と動作を説明する。図2に示すように、スプリアスノイズ除去部6におけるスプリアス検出部6aは、位相変換部6a1、メモリ6a2、N個の複素共役部(図中、「複素共役」と記載)6a3〜6a3、N個のフィルタ6a4〜6a4、及びN個の周波数判定部(図中、「周波数判定」と記載)6a5〜6a5を備えている。 Hereinafter, the configuration and operation of the spurious noise removing unit 6 will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 2, the spurious detection unit 6 a in the spurious noise removal unit 6 includes a phase conversion unit 6 a 1, a memory 6 a 2, and N complex conjugate units (described as “complex conjugate” in the drawing) 6 a 3 1 to 6 a 3 n , N filters 6a4 1 to 6a4 n and N frequency determination units (described as “frequency determination” in the drawing) 6a5 1 to 6a5 n are provided.

スプリアス検出部6aにおける位相変換部6a1、メモリ6a2、及び周波数判定部6a5〜6a5が本発明に係る新たな機能として備えられている。 A phase converter 6a1, a memory 6a2, and frequency determiners 6a5 1 to 6a5 n in the spurious detector 6a are provided as new functions according to the present invention.

位相変換部6a1は、ミキサ/フィルタ4から出力された受信信号(サンプル信号)のI相及びQ相の2次元ベクトル量に基づいて、当該サンプル信号の位相を、2πラジアン上の予め定められた割合で等分に分割された各領域を識別する位相情報に変換するものである。   Based on the two-dimensional vector amounts of the I phase and Q phase of the received signal (sample signal) output from the mixer / filter 4, the phase converter 6a1 determines the phase of the sample signal in advance on 2π radians. The phase information is converted into phase information for identifying each area equally divided by the ratio.

本実施の形態では16分割とし、各領域を識別する位相情報として、0,1,2,…,14,15を対応付けており、位相変換部6a1は、サンプル信号の位相を0〜15の位相情報として変換する。   In this embodiment, 16 divisions are used, and 0, 1, 2,..., 14, 15 are associated as phase information for identifying each region, and the phase conversion unit 6a1 sets the phase of the sample signal to 0-15. Convert as phase information.

位相変換部6a1により変換された位相情報は、メモリ6a2に記憶される。すなわち、メモリ6a2においては、各サンプル信号(第1から第Nの遅延サンプル)のベクトル情報の代わりに、4ビットで表される位相情報を記憶する。   The phase information converted by the phase converter 6a1 is stored in the memory 6a2. That is, in the memory 6a2, phase information represented by 4 bits is stored in place of the vector information of each sample signal (first to Nth delay samples).

なお、図2では、メモリ6a2に関して遅延1、遅延2、遅延3、及び遅延Nと記載されているが、例えば、遅延1とは、スプリアス周波数の検出を行う際に受信した受信信号(入力信号)より1×Δt(k×Δtでn=0である)時間だけ前にサンプリングした第1のサンプル信号の位相情報を記憶する記憶領域の意味である。 In FIG. 2, delay 1, delay 2, delay 3, and delay N are described with respect to the memory 6 a 2. For example, the delay 1 is a received signal (input signal) received when detecting a spurious frequency. ) Means the storage area for storing the phase information of the first sample signal sampled by 1 × Δt (k n × Δt, where n = 0).

同様にして、遅延2とは、入力信号よりk×Δt(k×Δtでn=1である)時間だけ前にサンプリングした第2のサンプル信号の位相情報を記憶する記憶領域の意味であり、遅延Nとは、入力信号よりk×Δt時間だけ前にサンプリングした第Nのサンプル信号の位相情報を記憶する記憶領域の意味である。 Similarly, the delay 2 means a storage area for storing phase information of the second sample signal sampled by k × Δt (k n × Δt and n = 1) time before the input signal. The delay N means a storage area for storing phase information of the Nth sample signal sampled before k n × Δt time from the input signal.

本実施の形態では、受信信号を時間間隔Δtで複数回サンプリングした各サンプリング信号をメモリ6a2に記憶しておき、スプリアス周波数の検出を行う際に、当該時間間隔Δtに予め定められた係数kの累乗を掛けた時間間隔で各サンプリング信号を抽出しており、このようにして抽出された各サンプリング信号の位相情報が、遅延1、遅延2、遅延3、…、及び遅延Nとして用いられる。   In the present embodiment, each sampling signal obtained by sampling the received signal a plurality of times at the time interval Δt is stored in the memory 6a2, and when the spurious frequency is detected, the predetermined coefficient k is set to the time interval Δt. Each sampling signal is extracted at time intervals multiplied by a power, and the phase information of each sampling signal extracted in this way is used as delay 1, delay 2, delay 3,.

本実施の形態では、第1から第Nの各サンプリング信号の抽出時間間隔は、係数kを4としている。このように係数kを4とすることに限定されるものではないが、後述の周波数判定部6a5〜6a5での処理(周波数領域を4分割してスプリアス周波数の判定を行う)に合わせて「4」としている。 In this embodiment, the coefficient k is set to 4 in the extraction time intervals of the first to Nth sampling signals. In this way, the coefficient k is not limited to 4. However, according to the processing in the frequency determination units 6a5 1 to 6a5 n described later (spurious frequency determination is performed by dividing the frequency domain into four). “4”.

以下、本実施の形態では、第1から第Nまでの各サンプル信号のサンプル時間間隔を遅延時間としても記載する。すなわち、第1から第Nまでの各サンプル信号の遅延時間は、各々第1のサンプル信号の遅延時間の4倍であり、例えば、第1の遅延時間は「1×Δt」、第2の遅延時間は「4×Δt」、第3の遅延時間は「16×Δt」、第Nの遅延時間は「4×Δt」とする。 Hereinafter, in the present embodiment, the sample time interval of each of the first to Nth sample signals is also described as a delay time. That is, the delay time of each of the first to Nth sample signals is 4 n times the delay time of the first sample signal, for example, the first delay time is “1 × Δt”, the second The delay time is “4 × Δt”, the third delay time is “16 × Δt”, and the Nth delay time is “4 n × Δt”.

これにより、メモリ6a2では、位相変換部6a1において変換された4ビット情報からなる各位相情報(0〜15)が、各遅延時間(1×Δt〜4×Δt)に応じて遅延1〜遅延Nとして記憶される。 Thereby, in the memory 6a2, each phase information (0 to 15) composed of the 4-bit information converted by the phase conversion unit 6a1 is delayed from 1 to delay according to each delay time (1 × Δt to 4 n × Δt). Stored as N.

図3においては、位相変換部6a1による、サンプル信号のI相及びQ相の2次元ベクトル量から16分割された位相情報(0〜15)に変換する処理を模式的に示しており、図3では、サンプル信号のI相及びQ相の2次元ベクトル量から得られた位相を、位相情報「5」、すなわち4ビットの情報[0101]として変換した結果を示している。   FIG. 3 schematically shows a process of converting the I-phase and Q-phase two-dimensional vector quantities of the sample signal into phase information (0 to 15) divided into 16 by the phase converter 6a1. The diagram shows the result obtained by converting the phase obtained from the two-dimensional vector quantities of the I-phase and Q-phase of the sample signal as phase information “5”, that is, 4-bit information [0101].

このように、16分割された位相情報に変換することにより、各サンプル信号のI相及びQ相の2次元ベクトル量で表される位相情報を4ビットのみで表すことができ、情報量を削減することができ、当該情報を記憶するためのメモリ6a2の使用容量を削減することができる。   In this way, by converting the phase information into 16 divisions, the phase information represented by the two-dimensional vector amounts of the I-phase and Q-phase of each sample signal can be represented by only 4 bits, reducing the information amount. It is possible to reduce the used capacity of the memory 6a2 for storing the information.

スプリアス周波数の除去を行う際には、このようにしてメモリ6a2に記憶された4ビットの各位相情報を用いて、図示していないベクトル変換部において、各位相情報を持つ単位ベクトルに変換され、各々複素共役部6a3〜6a3に入力される。 When removing the spurious frequency, the 4-bit phase information stored in the memory 6a2 is converted into a unit vector having each phase information in a vector conversion unit (not shown), Each is input to the complex conjugate sections 6a3 1 to 6a3 n .

なお、この単位ベクトルへの変換の際には、16分割された位相情報(0〜15)の各々に対して予め定められた位相値、例えば中央値を用いる。   In the conversion into the unit vector, a predetermined phase value, for example, a median value is used for each of the 16 divided phase information (0 to 15).

各複素共役部6a3〜6a3では、メモリ6a2に記憶された第1から第Nの各サンプル信号に対して各々個別に並列処理を行なうものであり、ミキサ/フィルタ4から出力されてきた入力信号のI相及びQ相の2次元ベクトル量と、上述のベクトル変換部において変換された位相情報を持つ第1から第Nの各サンプル信号の単位ベクトルの複素共役と、の積(内積)により、各第1から第Nのサンプル信号のベクトル情報を導出する。 In each of the complex conjugate units 6a3 1 to 6a3 n , each of the first to Nth sample signals stored in the memory 6a2 is individually subjected to parallel processing, and the input output from the mixer / filter 4 By the product (inner product) of the I-phase and Q-phase two-dimensional vector quantities of the signal and the complex conjugate of the unit vectors of the first to N-th sample signals having the phase information converted by the vector conversion unit described above The vector information of each of the first to Nth sample signals is derived.

この各複素共役部6a3〜6a3でのベクトル情報の導出処理では、受信信号(入力信号)と、遅延1〜Nの各位相情報を持つ単位ベクトルの複素共役との内積を行うことで、入力信号を回転させることにより、スプリアスの位相情報(回転)を求める。 In the derivation process of the vector information in each of the complex conjugate units 6a3 1 to 6a3 n , by performing an inner product of the received signal (input signal) and the complex conjugate of the unit vector having each phase information of delays 1 to N, The spurious phase information (rotation) is obtained by rotating the input signal.

各複素共役部6a3〜6a3において導出されたベクトル情報(スプリアスの位相情報(回転))は、フィルタ6a4〜6a4に入力され、フィルタ6a4〜6a4において無限インパルス応答処理され、各複素共役部6a3〜6a3において導出されたスプリアスの位相情報から、受信信号(入力信号)におけるばらつきが除去された後に、各周波数判定部6a5〜6a5に入力される。 Vector information derived in each complex conjugate unit 6a3 1 ~6a3 n (spurious phase information (rotation)) is input to a filter 6a4 1 ~6a4 n, is an infinite impulse response processing in the filter 6a4 1 ~6a4 n, each from spurious phase information derived in complex conjugate unit 6a3 1 ~6a3 n, after variation in the received signal (input signal) has been removed, it is input to the frequency determining section 6a5 1 ~6a5 n.

各周波数判定部6a5〜6a5は、フィルタ6a4〜6a4から入力されたベクトル情報(スプリアスの位相情報)から、各第1から第Nのサンプル信号に関するスプリアス周波数を各々個別に並列処理して算出する。 The frequency determination units 6a5 1 to 6a5 n individually process the spurious frequencies related to the first to Nth sample signals in parallel from the vector information (spurious phase information) input from the filters 6a4 1 to 6a4 n. To calculate.

本実施の形態では、各周波数判定部6a5〜6a5は、スプリアスの位相が、予め定められた割合で等分された分割領域(ここでは1/4)のいずれの領域に相当するのかを判定する。 In the present embodiment, each frequency determination unit 6a5 1 to 6a5 n determines which region of the divided region (in this case, ¼) the spurious phase is equally divided at a predetermined ratio. judge.

例えば、1×Δtの遅延1の位相(φ)に関しては、当該位相(φ)が、全領域における1/4のいずれの領域に存在するかが判定される。また、4×Δtの遅延2の位相(4×φ)に関しては、当該位相(4×φ)が、遅延1で判定された全体の1/4の領域のさらに1/4の領域のいずれに存在するかが判定される。これは、4×Δtの遅延2の位相(4×φ)は、4倍の遅延(4倍のサンプル時間間隔)であり、4×90度=360度の分は判定できないので、「4×φ」で表される位相は、遅延1で判定された全体の1/4の領域のさらに1/4の領域のいずれかに相当するためである。 For example, regarding the phase (φ 0 ) of delay 1 of 1 × Δt, it is determined in which region of 1/4 of the entire region the phase (φ 0 ) exists. Also, 4 with respect to the × Delta] t of the delay 2 phase (4 × φ 0), the phase (4 × φ 0) is the 1/4 region of 1/4 of the entire area of which is determined by the delay 1 It is determined which is present. This is because the phase of delay 2 of 4 × Δt (4 × φ 0 ) is 4 times delay (4 times sample time interval), and 4 × 90 degrees = 360 degrees cannot be determined. This is because the phase represented by “× φ 0 ” corresponds to any one of the ¼ region of the entire ¼ region determined by the delay 1.

そして、各周波数判定部6a5〜6a5は、各遅延1からNの各々で得られたスプリアスの位相値(あるいは位相値に対応する各領域に対して予め定められた値、ここでは中央値)を、各々の遅延値(4×Δt)で除算することにより、各サンプル信号に関してのスプリアス周波数を求める。 Each of the frequency determination units 6a5 1 to 6a5 n has a spurious phase value obtained from each of the delays 1 to N (or a predetermined value for each region corresponding to the phase value, in this case, a median value. ) Is divided by each delay value (4 n × Δt) to determine the spurious frequency for each sample signal.

このようにして、各周波数判定部6a5〜6a5において求められた各第1から第Nのサンプル信号に関するスプリアス周波数を加算した値を、入力信号から除去すべきスプリアスの周波数として検出する。 In this way, a value obtained by adding the spurious frequencies related to the first to Nth sample signals obtained in the frequency determination units 6a5 1 to 6a5 n is detected as a spurious frequency to be removed from the input signal.

周波数判定部6a5〜6a5による処理を図4に示す。 FIG. 4 shows processing by the frequency determination units 6a5 1 to 6a5 n .

図4に示すように、周波数判定部6a5は、第1の遅延時間(1×Δt)でサンプリングした信号である第1のサンプル信号におけるスプリアス周波数を、角度情報φの周波数として判定する。 As shown in FIG. 4, the frequency determining unit 6a5 1 determines spurious frequency of the first sample signal is a signal sampled at the first delay time (1 × Delta] t), the frequency of the angle information phi 0.

周波数判定部6a5は、第2の遅延時間(4×Δt)でサンプリングした信号である第2のサンプル信号におけるスプリアス周波数を、角度情報(φ=4×φ mod 2π)の周波数として判定する。この周波数判定部6a5での周波数の判定により、入力信号の周波数帯域における、周波数判定部6a5で判定した周波数を含む1/4の領域を特定することができる。 Frequency determining unit 6a5 2 may determine the spurious frequency of the second sample signal is a signal sampled at a second delay time (4 × Delta] t), the frequency of the angle information (φ M = 4 × φ 0 mod 2π) To do. The determination of the frequency in the frequency determination section 6a5 2, in the frequency band of the input signal, it is possible to specify the quarter of the region including a frequency determined by the frequency determining unit 6a5 1.

さらに、周波数判定部6a5は、第3の遅延時間(16×Δt)でサンプリングした信号である第3のサンプル信号におけるスプリアス周波数を、角度情報(φM+1=4×4×φ mod 2π)の周波数として判定する。この周波数判定部6a5での周波数の判定により、入力信号の周波数帯域における、周波数判定部6a5で判定した周波数を含む1/4の領域、すなわち、周波数判定部6a5で判定した周波数を含む1/16の領域を特定することができる。 Moreover, the frequency determining portion 6a5 3 is a spurious frequency of the third third of the sample signal delayed by the time (16 × Δt) is sampled signals, the angle information (φ M + 1 = 4 × 4 × φ 0 mod 2π) The frequency is determined. The determination of the frequency in the frequency determination section 6a5 3, including in the frequency band of the input signal, a quarter of the region containing the frequency determined by the frequency determining unit 6a5 2, i.e., a frequency determined by the frequency determining unit 6a5 1 An area of 1/16 can be specified.

図5においては、このような周波数判定部6a5〜6a5による、各第1から第Nのサンプル信号(遅延1から遅延N)に対する処理内容を示している。図5に示す検出周波数帯域は、各周波数判定部6a5〜6a5による検出対象となる受信信号の帯域領域であり、ここでは、第1のサンプル信号(遅延1)に関しては入力信号の帯域BWsysの全てが対象となり、第2のサンプル信号(遅延2)に関しては入力信号の帯域BWsysの1/4が対象となり、第Nのサンプル信号(遅延N)に関しては入力信号の帯域BWsysの1/4が対象となる。 FIG. 5 shows the processing contents for the first to N-th sample signals (delay 1 to delay N) by the frequency determination units 6a5 1 to 6a5 n . The detection frequency band shown in FIG. 5 is a band region of a reception signal to be detected by each frequency determination unit 6a5 1 to 6a5 n . Here, for the first sample signal (delay 1), the input signal band BW All of sys are targeted, and for the second sample signal (delay 2), ¼ of the band BW sys of the input signal is targeted, and for the Nth sample signal (delay N), the band BW sys of the input signal is targeted. 1/4 N is the target.

また、判定位相Aiは、特定された周波数の対応する位相領域を示しており、ここでは、π/4、3π/4、−π/4、−3π/4、の4領域である。また、判定周波数出力単位BWiは、各周波数判定部6a5〜6a5により算出される入力信号の領域、すなわち、絞り込まれる周波数領域を表している。例えば、第1のサンプル信号(遅延1)に関しては入力信号の帯域BWsysの1/4に絞り込まれ、第2のサンプル信号(遅延2)に関しては入力信号の帯域BWsysの1/16に絞り込まれ、第Nのサンプル信号(遅延N)に関しては入力信号の帯域BWsysの1/4N+1に絞り込まれる。 The determination phase Ai indicates a corresponding phase region of the specified frequency, and here, there are four regions of π / 4, 3π / 4, −π / 4, and −3π / 4. The determination frequency output unit BWi represents an input signal area calculated by each of the frequency determination units 6a5 1 to 6a5 n , that is, a narrowed frequency area. For example, the first sample signal (delay 1) is narrowed down to ¼ of the band BW sys of the input signal, and the second sample signal (delay 2) is narrowed down to 1/16 of the band BW sys of the input signal. Thus, the Nth sample signal (delay N) is narrowed down to 1/4 N + 1 of the bandwidth BW sys of the input signal.

このような周波数判定部6a5〜6a5による、各第1から第Nのサンプル信号に対する処理内容は、周波数判定部6a5〜6a5の各々で順次に加算され、図5における式「スプリアス周波数:Fspr=Σ((Ai/(π/2))×BWi)」で得られる周波数判定部6a5の加算結果が、最終的に求められるスプリアス周波数として検出される。 According to this frequency determining unit 6a5 1 ~6a5 n, the processing content for the sample signal of the N from the first is sequentially added at each frequency determination unit 6a5 1 ~6a5 n, wherein in FIG. 5 "spurious frequencies : Fspr = Σ ((Ai / (π / 2)) × BWi) "frequency determination unit 6a5 n of addition result obtained in is detected as finally sought spurious frequencies.

図6においては、各周波数判定部6a5〜6a5による、各第1から第Nのサンプル信号に対する判定周波数出力単位BWiの絞り込み処理を、周波数を横軸にして展開した様子を示している。 FIG. 6 shows a state where the narrowing-down process of the determination frequency output unit BWi for each of the first to Nth sample signals by the frequency determination units 6a5 1 to 6a5 n is developed with the frequency as the horizontal axis.

図6では、入力信号の帯域領域(スプリアス周波数探索領域)における特定対象のスプリアス周波数(探しているスプリアス周波数)を探索して特定するために、まず、第1のサンプル信号に対する周波数判定部6a5は、4等分されたスプリアス周波数探索領域におけるいずれかの領域を決定する。ここでは、第3の領域(1−3)が決定される。 In FIG. 6, in order to search for and specify the spurious frequency to be specified (the spurious frequency being searched for) in the band region (spurious frequency search region) of the input signal, first, the frequency determination unit 6a5 1 for the first sample signal. Determines any region in the spurious frequency search region divided into four equal parts. Here, the third region (1-3) is determined.

第2のサンプル信号に対する周波数判定部6a5は、周波数判定部6a5で決定した第3の領域がさらに4等分されたスプリアス周波数探索領域におけるいずれかの領域を決定する。ここでは、第3の領域(2−3)が決定される。以下同様にして、周波数判定部6a5までスプリアス周波数探索領域の絞り込みを行う。 Frequency determining unit 6a5 2 for the second sample signal determines any region in the spurious frequency search region third region determined by the frequency determining unit 6a5 1 is further divided into four equal parts. Here, the third region (2-3) is determined. In the same manner, to narrow down the spurious frequency search region to the frequency determination unit 6a5 n.

なお、各周波数判定部6a5〜6a5は、絞り込んだ領域に対して予め定められた位相値を当該サンプル信号に関するスプリアスの位相として特定する。ここでは、各領域の帯域における中央値を当該領域に対して予め定められた位相値とする。 Each of the frequency determination units 6a5 1 to 6a5 n specifies a phase value predetermined for the narrowed-down region as a spurious phase related to the sample signal. Here, the median value in the band of each region is a phase value determined in advance for the region.

そして、各周波数判定部6a5〜6a5は、このようにして特定したスプリアスの位相を、各々の遅延値(4Mn×Δt)で除算することにより、当該サンプル信号に関するスプリアスの周波数を求める。 Then, each of the frequency determination units 6a5 1 to 6a5 n divides the spurious phase thus identified by each delay value (4Mn × Δt) to obtain the spurious frequency related to the sample signal.

さらに、上述の図5において説明したように、各周波数判定部6a5〜6a5による、各第1から第Nのサンプル信号に対する処理結果が、図5における式「スプリアス周波数:Fspr=Σ((Ai/(π/2))×BWi)」で示されるようにして、周波数判定部6a5〜6a5の各々において順次に加算され、周波数判定部6a5の加算結果が、最終的に求められる所望のスプリアス周波数として検出される。 Furthermore, as described above with reference to FIG. 5, the processing result for each of the first to Nth sample signals by each of the frequency determination units 6a5 1 to 6a5 n is expressed by the expression “spurious frequency: Fspr = Σ (( Ai / (π / 2)) × BWi) ”is sequentially added in each of the frequency determination units 6a5 1 to 6a5 n , and the addition result of the frequency determination unit 6a5 n is finally obtained. It is detected as a desired spurious frequency.

このようにして、周波数判定部6a5の加算結果であるスプリアス周波数は、スプリアス検出部6aから出力されて雑音抑圧部6bに入力される。 In this way, spurious frequency is the addition result of the frequency determination section 6a5 n is input is output from the spurious detection unit 6a to the noise suppression unit 6b.

図7に示すように、雑音抑圧部6bは、ミキサ6b1、DCオフセット除去部6b2、DCオフセット検出部6b3、及びミキサ6b4を備えている。ミキサ6b1は、スプリアス検出部6aから入力されたスプリアス周波数と、ミキサ/フィルタ4から入力された入力信号とを混合・合成して出力する。ここでは、ミキサ6b1は、ミキサ/フィルタ4から入力された入力信号に対して、スプリアス検出部6aから入力されたスプリアス周波数成分を取り除く。   As shown in FIG. 7, the noise suppression unit 6b includes a mixer 6b1, a DC offset removal unit 6b2, a DC offset detection unit 6b3, and a mixer 6b4. The mixer 6b1 mixes and combines the spurious frequency input from the spurious detector 6a and the input signal input from the mixer / filter 4, and outputs the mixed signal. Here, the mixer 6b1 removes the spurious frequency component input from the spurious detection unit 6a from the input signal input from the mixer / filter 4.

ミキサ6b1から出力された信号は、DCオフセット除去部6b2及びDCオフセット検出部6b3に入力され、DCオフセット検出部6b3は、スプリアスの振幅を求めて、DCオフセット除去部6b2に出力する。   The signal output from the mixer 6b1 is input to the DC offset removal unit 6b2 and the DC offset detection unit 6b3, and the DC offset detection unit 6b3 obtains the amplitude of the spurious and outputs it to the DC offset removal unit 6b2.

DCオフセット除去部6b2は、ミキサ6b1から入力された信号から、DCオフセット検出部6b3から入力されたスプリアスの振幅値を除去して、ミキサ6b4に出力する。   The DC offset removal unit 6b2 removes the spurious amplitude value input from the DC offset detection unit 6b3 from the signal input from the mixer 6b1, and outputs the result to the mixer 6b4.

ミキサ6b4は、DCオフセット除去部6b2から入力された信号と、スプリアス検出部6aから入力されたスプリアス周波数とを混合・合成して、FFT5に出力する。ここでは、ミキサ6b4は、DCオフセット除去部6b2から入力された信号を、スプリアス検出部6aから入力されたスプリアス周波数を用いて周波数変換することで、入力信号からスプリアスを除去する。   The mixer 6b4 mixes and combines the signal input from the DC offset removal unit 6b2 and the spurious frequency input from the spurious detection unit 6a, and outputs the resultant to the FFT 5. Here, the mixer 6b4 removes spurious from the input signal by frequency-converting the signal input from the DC offset removal unit 6b2 using the spurious frequency input from the spurious detection unit 6a.

図8〜図10においては、図1に示す受信機10におけるOFDM復調器による本実施の形態に係る受信信号からのノイズ除去処理動作を示しており、図8では、受信すべきOFDM信号とスプリアス(スプリアス雑音)とが示されており、受信すべきOFDM信号に含まれるスプリアスの周波数成分によりOFDM信号の振幅が変動していることが示されている。   8 to 10 show the noise removal processing operation from the received signal according to the present embodiment by the OFDM demodulator in the receiver 10 shown in FIG. 1, and FIG. 8 shows the OFDM signal to be received and the spurious signal. (Spurious noise) is shown, and it is shown that the amplitude of the OFDM signal varies depending on the frequency component of the spurious included in the OFDM signal to be received.

図9に示す各信号は、図7に示す構成の雑音抑圧部6bのスプリアス周波数の変換処理に対応したものであり、ミキサ6b1により、ミキサ/フィルタ4から入力されたスプリアス雑音を含むOFDM信号と、スプリアス検出部6aから入力されたスプリアス周波数とを混合・合成することにより、スプリアス周波数成分を取り除いた(×(−Fspr))OFDM信号が得られる。   Each signal shown in FIG. 9 corresponds to the spurious frequency conversion processing of the noise suppression unit 6b having the configuration shown in FIG. 7, and the mixer 6b1 receives an OFDM signal including spurious noise input from the mixer / filter 4. Then, by mixing and synthesizing with the spurious frequency input from the spurious detection unit 6a, an (× (−Fspr)) OFDM signal from which the spurious frequency component has been removed is obtained.

図10では、図9におけるスプリアス周波数成分を取り除いたOFDM信号に対して、DCオフセット除去部6b2において、DCオフセット検出部6b3で検出されたスプリアスの振幅値を除去した後の信号、及び、ミキサ6b4において、DCオフセット除去部6b2から入力された信号を、スプリアス検出部6aから入力されたスプリアス周波数を用いて周波数変換(×(+Fspr))した信号が示されている。   In FIG. 10, the signal after removing the spurious amplitude value detected by the DC offset detection unit 6b3 and the mixer 6b4 in the DC offset removal unit 6b2 with respect to the OFDM signal from which the spurious frequency component in FIG. 9 has been removed. 2 shows a signal obtained by frequency-converting (× (+ Fspr)) the signal input from the DC offset removal unit 6b2 using the spurious frequency input from the spurious detection unit 6a.

次に、図11を用いて、本実施の形態に係るノイズ除去処理例を説明する。まず、無線通信で受信した受信信号を予め定められた時間間隔(Δt)で複数回サンプリングしてメモリに記憶させる(ステップ1101)。   Next, a noise removal processing example according to the present embodiment will be described with reference to FIG. First, a received signal received by wireless communication is sampled a plurality of times at a predetermined time interval (Δt) and stored in a memory (step 1101).

次に、並列処理により、時間間隔(Δt)に予め定められた係数(k,ここでは4)の累乗を掛けた時間間隔(4×Δt)で第1から第Nのサンプル信号を抽出し、各サンプル信号に関してのスプリアス周波数を導出し、並列処理により各々導出したスプリアス周波数を組み合わせて、所望のスプリアス周波数を検出する(ステップ1102)。そして、検出した周波数のスプリアスを、入力信号から除去する(ステップ1103)。 Next, by parallel processing, the first to Nth sample signals are extracted at a time interval (4 n × Δt) obtained by multiplying the time interval (Δt) by a power of a predetermined coefficient (k, here 4). Then, a spurious frequency for each sample signal is derived, and a spurious frequency derived by parallel processing is combined to detect a desired spurious frequency (step 1102). Then, the detected spurious frequency is removed from the input signal (step 1103).

以上、各図を用いて説明したように、本実施の形態では、受信した信号に含まれるスプリアス(周期性ノイズ)の周波数を、受信信号から時間間隔でサンプリングされメモリに記憶された複数のサンプル信号に基づいて各々個別に並列処理して算出し、算出した各周波数を加算した周波数に基づいて、受信信号(入力信号)からスプリアスを除去する。ここでは、入力信号より1×Δt時間だけ前にサンプリングされた第1のサンプル信号に基づいて得られた結果より、単位円のどの1/4領域にスプリアスが存在するかを判定し、また、入力信号より4×Δt時間だけ前にサンプリングされた第2のサンプル信号に基づいて得られた結果より、第1のサンプル信号に基づいて得られた1/4領域のさらに1/4の領域のどの領域にスプリアス周波数が存在するかを判定することにより、スプリアス周波数が存在する領域の絞り込みが行われる。これにより、未知のスプリアスの周波数を高速かつ高精度に検出して除去することが可能となる。   As described above with reference to each drawing, in this embodiment, the frequency of spurious (periodic noise) included in the received signal is sampled at time intervals from the received signal and stored in the memory. A spurious is removed from a received signal (input signal) based on a frequency obtained by adding each calculated frequency separately in parallel processing based on the signal. Here, based on the result obtained based on the first sample signal sampled by 1 × Δt time before the input signal, it is determined in which quarter region of the unit circle the spurious exists, Based on the result obtained based on the second sample signal sampled by 4 × Δt time before the input signal, the ¼ region obtained based on the first sample signal is further reduced to ¼ region. By determining in which region the spurious frequency exists, the region where the spurious frequency exists is narrowed down. This makes it possible to detect and remove unknown spurious frequencies at high speed and with high accuracy.

また、本実施の形態では、メモリに記憶する各サンプル信号の情報は、受信信号のI相及びQ相の2次元ベクトル量から得られる位相情報(0〜15を表す4ビット情報)のみとする。これにより、各サンプル信号の記憶に用いるメモリの記憶容量を削減することができる。   In the present embodiment, the information of each sample signal stored in the memory is only phase information (4-bit information representing 0 to 15) obtained from the two-dimensional vector quantities of the I-phase and Q-phase of the received signal. . Thereby, the memory capacity of the memory used for storing each sample signal can be reduced.

なお、本発明は、各図を用いて説明した実施の形態例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能である。例えば、本実施の形態では、メモリ(記憶装置)に記憶する各サンプル信号の各位相情報として、0〜15からなる、16分割した領域のいずれかを示す4ビット情報としているが、8分割した領域のいずれかを示す3ビット情報、または32分割した領域のいずれかを示す5ビット情報としても良い。   The present invention is not limited to the embodiments described with reference to the drawings, and various modifications can be made without departing from the scope of the invention. For example, in the present embodiment, each phase information of each sample signal stored in the memory (storage device) is 4-bit information indicating one of 16 divided areas consisting of 0 to 15, but divided into 8 pieces. It may be 3-bit information indicating any one of the areas or 5-bit information indicating any of the 32 divided areas.

また、本実施の形態では、処理対象とする第1から第Nのサンプル信号を抽出する際、当該サンプリング時間間隔Δtに、予め定められた係数(k=4)の累乗を掛けた時間間隔で行い、かつ、当該係数4に合わせて、周波数判定部において判定する領域を4分割することで、第1から第Nのサンプル信号毎に1/4ずつ絞り込んだ領域でスプリアス周波数を判定する構成としているが、1/8等の他の比率で領域を絞り込む構成としても良い。なお、このように、1/8ずつ領域を絞り込む場合には、係数kは8とすれば良い。   In the present embodiment, when extracting the first to Nth sample signals to be processed, the sampling time interval Δt is multiplied by a power of a predetermined coefficient (k = 4). This is a configuration in which the spurious frequency is determined in a region that is narrowed down by a quarter for each of the first to Nth sample signals by dividing the region determined by the frequency determination unit into four according to the coefficient 4 However, the area may be narrowed down by another ratio such as 1/8. In this way, when the area is narrowed down by 1/8, the coefficient k may be set to 8.

このように、係数kと領域の絞込みの割合を同じとすることにより、隣接するサンプリング信号におけるスプリアス周波数が重複することを回避できるので、より効率的な処理となる。しかし、係数kと領域の絞込みの割合を同じとしない構成としても良い。   In this way, by making the coefficient k and the area narrowing ratio the same, it is possible to avoid overlapping of spurious frequencies in adjacent sampling signals, so that more efficient processing is achieved. However, the configuration may be such that the coefficient k and the area narrowing ratio are not the same.

また、第1から第Nのサンプル信号を抽出する際にも、当該サンプリング時間間隔Δtに予め定められた係数(k=4)の累乗を掛けた時間間隔ではなく、例えば、第1のサンプル信号から第Nのサンプル信号に向けて順次に抽出時間間隔が大きくなるようにしても良い。例えば、1×Δt、2×Δt、3×Δt、…、N×Δtとして、第1のサンプル信号から第Nのサンプル信号に向けて順次に抽出時間間隔が大きくなるようにしても良い。   Also, when extracting the first to Nth sample signals, not the time interval obtained by multiplying the sampling time interval Δt by a power of a predetermined coefficient (k = 4), for example, the first sample signal The extraction time interval may be sequentially increased from the first to the Nth sample signal. For example, the extraction time interval may be sequentially increased from the first sample signal to the Nth sample signal as 1 × Δt, 2 × Δt, 3 × Δt,..., N × Δt.

また、本実施の形態の説明では述べたFFT5の後段に備えた図示していない荒い精度でスプリアスの有無程度を検出する手段により、スプリアスノイズ除去部6に対して、スプリアス周波数を判定する第1から第Nのサンプル信号の数を指定するようにしても良いし、第1からではなく、第3のサンプル信号から第Nのサンプル信号を処理対象として指定するようにしても良い。これにより、所望の精度に応じたスプリアスノイズ除去処理を実行させることができ、また、メモリ6a2の使用量を削減することができる。   In the description of the present embodiment, the spurious noise removing unit 6 determines the spurious frequency by means of detecting the presence / absence of spurious noise with a rough accuracy (not shown) provided in the subsequent stage of the FFT 5 described above. The number of the Nth sample signal may be designated from the first sample signal, and the Nth sample signal may be designated as a processing target from the third sample signal instead of the first sample signal. Thereby, spurious noise removal processing according to desired accuracy can be executed, and the amount of memory 6a2 used can be reduced.

また、本実施の形態では、スプリアス検出部6aによるスプリアス周波数の検出は、例えば、受信機10の起動時に1回行うようにしても良いし、外部環境の変動等によりスプリアスの周波数が変化する場合には、定期的に、スプリアス検出部6aによるスプリアス周波数の検出を行うようにしても良い。   In the present embodiment, the detection of the spurious frequency by the spurious detection unit 6a may be performed once when the receiver 10 is activated, for example, or the spurious frequency changes due to a change in the external environment or the like. Alternatively, the spurious frequency may be periodically detected by the spurious detector 6a.

また、本実施の形態のスプリアスノイズ除去部6及び当該スプリアスノイズ除去部6を備えたOFDM復調器は、テレビ受像機、携帯電話機、ゲーム機、及びカーナビゲーションシステム等に適用することができる。   Further, the spurious noise removing unit 6 and the OFDM demodulator including the spurious noise removing unit 6 according to the present embodiment can be applied to a television receiver, a mobile phone, a game machine, a car navigation system, and the like.

1 アンテナ
2 RF
3 ADC
4 ミキサ/フィルタ
5 FFT
6 スプリアスノイズ除去部
6a スプリアス検出部
6b 雑音抑圧部
6a1 位相変換部
6a2 メモリ
6a3〜6a3 複素共役部
6a4〜6a4 フィルタ
6a5〜6a5 周波数判定部
6b1 ミキサ
6b2 DCオフセット除去部
6b3 DCオフセット検出部
6b4 ミキサ
10 受信機
1 Antenna 2 RF
3 ADC
4 Mixer / Filter 5 FFT
6 spurious noise removing unit 6a spurious detecting unit 6b noise suppressing unit 6a1 phase converting unit 6a2 memory 6a3 1 to 6a3 n complex conjugate unit 6a4 1 to 6a4 n filter 6a5 1 to 6a5 n frequency judging unit 6b1 mixer 6b2 DC offset removing unit 6b3 DC Offset detector 6b4 Mixer 10 Receiver

Claims (9)

受信した受信信号を予め定められた時間間隔で複数回サンプリングして記憶された複数のサンプル信号の各々と、受信された受信信号と、に基づいて、前記入力信号に含まれるスプリアスの周波数を検出する周波数検出部と、
前記周波数検出部で検出された周波数の前記スプリアスを前記受信信号から除去する雑音抑圧部と、
を備えたノイズ除去回路。
The spurious frequency included in the input signal is detected based on each of the plurality of sample signals stored by sampling the received signal a plurality of times at predetermined time intervals and stored. A frequency detector to perform,
A noise suppression unit that removes the spurious frequency detected by the frequency detection unit from the received signal;
Noise elimination circuit with
前記周波数検出部は、異なる時間間隔で前記複数のサンプル信号を抽出し、抽出した複数のサンプル信号を用いて前記受信信号に含まれるスプリアスの周波数の検出を行う
請求項1記載のノイズ除去回路。
The noise removal circuit according to claim 1, wherein the frequency detection unit extracts the plurality of sample signals at different time intervals, and detects a spurious frequency included in the reception signal using the extracted plurality of sample signals.
前記周波数検出部は、前記時間間隔に予め定められた係数の累乗を掛けた時間間隔で前記複数のサンプル信号を抽出し、抽出した複数のサンプル信号を用いて前記受信信号に含まれるスプリアスの周波数の検出を行う
請求項1または請求項2記載のノイズ除去回路。
The frequency detection unit extracts the plurality of sample signals at a time interval obtained by multiplying the time interval by a power of a predetermined coefficient, and uses the extracted plurality of sample signals to detect a spurious frequency included in the reception signal. The noise removal circuit according to claim 1 or 2, wherein the noise removal circuit is detected.
前記周波数検出部は、前記複数のサンプル信号の各々と前記受信信号とに基づく前記スプリアの周波数の検出を、前記複数のサンプル信号毎に各々個別に並列で行う複数の周波数判定部を備え、前記複数の周波数判定部で検出された各周波数を加算した周波数を前記スプリアスの周波数として検出する
請求項1から請求項3のいずれか1項に記載のノイズ除去回路。
The frequency detection unit includes a plurality of frequency determination units that individually detect the frequency of the spur based on each of the plurality of sample signals and the received signal in parallel for each of the plurality of sample signals, The noise removal circuit according to any one of claims 1 to 3, wherein a frequency obtained by adding the respective frequencies detected by a plurality of frequency determination units is detected as the spurious frequency.
前記周波数検出部は、
前記複数のサンプル信号の各々のI相及びQ相の2次元ベクトル量から当該サンプル信号の位相情報を導出する位相変換部と、
前記複数のサンプル信号の各々の前記位相情報を記憶する記憶部と、
前記記憶部で記憶された各サンプル信号の位相情報を持つ単位ベクトルの複素共役と前記受信信号のI相及びQ相の2次元ベクトル量との積を各々個別に並列に算出する複数の複素共役部と、
前記複数の複素共役部で各々個別に算出された各ベクトル情報の位相に基づいて、各サンプル信号におけるスプリアスの周波数を各々個別に並列に判定する複数の周波数判定部と、
を備え、
前記複数の周波数判定部で検出された各周波数を加算した周波数を前記スプリアスの周波数として検出する
請求項1から請求項3のいずれか1項に記載のノイズ除去回路。
The frequency detector
A phase converter for deriving phase information of the sample signal from two-dimensional vector quantities of the I phase and Q phase of each of the plurality of sample signals;
A storage unit for storing the phase information of each of the plurality of sample signals;
A plurality of complex conjugates that individually calculate the product of the complex conjugate of a unit vector having phase information of each sample signal stored in the storage unit and the two-dimensional vector quantities of the I-phase and Q-phase of the received signal, respectively, in parallel And
A plurality of frequency determination units that individually determine in parallel each of the spurious frequencies in each sample signal based on the phase of each vector information individually calculated by the plurality of complex conjugate units;
With
The noise removal circuit according to claim 1, wherein a frequency obtained by adding the frequencies detected by the plurality of frequency determination units is detected as the spurious frequency.
前記位相変換部で導出される前記位相情報は、2πラジアン上の予め定められた割合で等分に分割された各分割領域を特定するビット情報からなる
請求項5記載のノイズ除去回路。
The noise removal circuit according to claim 5, wherein the phase information derived by the phase conversion unit includes bit information that specifies each divided region equally divided at a predetermined ratio on 2π radians.
前記複数の複素共役部により、前記単位ベクトルの複素共役と前記受信信号のI相及びQ相の2次元ベクトル量との積で算出されたベクトル情報に対して、無限インパルス応答処理を各々個別に並列に行う複数のフィルタ部を備え、
前記複数の周波数判定部は、前記複数のフィルタ部で無限インパルス応答処理されたベクトル情報における位相に基づいて、各サンプル信号におけるスプリアスの周波数を判定する
請求項5または請求項6記載のノイズ除去回路。
The infinite impulse response processing is individually performed on the vector information calculated by the product of the complex conjugate of the unit vector and the two-dimensional vector quantities of the I phase and Q phase of the received signal by the plurality of complex conjugate units. It has a plurality of filter parts to be performed in parallel
7. The noise removal circuit according to claim 5, wherein the plurality of frequency determination units determine a spurious frequency in each sample signal based on a phase in the vector information subjected to infinite impulse response processing by the plurality of filter units. .
請求項1から請求項7のいずれか1項に記載のノイズ除去回路と、
搬送波で伝送されてきた信号を受信して前記ノイズ除去回路に入力する前記受信信号を生成する受信部と、
を備えた受信機。
The noise removal circuit according to any one of claims 1 to 7,
A receiving unit that receives a signal transmitted by a carrier wave and generates the received signal to be input to the noise removing circuit;
With receiver.
受信した受信信号を予め定められた時間間隔で複数回サンプリングして記憶された複数のサンプル信号の各々と、受信された受信信号と、に基づいて、前記入力信号に含まれるスプリアスの周波数を検出する第1のステップと、
前記第1のステップで検出された周波数の前記スプリアスを前記受信信号から除去する第2のステップと、
を含むノイズ除去方法。
The spurious frequency included in the input signal is detected based on each of the plurality of sample signals stored by sampling the received signal a plurality of times at predetermined time intervals and stored. A first step to:
A second step of removing from the received signal the spurious at the frequency detected in the first step;
Including a noise removal method.
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