JP2013520148A - 高入力対出力電圧変換のためのｄｃ−ｄｃコンバータ回路 - Google Patents

Abstract

本発明は、高い入力対出力電圧変換を提供する一連のＤＣ−ＤＣコンバータ回路設計、及びそのような回路設計に基づくＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。これらのコンバータは、共振タンクと、タンク電流を中断させて、電力伝達量に対する制御を提供しながらゼロ電流及び／又はゼロ電圧スイッチングが提供されるほぼゼロ損失の「保持」状態をもたらすための手段とを含む。この回路設計による高い昇圧比のための共振ＤＣ−ＤＣコンバータは、（ａ）低電圧ＤＣ−ＡＣコンバータと、（ｂ）共振タンクと、（ｃ）高電圧ＡＣ−ＤＣコンバータと、（ｄ）（ｉ）変圧器を用いない入力及び出力上の共通接地及び／又は（ｉｉ）共振タンク内の単一の高電圧制御可能スイッチとを含む。
【選択図】 図１

Description

一般的に本発明は、電力変換装置に関し、より具体的には高い入力対出力電圧変換のためのＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

直流（ＤＣ）アーキテクチャは、例えば、送電及び配電に関して公知である。一般的にＤＣアーキテクチャは、交流（ＡＣ）アーキテクチャと比較して効率的な（低損失の）配電を提供する。

ＤＣアーキテクチャの重要性は、（１）計算機器及び遠距離通信機器のＤＣ入力電力への依存性、（２）可変速度のＡＣドライブ及びＤＣドライブのＤＣ入力電力への依存性、及び（３）光電池ソーラーパネルのような様々な再生可能エネルギ源によるＤＣ電力の生成を含むファクタから高まっている。

普及したＤＣアーキテクチャの使用は、ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ回路の必要性も拡大した。更に、効率的で廉価なＤＣ−ＤＣ電力コンバータ回路の更に別の必要性が存在する。

コスト低減は、ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの構成要素を低減すること、例えば、変圧器なしのＤＣ−ＤＣコンバータを提供することによって部分的に達成される。最も一般的な無変圧器ｄｃ／ｄｃコンバータのうちの２つは、図１に示すような電圧を下げるためのバックコンバータ１０、及び図２に示すような電圧を上げるためのブーストコンバータ１２である。

入力対出力電圧比が１に近い場合には、これらの回路の両方は、非常に高い変換効率を得ることができるが、これらの効率は、電圧比が高くなった場合は最適とは言えない。効率の損失は、他の作動的問題と共に、ダイオード順電圧の降下、スイッチ及びダイオードの導通損失、スイッチング損失、スイッチのキャパシタンス、誘導子巻線のキャパシタンス、及びリード及びトレースのインダクタンスのような回路効果を含む回路の寄生要素によって引き起こされる。

更に、特にブーストコンバータは、寄生作用影響を受け易く、高効率の作動が低い昇圧比、例えば、１：２又は１：３を必要とすることは従来技術で公知である。１：１０又はそれよりも大きい範囲のような高い昇圧比は、例えば、Ｎ．Ｍｏｈａｎ、Ｔ．Ｕｎｄｅｌａｎｄ、Ｗ．Ｒｏｂｂｉｎｓ著「電力電子工学：コンバータ、用途、及び設計（Ｐｏｗｅｒ ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ：ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ，ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，ａｎｄ ｄｅｓｉｇｎ）」、Ｗｉｌｅｙ、１９９５年に説明されているように、コスト及び効率の制約条件を踏まえると全く非実用的である。

Ｂ．Ｂｕｔｉ、Ｐ．Ｂａｒｔａｌ、Ｉ．Ｎａｇｙ著「共振周波数よりも上で作動する共振ブーストコンバータ（Ｒｅｓｏｎａｎｔ ｂｏｏｓｔ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｏｐｅｒａｔｉｎｇ ａｂｏｖｅ ｉｔｓ ｒｅｓｏｎａｎｔ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）」、ＥＰＥ、ドレスデン、２００５年は、共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの例であり、共振タンクがその共振周波数で励起され、変圧器を用いずに高い昇圧／降圧変換比が得られる。Ｈブリッジベースの共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、（Ｄ．Ｊｏｖｃｉｃ著「ＭＷサイズ用途のための昇圧ＭＷｄｃ−ｄｃコンバータ（Ｓｔｅｐ−ｕｐ ＭＷ ｄｃ−ｄｃ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｆｏｒ ＭＷ ｓｉｚｅ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ）」、Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、論文ＩＥＴ−２００９−４０７）によって提案されており、かつ拡張モジュール性に向けてＡ．Ａｂｂａｓ及びＰ．Ｌｅｈｎによって修正されている（Ａ．Ａｂｂａｓ、Ｐ．Ｌｅｈｎ著「ｄｃからｄｃへの高電圧コンバータのための電力電子回路（Ｐｏｗｅｒ ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ｃｉｒｃｕｉｔｓ ｆｏｒ ｈｉｇｈ ｖｏｌｔａｇｅ ｄｃ ｔｏ ｄｃ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ）」、トロント大学、発明開示ＲＩＳ＃１０００１９１３、２００９−０３−３１）。

Ｎ．Ｍｏｈａｎ、Ｔ．Ｕｎｄｅｌａｎｄ、Ｗ．Ｒｏｂｂｉｎｓ著「電力電子工学：コンバータ、用途、及び設計（Ｐｏｗｅｒ ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ：ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ，ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，ａｎｄ ｄｅｓｉｇｎ）」、Ｗｉｌｅｙ、１９９５年 Ｂ．Ｂｕｔｉ、Ｐ．Ｂａｒｔａｌ、Ｉ．Ｎａｇｙ著「共振周波数よりも上で作動する共振ブーストコンバータ（Ｒｅｓｏｎａｎｔ ｂｏｏｓｔ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｏｐｅｒａｔｉｎｇ ａｂｏｖｅ ｉｔｓ ｒｅｓｏｎａｎｔ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）」、ＥＰＥ、ドレスデン、２００５年 Ｄ．Ｊｏｖｃｉｃ著「ＭＷサイズ用途のための昇圧ＭＷｄｃ−ｄｃコンバータ（Ｓｔｅｐ−ｕｐ ＭＷ ｄｃ−ｄｃ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｆｏｒ ＭＷ ｓｉｚｅ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ）」、Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、論文ＩＥＴ−２００９−４０７ Ａ．Ａｂｂａｓ、Ｐ．Ｌｅｈｎ著「ｄｃからｄｃへの高電圧コンバータのための電力電子回路（Ｐｏｗｅｒ ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ｃｉｒｃｕｉｔｓ ｆｏｒ ｈｉｇｈ ｖｏｌｔａｇｅ ｄｃ ｔｏ ｄｃ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ）」、トロント大学、発明開示ＲＩＳ＃１０００１９１３、２００９−０３−３１ Ｒ．Ｅｒｉｃｋｓｏｎ、Ｄ．Ｍａｋｓｉｍｏｖｉｃ著「電力電子工学の基礎（Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｓ ｏｆ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ）」、Ｋｌｕｗｅｒ Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ、２００１年 Ｐ．Ｌｅｈｎ著「高い入力対出力電圧変換比のための低スイッチ全数の共振ｄｃｄコンバータ（Ａ ｌｏｗ ｓｗｉｔｃｈ−ｃｏｕｎｔ ｒｅｓｏｎａｎｔ ｄｃ／ｄ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｃｉｒｃｕｉｔ ｆｏｒ ｈｉｇｈ ｉｎｐｕｔ−ｔｏ−ｏｕｔｐｕｔ ｖｏｌｔａｇｅ ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ ｒａｔｉｏｓ）」、トロント大学、発明開示ＲＩＳ＃１０００１９６８、２００９−０８−１３

これらの従来技術のトポロジーにはいくつかの欠点がある。

Ｂ．Ｂｕｔｉ、Ｐ．Ｂａｒｔａｌ、Ｉ．Ｎａｇｙ著「共振周波数よりも上で作動する共振ブーストコンバータ（Ｒｅｓｏｎａｎｔ ｂｏｏｓｔ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｏｐｅｒａｔｉｎｇ ａｂｏｖｅ ｉｔｓ ｒｅｓｏｎａｎｔ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）」、ＥＰＥ、ドレスデン、２００５年に開示されているコンバータは、正しく機能するのに、各々が半分の時間しか利用しない２つの完全又はほぼ完全に整合する誘導子を必要とする。完全な整合は、多くの用途において実施不能である。更に、誘導子が半分の時間しか利用しないということにより、回路の誘導要件が実質的に２倍になる。一般的に誘導子は、電力回路内で飛び抜けて最も高価な構成要素であるので、これは望ましくない。更に、Ｂ．Ｂｕｔｉ、Ｐ．Ｂａｒｔａｌ、Ｉ．Ｎａｇｙ著「共振周波数よりも上で作動する共振ブーストコンバータ（Ｒｅｓｏｎａｎｔ ｂｏｏｓｔ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｏｐｅｒａｔｉｎｇ ａｂｏｖｅ ｉｔｓ ｒｅｓｏｎａｎｔ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）」、ＥＰＥ、ドレスデン、２００５年は、正と負の両方の入力供給を必要とする。多くの場合にこの入力供給は利用不能である。

Ｄ．Ｊｏｖｃｉｃ著「ＭＷサイズ用途のための昇圧ＭＷｄｃ−ｄｃコンバータ（Ｓｔｅｐ−ｕｐ ＭＷ ｄｃ−ｄｃ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｆｏｒ ＭＷ ｓｉｚｅ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ）」、Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、論文ＩＥＴ−２００９−４０７、及びＡ．Ａｂｂａｓ、Ｐ．Ｌｅｈｎ著「ｄｃからｄｃへの高電圧コンバータのための電力電子回路（Ｐｏｗｅｒ ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ｃｉｒｃｕｉｔｓ ｆｏｒ ｈｉｇｈ ｖｏｌｔａｇｅ ｄｃ ｔｏ ｄｃ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ）」、トロント大学、発明開示ＲＩＳ＃１０００１９１３、２００９−０３−３１に開示されているコンバータは、４つの高電圧逆阻止スイッチングデバイスを使用する。中程度の周波数の用途（約２０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚ）では、そのようなデバイスは容易に利用可能ではなく、従って、これらのデバイスは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）とダイオード、又はＭＯＳＦＥＴとダイオードの直列組合せから作成する必要がある。それによってシステムコストが更に増大するだけでなく、コンバータのデバイス導通損失もほぼ２倍になる。

一態様では、本発明は、高い昇圧比のための共振ｄｃ−ｄｃコンバータであり、高い昇圧比のための共振ｄｃ−ｄｃコンバータは、低電圧フルブリッジ又はハーフブリッジｄｃ−ａｃコンバータと、共振タンクと、高電圧ａｃ−ｄｃ整流器と、スイッチの両端の高電圧を維持することによって共振タンク内の電流を中断させるように作動可能である共振タンク内の高電圧制御可能スイッチとを含むことを特徴とする。

別の態様では、本発明は、高い昇圧比のための共振ｄｃ−ｄｃコンバータであり、高い昇圧比のための共振ｄｃ−ｄｃコンバータは、低電圧ｄｃ−ａｃコンバータと、共振タンクと、高電圧ａｃ−ｄｃコンバータと、以下のもの、すなわち、変圧器を用いない入力及び出力上の共通接地、及び共振タンク内の単一の高電圧制御可能スイッチのうちの１つ又はそれよりも多くとを含むことを特徴とする。

更に別の態様では、本発明は、高い昇圧比のための共振ｄｃ−ｄｃコンバータであり、高い昇圧比のための共振ｄｃ−ｄｃコンバータは、低電圧ｄｃ−ａｃコンバータと、共振タンクと、高電圧ａｃ−ｄｃコンバータと、共振タンク回路内の高電圧制御可能スイッチとを含むことを特徴とし、高い昇圧比のための共振ｄｃ−ｄｃコンバータは、以下のもの、すなわち、（ｉ）入力及び出力に対する共通接地平面、及び（ｉｉ）入力及び出力間の変圧器のうちの１つ又はそれよりも多くを提供するように作動可能である。

更に別の態様では、本発明は、高い昇圧比のための共振ｄｃ−ｄｃコンバータであり、高い昇圧比のための共振ｄｃ−ｄｃコンバータは、低電圧ｄｃ−ａｃコンバータと、共振タンクと、高電圧ａｃ−ｄｃコンバータと、共振タンクの回路内の高電圧制御可能スイッチと、変圧器の使用を必要としない入力及び出力に対する共通接地平面とを含むことを特徴とする。

別の態様では、本発明は、共振ＤＣ−ＤＣコンバータであり、共振ＤＣ−ＤＣコンバータは、高い入力対出力電圧変換を提供するように作動可能である無変圧器ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を含むことを特徴とし、無変圧器ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、低電圧側のフルブリッジコンバータと、高電圧側の半波整流器と、入力及び出力の両方に対して共通である接地とを含む。

更に別の態様では、本発明は、変圧器を有するＤＣ−ＤＣコンバータであり、変圧器を有するＤＣ−ＤＣコンバータは、共振タンクと、逆阻止なしの高電圧スイッチの両端の高電圧スイッチを維持することによって共振の高電圧阻止を実施するように変圧器を有するＤＣ−ＤＣコンバータの回路と共に作動可能である高電圧スイッチと、低電圧側のフルブリッジコンバータと、高電圧側の出力整流器とを含むことを特徴とする。

別の態様では、本発明は、バイポーラ出力を供給する変圧器を有する共振ＤＣ−ＤＣ昇圧コンバータであり、ＤＣ−ＤＣ昇圧コンバータは、変圧器上の高電圧巻線と、以下のもの、すなわち、電流を正の出力電圧端子に供給するように作動可能な第１の半波整流器及び負の出力電圧端子から電流を引き出すように作動可能な第２の半波整流器を含む２つの半波整流器とを含むことを特徴とする。

更に別の態様では、本発明は、（ａ）低電圧ｄｃ−ａｃコンバータと、（ｂ）共振タンクと、（ｃ）高電圧ａｃ−ｄｃコンバータと、（ｄ）共振タンク内の単一の高電圧制御可能スイッチとを含む高昇圧比に対して備えられた共振ｄｃ−ｄｃコンバータである。本発明の実施形態では、単一の高電圧電圧制御可能スイッチは、同調して作動する２つの並列ＭＯＳＦＥＴ又は直列ＭＯＳＦＥＴとすることができる。

コンバータ回路は、変圧器を用いずに実施することができる。変圧器は、望ましい場合に及び／又はシステム要件に従って含めることができる。例えば、電気絶縁の必要性は、変圧器の使用によって対処することができると考えられる。

別の態様では、本発明は、（ａ）低電圧側のフルブリッジｄｃ−ａｃコンバータと、（ｂ）高電圧側のハーフブリッジａｃ−ｄｃコンバータと、（ｃ）入力及び出力の両方に共通である接地とを含む変圧器なしのＤＣ−ＤＣコンバータ回路を含む共振ＤＣ−ＤＣコンバータであり、コンバータ回路は、高い入力対出力電圧変換を提供するように作動可能である。

本発明の更に別の態様では、（ａ）低電圧側のフルブリッジ又はハーフブリッジｄｃ−ａｃコンバータと、（ｂ）高電圧側のａｃ−ｄｃ整流器と、（ｃ）共振タンクと、（ｄ）主共振タンク電流を中断させる高電圧スイッチとを含む変圧器を有するＤＣ−ＤＣコンバータ回路を含む共振ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を提供し、コンバータ回路は、高電圧スイッチが、逆阻止スイッチを用いて又は用いずに高電圧スイッチの両端で高電圧を維持することによって高電圧阻止を実施することを可能にするように作動可能である。

この点に関して、本発明の少なくとも１つの実施形態を詳細に説明する前に、本発明は、その用途において以下に続く説明に開示するか又は図面に例示する構成の詳細及び構成要素の配列に限定されないことは理解されるものとする。本発明は、他の実施形態が可能であり、かつ様々な方法で実施及び実行することができる。また、本明細書に使用する表現及び用語は説明目的のものであり、限定的なものと見なすべきではないことは理解されるものとする。

以下に続く本発明の詳細説明を吟味することにより、本発明は、より明快に理解され、本発明の目的が明らかになるであろう。そのような説明は、添付図面を参照する。

図面には本発明の実施形態を一例として示している。本明細書及び図面は、例示目的のもの及び理解を助けるものでしかなく、本発明の制限の定義を意図したものではないことは明確に理解されるものとする。

従来技術のバックコンバータを示す回路図である。 従来技術のブーストコンバータを示す回路図である。 単一の高電圧スイッチを有する本発明のハーフブリッジ共振ＤＣ−ＤＣコンバータの代表的な実施の図である。 単一の高電圧スイッチを有する本発明のハーフブリッジ共振ＤＣ−ＤＣコンバータの代表的な実施の図である。 単一の高電圧スイッチを有する本発明のハーフブリッジ共振ＤＣ−ＤＣコンバータの代表的な実施の図である。 単一の高電圧スイッチを有する本発明のフルブリッジ共振ＤＣ−ＤＣコンバータの実施を示す回路図である。 単一の高電圧スイッチ及び入力及び出力上の共通接地を有する本発明のフルブリッジ共振ＤＣ−ＤＣコンバータの代表的な実施の図である。 単一の高電圧スイッチ及び入力及び出力上の共通接地を有する本発明のフルブリッジ共振ＤＣ−ＤＣコンバータの代表的な実施の図である。 単一の高電圧スイッチ及び入力及び出力上の共通接地を有する本発明のフルブリッジ共振ＤＣ−ＤＣコンバータの代表的な実施の図である。 単一の高電圧スイッチ及び入力及び出力上の共通接地を有する本発明のフルブリッジ共振ＤＣ−ＤＣコンバータの代表的な実施の図である。 ＭＯＳＦＥＴスイッチとＩＧＢＴスイッチの組合せを用いた図３ａのハーフブリッジ共振ＤＣ−ＤＣコンバータの特定の実施の図である。 作動時に図６の回路に付随する電圧波形及び電流波形の図である。 スナバダイオードが追加されてＭＯＳＦＥＴスイッチとＩＧＢＴスイッチの組合せを用いる図５ａのフルブリッジ共振ＤＣ−ＤＣコンバータの特定の実施の図である。 作動時に図８の回路に付随する電圧波形及び電流波形の図である。 入力及び出力に対する共通接地を有するが高電圧スイッチを持たない本発明のフルブリッジ共振ＤＣ−ＤＣコンバータの代替的な実施を示す回路図である。 入力及び出力に対する共通接地を有するが高電圧スイッチを持たない本発明のフルブリッジ共振ＤＣ−ＤＣコンバータの代替的な実施を示す回路図である。 変圧器を含む本発明の回路設計の代替的な実施の代表的な回路の図である。 変圧器を含む本発明の回路設計の代替的な実施の代表的な回路の図である。 変圧器を含む本発明の回路設計の代替的な実施の代表的な回路の図である。 スナバダイオードが追加されてＭＯＳＦＥＴスイッチを用いる図１１ｄの実施の図である。 作動時に図１２の回路に付随する電圧波形及び電流波形の図である。

本発明は、高い入力対出力電圧変換を提供するように作動可能な共振コンバータ回路設計である。特に、本発明は、高い入力対出力電圧変換を可能にし、高い効率の作動を提供する一連のコンバータ回路トポロジーを含むことができる。コンバータ回路トポロジーは、共振タンクと、タンク電流を中断させて、電力伝達量に対する制御を提供しながらゼロ電流及び／又はゼロ電圧スイッチングが提供されるほぼゼロ損失の「保持」状態をもたらすための手段とを含むことができる。特に、これらのコンバータ回路トポロジーは、ほぼゼロ損失の「保持」の持続時間を制御することによってエネルギ伝達を制御することができる。このエネルギ電力伝達制御は、単一の高電圧制御可能スイッチを用いて達成することができる。

本発明は、低電力作動中の不要な循環電流を回避することができ、それによってタンク構成要素及び低電圧ＤＣ／ＡＣコンバータ内の損失を低減し、更に低電圧ＤＣ／ＡＣコンバータのゼロ電圧スイッチング及び低電圧ＤＣ／ＡＣコンバータのゼロ電流スイッチングに基づいてスイッチング損失を低減する。また、タンク内の高電圧制御可能スイッチのゼロ電流スイッチングを提供することができ、それによってこのスイッチ自体のスイッチング損失を低く保つことができる。

本明細書に説明するように、本発明は、高い入力対出力電圧変換を可能にし、高い効率の作動を提供するコンバータ回路トポロジーを呈示するいくつかの実施形態を有することができる。本明細書では、これらの実施形態の例を開示するが、当業者は、これらの例が本発明の範囲を限定することはなく、本発明の他の実施形態も可能であることを認識するであろう。

明瞭化のために、本発明の開示では「低電圧」という用語を入力定格電圧と同等の定格電圧を有する成分を指すために用い、「高電圧」という用語を共振タンクコンデンサーの両端に見られるピーク電圧レベルと同等又はそれよりも大きい定格電圧を有する成分を指すために使用する。

本発明の実施形態では、ほぼゼロ損失の保持状態の適切な実施は、ゼロ電圧スイッチング又はゼロ電流スイッチングを回路内の全ての制御可能なスイッチに対して達成させることができる。

本発明の実施形態は、高い入力対出力電圧変換比のコンバータに対して低い損失のコンバータ回路を提供することができる。

本発明の回路設計は、様々な要素を含むことができる。一実施形態では、これらの要素は、（１）入力ＤＣ／ＡＣコンバータ、（２）共振タンク、（３）タンク中断手段（本明細書に説明するスイッチ等）、及び（４）出力整流器を含むことができる。出力整流器は、例えば、出力ダイオード内の電流増大率を制限するフィルタ誘導子を含むことができる。入力ＤＣ／ＡＣに関しては、当業者は、例えば、ハーフブリッジ型又はフルブリッジ型のインバータのようないくつかの異なる種類のインバータを適切なものとすることができることを認識するであろう。更に、当業者は、出力整流器が、例えば、ハーフブリッジ整流器又はフルブリッジ整流器のようないずれかの出力整流器段を含むことができることを認識するであろう。本発明の一部の実施形態では、回路内で出力整流段の前に変圧器を含めることができる。

本発明の一実施形態では、回路設計は、（１）フルブリッジＤＣ／ＡＣコンバータ、（２）２つのＬ構成要素及び１つのＣ構成要素から構成される共振タンク、（３）タンク中断スイッチ、及び（４）出力整流器段（フルブリッジ又はハーフブリッジ）を含む回路とすることができ、入力電圧と出力電圧の両方に対して共通である接地を設けることができる。回路は、変圧器を含んでも含まなくてもよい。フルブリッジ出力整流器が利用される本発明の実施形態では、変圧器を必要とする場合もある。変圧器を含む本発明の実施形態では、共振Ｌ構成要素を変圧器設計の中に統合することができる。そのような回路設計を含む本発明の可能な実施形態を図５ａから図５ｄに示している。

本明細書に説明するように、当業者は、本発明の実施形態が変圧器を含むことができ、又は無変圧器のものとすることができることを認識するであろう。本発明の実施形態内に変圧器を含めるという選択は、本発明の実施形態の回路仕様、又は他の優先度又は考察に基づくとすることができる。本明細書は、変圧器要素を含む本発明の実施形態と、変圧器要素を含まない、従って、無変圧器のものである本発明の実施形態との両方の一部の例を開示して説明する。

図１１ａ、図１１ｂ、及び図１１ｃは、付加的な巻線が主誘導子の磁気コアに追加され、従って、スイッチＳｘに対する電圧ストレスを低下させる代替的な実施を含む回路４２、４４、及び４６それぞれである本発明の実施形態を示している。巻線の追加は、誘導子Ｌを絶縁された変圧器に変換することができ、それによって付加的な回路実施の選択肢が与えられる。図１１ｃに示す本発明の実施形態は、バイポーラ出力を供給することができ、それによって電圧をレベルＶ２の接地に維持しながら２×Ｖ２の差動出力を得ることが可能になる。

図１２に示すように、回路４８は、図１１ｃに示す回路の１つの実際的な実施とすることができる。変圧器の励磁分岐は、主共振タンクインダクタンス「Ｌ」を与えることができる。適切な変圧器設計により、フィルタインダクタンス「Ｌｆ」を変圧器内に統合することができる。この統合は、変圧器を値「Ｌｆ」の漏れインダクタンスを有するように設計することによって行うことができる。図１２に示すように、全てのスイッチは、ＭＯＳＦＥＴを用いて実施することができる。導通期間の終了時点における高電圧ＭＯＳＦＥＴの両端の過渡電圧を制限するために、スナバ回路を使用することができる。電圧Ｖ２が高電圧ＭＯＳＦＥＴの定格電圧よりも低い場合には、スナバは、ＭＯＳＦＥＴのドレインから正の出力Ｖ２への単一のダイオードで構成することができる。それによって通常スナバ回路内で失われるエネルギを出力に伝達することを可能にすることができ、それによってほぼ無損失のスナバがもたらされる。それによって全体的なコンバータ効率を改善することができる。

図１３に示すように、本発明の実施形態は、図１２のコンバータに対するゲート信号を重要な電圧及び電流の波形と共に含む特定の結果５０を生成することができる。以下は、可能なスイッチングサイクル方法の説明である。
１．時間０．９００ｍｓにおいて、スイッチＳ１、Ｓ２ｐ、及びＳｘの導通によってサイクルを始めることができる。その後に、正の電圧Ｖｉｎ及び正のタンク入力電流Ｉ１によって見られるように、エネルギを共振タンク内に伝達することができる。
２．タンク電流Ｉ１がゼロに達すると、スイッチＳ及びＳ２ｐを遮断することができ、その殆ど直後にスイッチＳ２及びＳ１ｐを導通させることができる。それによって電流が負になると同時に入力電圧の極性を負にすることができる。
３．Ｓ１及びＳ２０と同時にスイッチＳｘを遮断することができるが、ＭＯＳＦＥＴ寄生ダイオードは、負の電流の導通を可能にすることができる。ＭＯＳＦＥＴ導通チャンネル内の損失が寄生ダイオードの導通損失よりも低いと計算される場合には、導通損失を低減するためにＭＯＳＦＥＴを負の電流パルスの持続時間にわたって導通状態に保たなければならない。
４．電流がゼロに達すると、スイッチＳｘを遮断すべきである。それによってタンク電流を中断させることができ、回路が、コンバータ作動が休止されてほぼ無損失状態に保持されるほぼゼロ損失の「保持状態」に入ることを可能にすることができる。
５．入力から出力への平均電力伝達量を制御するために、保持状態の持続時間を変更することができる。保持状態に続いて、別の類似の作動サイクルを続けることができる。

共振タンクから出力への電力伝達は、正のｄｃ出力に対して一度、負のｄｃ出力に対して一度、期間毎に２度発生させることができる。正の出力に対する電力伝達は、スイッチＳ１及びＳ２ｐの導通の直後に発生させることができる。負の出力に対する電力伝達は、スイッチＳ１及びＳ１ｐの導通の直後に発生させることができる。

本発明の一実施形態では、ＤＣ−ＡＣコンバータに回路に単一の制御可能高電圧スイッチを有する（並列）共振タンクが続き、それにＡＣ−ＤＣコンバータが続く構成の回路を提供することができる。

提案する「ハーフブリッジ浮遊タンク」共振ＤＣ−ＤＣコンバータ構成を含む本発明の実施形態を図３ａ、図３ｂ、及び図３ｃに３つの特定の代表的な実施に示している。図３ａに示す本発明の実施形態は、出力フィルタ誘導子を含まない回路１４とすることができる。図３ａは、本発明の基本的な回路設計の概念を示しており、本発明によるハーフブリッジ浮遊タンクコンバータを提供している。図３ｂに示す本発明の実施形態は、出力フィルタ誘導子を含む回路１６とすることができる。本発明の殆どの実施では、フィルタ誘導子を含むことは実際的な要件である。一般的には、フィルタ誘導子を追加するのに好ましい２つの場所が存在する。第１のものを図３ｂに例示している。第２のものを図３ｃに示しており、この図は、タンク内に統合されたフィルタ誘導子を含む回路１８とすることができる本発明の実施形態を示している。

図４に示すように、本発明の一実施形態では、回路２０は、図３ａ、図３ｂ、及び図３ｃに示す回路設計の「フルブリッジ浮遊タンク」構成とすることができる。図４は、図３ａ、図３ｂ、及び図３ｃに示すコンバータの拡張とすることができる。当業者は、図４に示す回路２０が、図５ａ、図５ｂ、図５ｃ、及び図５ｄにそれぞれ示す回路２２、２４、及び２６と比較して、例えば、入力及び出力上の共通接地を欠く可能性があり、従って、多くの無変圧器用途に対して望ましくないものである可能性があることを認識するであろう。本発明の実施形態では、入力及び出力の両方の電圧供給源の接地を可能にするために、コンデンサーとダイオード整流器の間に絶縁変圧器を追加することができる。

図５ａ、図５ｂ、図５ｃ、及び図５ｄに示す本発明の実施形態は、本発明のフルブリッジ共振ＤＣ−ＤＣコンバータの変形を表すとすることができ、単一の高電圧スイッチ、及び入力及び出力上の共通接地を含むことができる。より具体的には、図５ａに示す本発明の実施形態は、誘導子電流を単一の高電圧スイッチ（Ｓｘ）によって切り換えることができる回路２２とすることができ、図５ｂに示す本発明の実施形態は、コンデンサー電流を単一の高電圧スイッチ（Ｓｘ）によって切り換えることができる回路２４とすることができ、図５ｃに示す本発明の実施形態は、図５ａに示す回路２２と類似の回路２６とすることができ、図５ｃに示す回路２６は、Ｓｘによって切り換えることができる誘導子電流を含むことができ、かつフィルタ誘導子をタンク内に統合することができ、図５ｄに示す本発明の実施形態は、図５ｂに示す回路２４と類似の回路２８とすることができ、図５ｄに示す回路２８は、Ｓｘによって切り換えることができるコンデンサー電流を含むことができ、かつフィルタ誘導子をタンク内に統合することができる。

図５ａ、図５ｂ、図５ｃ、及び図５ｄに示す本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、ハーフブリッジ回路の従来技術のフルブリッジ拡張と比較して、有意な非対称度を示す場合があることを理解すべきである。特に、この非対称性は、接地が非対称であること、入力スイッチ構成が非対称であること、及び出力段が非対称であることにおいて示される場合がある。

当業者は、本発明の他の変形及び実施形態が可能であることを認識するであろう。例えば、本発明の実施形態は、最先端の逆阻止ＩＧＢＴデバイスを使用することができ、この場合はＳｘを排除することができるが、Ｓ１及びＳ２の各々は、高電圧逆阻止ＩＧＢＴで構成する必要がある場合がある。本発明のそのような実施形態は、タンク内と出力回路内とで厳密に同じ電圧波形及び電流波形をもたらすことができる。多くの他の変形が可能である。

本発明の実施形態では、回路設計は、高電圧スイッチが逆阻止のものである必要はなく、従って、例えば、サイリスタ（スイッチング周波数を過度に低い値に制限する）又はＭＯＳＦＥＴ−ダイオードの直列組合せ／ＩＧＢＴ−ダイオードの直列組合せの代わりに、ＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴを使用することができるようなものとすることができる。

また、本発明の実施形態では、以下により詳しく説明するように、回路設計は、電気浮遊タンクを使用することができる。

以下に本発明のある一定の態様をより詳細に説明するが、これらの詳細内容は、本発明の範囲を何らかの形に限定するものとしてではなく、本発明の実施形態の例として読解すべきである。

ハーフブリッジ浮遊タンクコンバータ
本発明の実施形態には、ハーフブリッジ浮遊タンクコンバータを含めることができる。本発明のそのような実施形態では、使用されるスイッチの種類及びタンク回路内での高電圧スイッチ（Ｓｘ）の場所／向きに基づいて、スイッチング処理を若干変更することができる。本明細書では、本発明の実施形態に対して使用すべき可能なスイッチング処理の説明は、図６に示すようにＳ１及びＳ２がＭＯＳＦＥＴを用いて実施され、Ｓｘが高電圧ＩＧＢＴを用いて実施されるトポロジー３０を参照して提供する。

本発明の一実施形態では、図７に示すように、この実施形態の使用波形結果３２は、ハーフブリッジ浮遊タンクコンバータに付随する特定の電圧波形及び電流波形を示す場合がある。例えば、コンバータは、誘導子電流が連続的に振動するのではなく、単一の高電圧スイッチＳｘによって各期間に一度中断されるモードで作動させることができる。

回路の作動の例は、以下の通りとすることができる。
１．Ｓ１及びＳｘをＬＣ共振振動の１つのサイクルを開始するように始動することができる。ＩＧＢＴ（Ｓｘ）の所定の向きに対して、コンデンサー電圧に対する初期条件を約−Ｖ２とすることができる。
２．サイクルの半分に対して電流Ｉ１を正とすることができ、入力電圧Ｖｉｎを正とすることができ、エネルギが回路内に伝達される。
３．ＶｃｇがＶ２に達すると、出力ダイオードは導通し、Ｉ１を出力に伝達することができ、出力電力伝達が完了する（出力電流の急激な増大率は、出力ダイオード又はタンクコンデンサーのいずれかと直列で配置される付加的な電流変化率制限誘導子の導入によって低減することができる）。
４．入力電流のゼロ交差においてＳ１を遮断し、Ｓ２を導通させることができる。この時点で出力ダイオードを遮断することができ、ＩＧＢＴ逆導通ダイオードを導通させることができる。それによってタンクの振動を継続することが可能になり、それによって次のサイクルへの準備としてコンデンサーが−Ｖ２まで再充電される。
５．電流Ｉ１が再度正になることを試行する時に、ＩＧＢＴは、「オフ」状態にすることができ、従って、電流のゼロ交差においてタンクの振動が中断される。
６．次に、新しいエネルギパルスを必要とするまで、回路を「保持状態」にすることができる。

共通接地を有するフルブリッジ浮遊タンクコンバータ
本発明の実施形態は、共通接地を有するフルブリッジ浮遊タンクコンバータを含むことができる。本発明のそのような実施形態では、使用されるスイッチの種類及びタンク回路内での高電圧スイッチ（Ｓｘ）の場所／向きに基づいて、スイッチング処理を若干変更することができる。共通接地を有するフルブリッジ浮遊タンクコンバータを含む本発明の一実施形態は、図８に示すように、４つのスイッチＳ１、Ｓ１ｐ、Ｓ２、及びＳ２ｐがＭＯＳＦＥＴを用いて実施され、Ｓｘが高電圧ＩＧＢＴを用いて実施されるトポロジー３４を含むことができる。共通接地を有するフルブリッジ浮遊タンクコンバータを含む本発明の実施形態では、導通期間の終了時点における高電圧ＭＯＳＦＥＴの両端の過渡電圧を制限するために、スナバ回路を使用することができる。スナバは、ＩＧＢＴのコレクターから出力への単一のダイオードで構成することができる。それによって通常スナバ回路内で失われるエネルギを出力に伝達することを可能にすることができ、それによってほぼ無損失のスナバがもたらされる。本発明のそのような実施形態は、全体的なコンバータ効率を改善することができる。

本発明の一実施形態では、図９に示すように、実施形態の使用波形結果３６は、共通接地を有するこのフルブリッジ浮遊タンクコンバータに付随する特定の電圧波形及び電流波形を示す場合がある。コンバータは、誘導子電流が連続的に振動するのではなく、単一の高電圧スイッチＳｘによって各期間に一度中断されるモードで作動させることができる。

回路の作動の例は、以下の通りとすることができる。
１．ＩＧＢＴ（Ｓｘ）の所定の向きに対して、Ｓ１、Ｓ２ｐ、及びＳｘをＬＣ共振振動の１つのサイクルを開始するように始動することができる。
２．サイクルの半分に対して電流Ｉ１を正とすることができ、入力電圧Ｖｉｎを正とすることができ、エネルギが回路内に伝達される。
３．Ｉ１がゼロを交差すると、Ｓ１、Ｓ２ｐを遮断することができ、Ｓ２及びＳ１ｐを導通させることができる。負のＩ１の間のいずれかの時点でスイッチＳｘを無損失で遮断することができ、これは、電流が逆並列ダイオード内を流れていることによる。
４．ＶｃｇがＶ２に達すると、電力を出力に伝達し始めることができる。この伝達は、電流１２がゼロに減衰するまで継続させることができる。
５．次に、新しいエネルギパルスを必要とするまで、コンデンサー電圧を「保持状態」にすることができる。

共通接地及びシリコンカーバイドデバイスを有するフルブリッジコンバータ
本発明の実施形態は、多くの用途において必要とされるように入力及び出力上の共通接地を維持しながら、変圧器を使用することなく、タンク電流の正と負の両方の半サイクル中にエネルギを伝達するように作動可能である共通接地を有するフルブリッジ浮遊タンクコンバータを含むことができる。この回路内のＳｘの目的は、ゼロ電流／ゼロ電圧スイッチングを提供しながら、依然として電力伝達量に対する制御を与えることとすることができる。従って、電力伝達量に対する制御を与えると同時に、ほぼゼロのスイッチング損失を得ることができる。

シリコンカーバイドスイッチングデバイスはより費用効果的になるので、最終的にはＳｘを排除することを価値のあることとすることができる。それにも関わらず、タンク電流の正と負の両方の半サイクル中にエネルギを伝達することができる共通接地構成は、依然として望ましい場合がある。図１０ａ及び図１０ｂの電流トポロジー３８及び４０は、これを提供するものである。これらのトポロジーは、図５ａ及び図５ｃに示す回路設計に関連する場合がある。シリコンカーバイドデバイスは、非常に低いスイッチング損失（特に、ダイオード逆回復電流の除去）をもたらすことができるので、効率に悪影響を及ぼすことなく、ゼロ電流／ゼロ電圧スイッチングを維持する段階を犠牲にすることができる。この場合、電力伝達は、他の共振コンバータにおいて一般的であるように、周波数制御によって達成することができ、Ｒ．Ｅｒｉｃｋｓｏｎ、Ｄ．Ｍａｋｓｉｍｏｖｉｃ著「電力電子工学の基礎（Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｓ ｏｆ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ）」、Ｋｌｕｗｅｒ Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ、２００１年を参照されたい。

Ｒ．Ｅｒｉｃｋｓｏｎ、Ｄ．Ｍａｋｓｉｍｏｖｉｃ著「電力電子工学の基礎（Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｓ ｏｆ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ）」、Ｋｌｕｗｅｒ Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ、２００１年に概説されているように、共通接地を有するフルブリッジコンバータは、従来の共振コンバータと比較して重要な利点をもたらすことができる。特に、共通接地を有するフルブリッジコンバータを含む本発明の実施形態のトポロジーは、高い昇圧比と共に入力及び出力における共通接地をもたらすことができ、タンク電流の正と負の両方の半サイクルの間のタンク内への電力伝達をもたらすことができる。

本発明の実施形態の例及びこれらの実施形態がもたらす従来技術に優る利点として、２つの主要な回路配列（ハーフブリッジ浮遊タンクコンバータ、及び共通接地を有するフルブリッジ浮遊タンクコンバータ）の特定の特徴の従来技術に優る利点を以下に説明する。当業者は、以下に解説する特徴及び利点が、一例として提供しているものに過ぎず、他の実施形態及び利点も同様に可能であることを認識するであろう。

ハーフブリッジ浮遊タンクコンバータ
ハーフブリッジ浮遊タンクコンバータを含む本発明の実施形態は、従来技術に優る特定の利点をもたらすことができる。これらの利点のうちの一部は、以下のものを含む。
１．Ａ．Ａｂｂａｓ、Ｐ．Ｌｅｈｎ著「ｄｃからｄｃへの高電圧コンバータのための電力電子回路（Ｐｏｗｅｒ ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ｃｉｒｃｕｉｔｓ ｆｏｒ ｈｉｇｈ ｖｏｌｔａｇｅ ｄｃ ｔｏ ｄｃ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ）」、トロント大学、発明開示ＲＩＳ＃１０００１９１３、２００９−０３−３１の回路、又はＤ．Ｊｏｖｃｉｃ著「ＭＷサイズ用途のための昇圧ＭＷｄｃ−ｄｃコンバータ（Ｓｔｅｐ−ｕｐ ＭＷ ｄｃ−ｄｃ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｆｏｒ ＭＷ ｓｉｚｅ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ）」、Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、論文ＩＥＴ−２００９−４０７の回路と比較して、本発明のハーフブリッジ回路は、Ｓｘとラベル付けしている１つの高電圧デバイスしか用いないとすることができる。更に、Ｓｘは、逆阻止デバイスとする必要はない場合がある。
２．本発明の実施形態では、単一の高電圧スイッチは、コンバータの共振作動を中断するように作動可能にすることができ、それによってエネルギ伝達が制御される。
３．本発明の実施形態では、低電圧構成要素のみを用いてＳ１及びＳ２を実施することができ、損失が低減する。
４．Ｂ．Ｂｕｔｉ、Ｐ．Ｂａｒｔａｌ、Ｉ．Ｎａｇｙ著「共振周波数よりも上で作動する共振ブーストコンバータ（Ｒｅｓｏｎａｎｔ ｂｏｏｓｔ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｏｐｅｒａｔｉｎｇ ａｂｏｖｅ ｉｔｓ ｒｅｓｏｎａｎｔ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）」、ＥＰＥ、ドレスデン、２００５年と比較すると、本発明の実施形態は、単一の電力源及び単一のタンク誘導子しか必要としないとすることができる。
５．本発明の実施形態は、入力ＡＣ／ＤＣコンバータのゼロ電流ゼロ電圧スイッチングを可能にすることができる。

共通接地を有するフルブリッジ浮遊タンクコンバータ
共通接地を有するフルブリッジ浮遊タンクコンバータを含む本発明の実施形態は、従来技術に優る特定の利点をもたらすことができる。これらの利点のうちの一部は、以下のものを含む。
１．Ａ．Ａｂｂａｓ、Ｐ．Ｌｅｈｎ著「ｄｃからｄｃへの高電圧コンバータのための電力電子回路（Ｐｏｗｅｒ ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ｃｉｒｃｕｉｔｓ ｆｏｒ ｈｉｇｈ ｖｏｌｔａｇｅ ｄｃ ｔｏ ｄｃ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ）」、トロント大学、発明開示ＲＩＳ＃１０００１９１３、２００９−０３−３１の回路、又はＤ．Ｊｏｖｃｉｃ著「ＭＷサイズ用途のための昇圧ＭＷｄｃ−ｄｃコンバータ（Ｓｔｅｐ−ｕｐ ＭＷ ｄｃ−ｄｃ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｆｏｒ ＭＷ ｓｉｚｅ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ）」、Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、論文ＩＥＴ−２００９−４０７の回路と比較して、本発明の実施形態の回路は、図３ａ、図３ｂ、図３ｃ、及び図３ｄに示すようにＳｘとラベル付けしている１つの高電圧デバイスのみを用いて作動させることができる。更に、Ｓｘは、逆阻止デバイスとする必要はない場合がある。
２．Ｐ．Ｌｅｈｎ著「高い入力対出力電圧変換比のための低スイッチ全数の共振ｄｃｄコンバータ（Ａ ｌｏｗ ｓｗｉｔｃｈ−ｃｏｕｎｔ ｒｅｓｏｎａｎｔ ｄｃ／ｄ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｃｉｒｃｕｉｔ ｆｏｒ ｈｉｇｈ ｉｎｐｕｔ−ｔｏ−ｏｕｔｐｕｔ ｖｏｌｔａｇｅ ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ ｒａｔｉｏｓ）」、トロント大学、発明開示ＲＩＳ＃１０００１９６８、２００９−０８−１３の回路、又は本発明のハーフブリッジ回路と比較すると、本発明の実施形態のフルブリッジＤＣ−ＤＣコンバータは、タンク電流の正と負の両方の半サイクル中に電力源からタンクにエネルギを伝達することができるので、ほぼ２倍の電力伝達を可能にすることができる。
３．本発明の実施形態は、入力ａｃ／ｄｃコンバータのゼロ電流／ゼロ電圧スイッチングを可能にすることができる。
４．本発明の実施形態では、入力電圧供給源と出力電圧供給源の間に共通接地を設けることができる。
５．本発明の実施形態では、単一の高電圧スイッチは、コンバータの共振作動を中断するように作動可能にすることができ、それによってエネルギ伝達が制御される。

当業者は、本発明の技術の多くの実施が可能であることを認識するであろう。本発明の実施形態の回路設計は、モジュール構造を提供することができ、従って、上述のような設計の機能を可能にしながら、構成要素を追加又は削除することができる。例えば、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの特定的な実施形態は、無変圧器のものとすることができる。本発明の他の実施形態では、図４に示す回路のような回路内に変圧器を含むことを望ましいとすることができる。例えば、図４に示す回路内の共振タンク誘導子とダイオード整流器の間、又は共振タンクコンデンサーとダイオード整流器の間のいずれかに変圧器を含めることができる。また、本発明の一部の実施形態においてＳｘの使用を説明したが、この構成要素は、例えば、最先端の逆阻止ＩＧＢＴデバイスを使用することによって排除することができ、この場合、Ｓ１及びＳ２の各々は、高電圧逆阻止ＩＧＢＴで構成することが必要になる。

当業者は、本発明の実施形態において本明細書に説明して図示したトポロジーの特定的な態様は、これらのトポロジーの本質、本質的な要素、及び本質的な機能から逸脱することなく修正することができることを認識するであろう。例えば、図１１（ｂ）に示す回路設計４２では、ＬｆとＣが、いずれの中点も伴わずに直列にある場合に、ＬｆとＣを交換することを可能にすることができる。同様に、変圧器との併用時には、同じ目的を実現するために、幾つもの公知の出力巻線及び整流器の構成を適用することができる。

本発明の一実施形態では、例えば、図１０（ｂ）に示すようなスイッチング要素は、シリコンカーバイドデバイスを使用することができる。スイッチングは、タンク回路への＋Ｖ１と−Ｖ１の間の矩形波電圧スイッチングを可能にするように実施することができる。矩形波電圧を供給するように実施されるスイッチングは、タンク回路への＋Ｖ１と０の間（又は０と−Ｖ１の間）のスイッチングとすることができる。タンク入力電圧スイッチングは、定格電力の近くで作動する時にかつ低電力下で＋Ｖ１と０の間（又は０と−Ｖ１の間）で作動する時に、＋Ｖ１と−Ｖ１の間で発生させることができる。代替的に、この段落に説明している要素は、誘導子Ｌｆが出力経路に移動される（図１０ａに示すように）トポロジーに対して使用することができる。

本明細書に説明する実施形態の他の変形を本発明の範囲から逸脱することなく実施することができることは、当業者によって認められるであろう。従って、他の修正も可能である。当業者は、説明したＤＣ−ＤＣコンバータ技術に対して多くの用途が存在することを認識するであろう。本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、高い入力対出力電圧変換を提供する多くの構成要素に対する効率的で廉価な代替を提供することができる。更に、本発明の実施形態である高い増幅比を有するＤＣ−ＤＣコンバータは、再生可能／代替エネルギ用途において固定電圧のＤＣバスを作成するのに使用することができる。

１０ バックコンバータ

Claims (19)

1. 高い昇圧比のための共振ｄｃ−ｄｃコンバータであって、
   （ａ）低電圧フルブリッジ又はハーフブリッジｄｃ−ａｃコンバータ、
   （ｂ）共振タンク、
   （ｃ）高電圧ａｃ−ｄｃ整流器、及び
   （ｄ）スイッチの両端の高電圧を維持することによって前記共振タンク内の電流を中断させるように作動可能である該共振タンク内の高電圧制御可能スイッチ、
   を含むことを特徴とする共振ｄｃ−ｄｃコンバータ。
2. 前記高電圧制御可能スイッチは、電流を１つの方向にのみ阻止することを特徴とする請求項１に記載の高い昇圧比のための共振ｄｃ−ｄｃコンバータ。
3. 前記高電圧制御可能スイッチは、逆阻止特性を持たない高電圧スイッチであることを特徴とする請求項２に記載の高い昇圧比のための共振ｄｃ−ｄｃコンバータ。
4. 無損失スナバ回路が、
   （ａ）高電圧ＭＯＳＦＥＴである前記高電圧スイッチのドレイン、
   （ｂ）ＩＧＢＴである前記高電圧スイッチのコレクター、又は
   （ｃ）サイリスタである前記高電圧スイッチのアノード、
   のいずれかからダイオードを高昇圧比のための共振ｄｃ−ｄｃコンバータの出力端子に接続することにより、高い昇圧比のための共振ｄｃ−ｄｃコンバータに導入されることを特徴とする請求項２に記載の高い昇圧比のための共振ｄｃ−ｄｃコンバータ。
5. 入力及び出力間に電気絶縁を設けるように作動可能である変圧器を組み込むことを特徴とする請求項２に記載の高い昇圧比のための共振ｄｃ−ｄｃコンバータ。
6. 出力整流器が、バイポーラ（正及び負）ｄｃ出力を供給するように作動可能であるように接続されることを特徴とする請求項５に記載の高い昇圧比のための共振ｄｃ−ｄｃコンバータ。
7. 無損失スナバ回路が、１つ又はそれよりも多くの電圧スパイクが前記高電圧制御可能スイッチの両端で制限されるように、該高電圧制御可能スイッチの端子のダイオードを高い昇圧比のための共振ｄｃ−ｄｃコンバータの出力端子に接続することにより、高い昇圧比のための共振ｄｃ−ｄｃコンバータに導入されることを特徴とする請求項１に記載の高い昇圧比のための共振ｄｃ−ｄｃコンバータ。
8. 前記高電圧制御可能スイッチは、前記低電圧フルブリッジ又はハーフブリッジａｃ−ｄｃコンバータと同期して作動可能であり、かつそれによって１つ又はそれよりも多くのｄｃ−ａｃコンバータスイッチの１つ又はそれよりも多くのスイッチングイベントが、それぞれの該１つ又はそれよりも多くのｄｃ−ａｃコンバータスイッチの電流のゼロ交差において発生することを特徴とする請求項１に記載の高い昇圧比のための共振ｄｃ−ｄｃコンバータ。
9. 前記高電圧制御可能スイッチは、該高電圧制御可能スイッチの１つ又はそれよりも多くのスイッチングイベントが該高電圧制御可能スイッチの電流のゼロ交差において発生するように作動可能であることを特徴とする請求項８に記載の高い昇圧比のための共振ｄｃ−ｄｃコンバータ。
10. 前記高電圧制御可能スイッチの非導通の持続時間が、入力から出力への電力の流れを調整するために可変であることを特徴とする請求項８に記載の高い昇圧比のための共振ｄｃ−ｄｃコンバータ。
11. 高い昇圧比のための共振ｄｃ−ｄｃコンバータであって、
    （ａ）低電圧ｄｃ−ａｃコンバータ、
    （ｂ）共振タンク、
    （ｃ）高電圧ａｃ−ｄｃコンバータ、及び
    （ｄ）（ｉ）変圧器を用いない入力及び出力上の共通接地、及び
    （ｉｉ）前記共振タンク内の単一の高電圧制御可能スイッチ、
    のうちの１つ又はそれよりも多く、
    を含むことを特徴とする共振ｄｃ−ｄｃコンバータ。
12. 高い昇圧比のための共振ｄｃ−ｄｃコンバータであって、
    （ａ）低電圧ｄｃ−ａｃコンバータ、
    （ｂ）共振タンク、
    （ｃ）高電圧ａｃ−ｄｃコンバータ、及び
    （ｄ）前記共振タンクの回路内の高電圧制御可能スイッチ、
    を含み、
    高い昇圧比のための共振ｄｃ−ｄｃコンバータが、（ｉ）入力及び出力のための共通接地平面、及び（ｉｉ）入力及び出力間の変圧器のうちの１つ又はそれよりも多くを提供するように作動可能である、
    ことを特徴とする共振ｄｃ−ｄｃコンバータ。
13. 高い昇圧比のための共振ｄｃ−ｄｃコンバータであって、
    （ａ）低電圧ｄｃ−ａｃコンバータ、
    （ｂ）共振タンク、
    （ｃ）高電圧ａｃ−ｄｃコンバータ、
    （ｄ）前記共振タンクの回路内の高電圧制御可能スイッチ、及び
    （ｅ）変圧器の使用を必要としない入力及び出力のための共通接地平面、
    を含むことを特徴とする共振ｄｃ−ｄｃコンバータ。
14. 前記高電圧制御可能スイッチは、前記共振タンクの前記回路の電流を中断させるように作動可能であることを特徴とする請求項１３に記載の高い昇圧比のための共振ｄｃ−ｄｃコンバータ。
15. （ａ）高い入力対出力電圧変換を提供するように作動可能であり、
    （ｉ）低電圧側のフルブリッジコンバータ、
    （ｉｉ）高電圧側の半波整流器、及び
    （ｉｉｉ）入力及び出力の両方に共通である接地、
    を含む無変圧器ＤＣ−ＤＣコンバータ回路、
    を含むことを特徴とする共振ＤＣ−ＤＣコンバータ。
16. 変圧器を有するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
    （ａ）共振タンク、
    （ｂ）逆阻止なしの高電圧スイッチにわたる高電圧スイッチを維持することによって共振の高電圧阻止を実施するために変圧器を有するＤＣ−ＤＣコンバータの回路と共に作動可能である高電圧スイッチ、
    （ｃ）低電圧側のフルブリッジコンバータ、及び
    （ｄ）高電圧側の出力整流器、
    を含むことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
17. バイポーラ出力を供給する変圧器を有する共振ＤＣ−ＤＣ昇圧コンバータであって、
    （ａ）変圧器上の高電圧巻線と、
    （ｂ）（ｉ）電流を正の出力電圧端子に供給するように作動可能な第１の半波整流器、及び
    （ｉｉ）負の出力電圧端子から電流を引き出すように作動可能な第２の半波整流器、
    を含む２つの半波整流器と、
    を含むことを特徴とする共振ＤＣ−ＤＣ昇圧コンバータ。
18. 入力ＤＣ−ＡＣ変換が、フルブリッジ又はハーフブリッジのいずれかによって行われることを特徴とする請求項１７に記載のバイポーラ出力を供給する変圧器を有する共振ＤＣ−ＤＣ昇圧コンバータ。
19. 前記共振タンクは、容量性要素、誘導性要素、及び低励磁インダクタンスを有する変圧器、又は均等物の直列の組合せを収容することを特徴とする請求項１８に記載のバイポーラ出力を供給する変圧器を有する共振ＤＣ−ＤＣ昇圧コンバータ。

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