JP2010140675A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高調波歪みの抑制及びスイッチング損失の低減を図りつつ回路構成を簡略化して小型化及びコストの低減を図ることができる電源装置を提供する。
【解決手段】ダイオードブリッジＤＢと、複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ回路から成る第１のコンバータ部１と、昇圧チョッパ回路から成る第２のコンバータ部２とを備え、第１のコンバータ部１の降圧比を、商用電源ＡＣの交流電圧の波高値との乗算値が負荷電流が実質的に流れていないとみなされる微小電流領域での各発光ダイオード３０のオン電圧の総和よりも低くなるように設定し、且つ第２のコンバータ部２の昇圧比を、商用電源ＡＣの交流電圧の波高値と第１のコンバータ部１の降圧比との乗算値が発光ダイオード３０の最大出力時における電流領域での各発光ダイオード３０のオン電圧の総和以上となるように設定した。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流電力を高周波に変換し、絶縁された直流電圧を得る力率改善型の高効率の電源装置に関する。

従来から、商用電源から所望の直流電力を得るＡＣ−ＤＣコンバータ回路を有し、直流電力を負荷に供給する電源装置が知られている。ＡＣ−ＤＣコンバータ回路は、スイッチング周波数を高くすることによってトランスやインダクタ等を小型化することができるが、高周波化に伴ってスイッチング損失や回路損失が増大する。このため、これらの損失を低減するために回路面で種々の工夫が為されている。

図１０（ａ）に示す従来の電源装置では、複合共振回路を利用してスイッチング素子のオン／オフ時における電圧及び電流の重なり（所謂、スイッチング損失）の低減を図っている（例えば、特許文献１参照）。この従来例は、図１０（ａ）に示すように、ダイオードブリッジＤＢ１００及び平滑コンデンサＣ１００、並びにＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００から構成される。商用電源ＡＣからの交流電圧Ｖａｃは電流ヒューズＦを介してダイオードブリッジＤＢ１００及び平滑コンデンサＣ１００に入力され、整流・平滑化された直流電圧がＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００の電源電圧となる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００は、平滑コンデンサＣ１００の両端間に接続されるスイッチング素子Ｑ１００，Ｑ１０１の直列回路と、一方のスイッチング素子Ｑ１０１と並列に接続されるチョークコイルＬ１００、絶縁トランスＴ１００の１次巻線、コンデンサＣ１０１から成る直列共振回路と、スイッチング素子Ｑ１０１と並列に接続されるコンデンサＣ１０２と、絶縁トランスＴ１００の２次巻線の両端にそれぞれ接続されるダイオードＤ１００，Ｄ１０１と、ダイオードＤ１００，Ｄ１０１の接続点と絶縁トランスＴ１００の２次巻線の中間タップとの間に接続される平滑コンデンサＣ１０３とから構成される。

スイッチング素子Ｑ１００，Ｑ１０１は制御回路１０２によって高周波で交互にオン／オフされ、このスイッチング周波数に対して前記直列共振回路を適切なＬＣ直列共振条件に設定することによって、高周波化に依らずスイッチング損失を大幅に低減することができる。絶縁トランスＴ１００の２次側に出力された高周波電圧は、前記ダイオードＤ１００，Ｄ１０１及び平滑コンデンサＣ１０３によって整流・平滑化され、所望の直流電圧が直流負荷１０１に供給される。尚、直流負荷１０１に供給される直流電圧を維持するために制御回路１０２にはフィードバック回路１０３が接続されている。

このように複合共振型の電源装置では、スイッチングの高周波化において懸念されるスイッチング損失の増大が抑制され、小型化に好適である。しかしながら、この電源装置では、制御回路１０２はフィードバック回路１０３を介して出力電圧をモニタし、負荷変動が生じると複合共振の波形を維持しながら出力を一定化するために、スイッチング周波数を変えて変動補償を行う。このため、大幅な負荷変動や商用電源の電圧変動など広範囲の変動に対して出力を補償しようとすると、複合共振波形の維持が極めて難しく、結局は複合共振を外れたところでの素子選定や放熱対策が不可欠であるという問題があった。また、商用電源ＡＣからの入力電流に高調波歪みを与えてしまうという問題があった。

そこで、上記従来例の問題の解決を図った電源装置の従来例について説明する。この従来例は、図１０（ｂ）に示すように、上述の電源装置の構成において、ダイオードブリッジＤＢ１００の入力側にインダクタＬ１０１及びコンデンサＣ１０４から成るフィルタ回路が挿入されるとともに、ダイオードブリッジＤＢ１００で全波整流された脈流を昇圧チョッパ回路１０４で昇圧し、平滑コンデンサＣ１００で平滑化された直流電圧がＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００の電源電圧となっている。

昇圧チョッパ回路１０４は、ダイオードブリッジＤＢ１００からの脈流電圧を、トランスＴ１０１、ＭＯＳＦＥＴから成るスイッチング素子Ｑ１０２及びそのソース抵抗Ｒ１００の直列回路に与え、スイッチング素子Ｑ１０２を制御回路１０５がスイッチングすることで、トランスＴ１０１とスイッチング素子Ｑ１０２との接続点から昇圧された電圧を取出し、ダイオードＤ１０３を介して平滑コンデンサＣ１００に与えるようになっている。制御回路１０４は、入力電圧信号、出力電圧フィードバック信号、スイッチング電流信号、同期信号（トランスＴ１０１の補助巻線信号）を取込み、スイッチング電流値が入力電圧信号と出力電圧フィードバック信号との乗算値で得られる基準値と一致するようにスイッチング素子Ｑ１０２を制御して、商用電源ＡＣ側に設けたフィルタ回路の効果も併せて正弦波の入力電流とする。

このように構成することで、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００への入力電圧を高くし、商用電源ＡＣからの交流電圧Ｖａｃに対する入力電流の高調波歪みを抑えた電源装置が実現可能となっている。しかしながら、上記従来例では、２つの回路１００，１０４を縦続接続したことによる回路全体での損失の増加、部品点数増加に伴うコストアップ及び小型化メリットの縮小などの問題がある。尚、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１００の前段に昇圧チョッパ回路１０４を設けることによって、入力電圧は安定化され、商用電源ＡＣの電圧変動に対する変動補償が不要になる分、制御回路１０２での制御は容易となる。

次に、上記従来例における昇圧チョッパ回路、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を互いに入れ替えた電源装置の従来例について説明する（例えば、特許文献２参照）。この従来例では、図１０（ｃ）に示すように、前段のコンバータ回路２００は、その出力を平滑せずに後段のコンバータ回路（昇圧チョッパ回路）２０１に入力しているので、インバータとして機能している。本従来例では、商用電源ＡＣからの交流電圧ＶａｃをダイオードブリッジＤＢ２００、インダクタＬ２００及びコンデンサＣ２００から成るフィルタ回路を介して整流した脈流電圧をコンバータ回路２００に入力し、スイッチング素子Ｑ２００〜Ｑ２０３から成るフルブリッジ構成のインバータスイッチによって高周波交流電圧に変換し、絶縁トランスＴ２００によって変圧された出力を得て、その出力をダイオードブリッジＤＢ２０１で再度整流した後、後段のコンバータ回路２０１を介して直流出力を得る。

コンバータ回路２０１は、前記ダイオードブリッジＤＢ２０１からの高周波脈流出力電圧を、チョークコイルＬ２０１、スイッチング素子Ｑ２０４の直列回路に与え、スイッチング素子Ｑ２０４を制御回路２０３がスイッチングすることで、チョークコイルＬ２０１とスイッチング素子Ｑ２０４との接続点から昇圧された電圧を取出し、ダイオードＤ２００を介してコンデンサＣ２０１から直流負荷２０２に与えるようになっている。また、コンバータ回路２０１の制御回路２０３は、交流電流ｉａｃが交流電圧Ｖａｃと相似な正弦波状に、また直流負荷２０２に印加される出力電圧が定電圧になるように制御している。

上記従来例では、入力側の高耐圧、大容量の平滑コンデンサが削除できること、及びそれに伴って電源投入時の突入電流対策が不要なこと、並びに高力率化が可能であることが特徴となる。
特許第３３７１５９５号公報 特許第２５１４８８５号公報

しかしながら、上記後者の従来例では、後段のコンバータ回路２０１への入力電流を正弦波にするためには、制御回路２０３では、絶縁トランスＴ２００の２次側において直流負荷２０２に印加される直流電圧とともに、１次側の交流電流ｉａｃ及び交流電圧Ｖａｃをモニタしなければならない。このため、電流トランスや電圧トランスなどの絶縁手段が別途必要になり、コストが増大したり寸法が大きくなるという問題があった。また、上記前者及び後者の何れの従来例においても損失低減の工夫が見られず、２つのコンバータ回路を縦続接続することにより回路全体での損失の増加、部品点数増加に伴うコストアップおよび小型化メリットの縮小などの問題があった。

本発明は、上記の点に鑑みて為されたもので、高調波歪みの抑制及びスイッチング損失の低減を図りつつ回路構成を簡略化して小型化及びコストの低減を図ることができる電源装置を提供することを目的とする。

請求項１の発明は、上記目的を達成するために、商用電源からの交流電圧を整流する整流部と、整流部の後段に設けられて絶縁トランスを有する複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ回路から成る第１のコンバータ部と、第１のコンバータ部の後段に設けられて所望の電圧又は電流で安定化された直流電力を一乃至複数の発光ダイオードから成る負荷部へ出力する昇圧チョッパ回路から成る第２のコンバータ部とを備え、第１のコンバータ部は、整流部からの電源ライン間に設けられる２つのスイッチング素子の直列回路と、２つのスイッチング素子の何れか一方と並列に接続されるチョークコイル、絶縁トランスの１次巻線、及びコンデンサから成る直列共振回路と、絶縁トランスの２次側に設けられる複数の整流ダイオード及びコンデンサと、複合共振波形が維持できる範囲内の周波数又は単一周波数で前記２つのスイッチング素子のスイッチングを制御する駆動回路とから成り、第２のコンバータ部は、その入力電流が正弦波状で且つ出力電流又は出力電圧が一定値となるように制御する力率改善のための制御回路を備え、第１のコンバータ部の降圧比は、商用電源の交流電圧の波高値との乗算値が負荷電流が実質的に流れていないとみなされる微小電流領域での各発光ダイオードのオン電圧の総和よりも低くなるように設定され、且つ第２のコンバータ部の昇圧比は、商用電源の交流電圧の波高値と第１のコンバータ部の降圧比との乗算値が発光ダイオードの最大出力時における電流領域での各発光ダイオードのオン電圧の総和以上となるように設定されたことを特徴とする。

請求項２の発明は、請求項１の発明において、外部からの調光信号を処理する信号処理部を設け、第２のコンバータ部の制御回路は、調光信号のオン／オフに応じて信号処理部から出力される信号によって第２のコンバータ部を断続的に動作させることを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項２の発明において、負荷部と直列にスイッチング素子を設け、当該スイッチング素子は、調光信号のオン／オフに応じて信号処理部から出力される信号によってオン／オフされることを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項３の発明において、第１のコンバータ部の駆動回路は、調光信号のオン／オフに応じて信号処理部から出力される信号によって第１のコンバータ部を断続的に動作させることを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項１の発明において、外部からの調光信号を処理する信号処理部を設け、信号処理部は、調光信号のオンデューティに応じた直流電圧を基準として負荷部を流れる電流を制御するための信号を第２のコンバータ部の制御回路に出力することを特徴とする。

請求項６の発明は、請求項１の発明において、外部からの調光信号を処理する信号処理部を設け、信号処理部は、調光信号のオン／オフに応じて直流電圧を切り替えるとともに、当該直流電圧を基準として負荷部を流れる電流を制御するための信号を第２のコンバータ部の制御回路に出力することを特徴とする。

請求項７の発明は、請求項１乃至６の何れか１項の発明において、第１のコンバータ部の後段に第２のコンバータ部及び負荷部が複数並列に接続され、各負荷部は互いに異なる発光色を有する発光ダイオードから成ることを特徴とする。

請求項８の発明は、請求項１乃至７の何れか１項の発明において、第１のコンバータ部と第２のコンバータ部との間にチョークコイル及びコンデンサから成るフィルタ回路を設けたことを特徴とする。

請求項１の発明によれば、複合共振型のハーフブリッジから成る第１のコンバータ部では、出力側からのフィードバック回路を設けずに複合共振波形を維持するとともに、絶縁トランスを介して２次側の信号を伝達する必要がないので、フィードバック系を簡略化することができる。また、商用電源の交流電圧変動に対しては、例えば交流電圧の谷部で複合共振波形を維持するための多少の補正を加えることはあっても、基本的には出力側の第２のコンバータ部の入力に交流電圧の全波整流波形と相似の電圧が得られるように駆動することによって、スイッチング素子のスイッチング損失を抑制することができる。また、第２のコンバータ部の入力には、交流電圧の全波整流波形と相似の電圧が得られるので、高調波歪みを抑制するための信号は全て第１のコンバータ部の出力側で得られ、したがって絶縁トランスを跨いで商用電源側から信号を得る必要が無く制御回路を簡略化することができる。また、第１のコンバータ部の降圧比及び第２のコンバータ部の昇圧比を設定することで、第１のコンバータ部を制御することなく第２のコンバータ部のみで負荷部の最大負荷の状態から実質的に無負荷の状態まで出力を制御することができる。結果として、高調波歪みの抑制及びスイッチング損失の低減を図りつつ回路構成を簡略化して小型化及びコストの低減を図ることができる。

請求項２の発明によれば、外部からの調光信号に応じて第２のコンバータ部を断続的に動作することで、負荷部の各発光ダイオードを交互にオン／オフさせて調光することができ、比較的簡単な回路構成で調光機能を得ることができる。

請求項３の発明によれば、調光信号がオンの場合には、第２のコンバータ部が動作するとともに第２のコンバータ部と負荷部との間が接続されて負荷部に第２のコンバータ部の出力電圧が印加され、調光信号がオフの場合には、第２のコンバータ部の動作が停止するとともに第２のコンバータ部と負荷部との間が開放されて負荷部に第２のコンバータ部の出力電圧が印加されないので、調光信号に忠実な調光特性を得ることができる。

請求項４の発明によれば、第２のコンバータ部の動作が停止している状態において第１のコンバータ部の動作も停止するため、無効電力を低減することができる。

請求項５，６の発明によれば、簡単な回路構成で調光機能を得ることができる。

請求項７の発明によれば、負荷部毎に個別に調光することができるので、比較的容易に調色機能を実現するともに調光の応用範囲を広げることができる。

請求項８の発明によれば、第１のコンバータ部の共振電流における変調を抑制して第２のコンバータ部の入力電流によって受ける影響を除去することができ、電源装置の動作が不安定になるのを防ぐことができる。

（実施形態１）
以下、本発明に係る電源装置の実施形態１について図面を用いて説明する。本実施形態は、図１（ａ）に示すように、電流ヒューズＦとチョークコイルＬ１及びコンデンサＣ１から成るフィルタ回路とを介して商用電源ＡＣからの交流電圧Ｖａｃを整流する整流部であるダイオードブリッジＤＢと、ダイオードブリッジＤＢの後段に設けられて絶縁トランスＴ１を有する複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータから成る第１のコンバータ部１と、第１のコンバータ部１の後段に設けられて所望の電圧又は電流で安定化された直流電力を複数（図示では８個）の発光ダイオード３０を直列接続して成る負荷部３へ出力する昇圧チョッパ回路から成る第２のコンバータ部２とから構成される。

第１のコンバータ部１は、ダイオードブリッジＤＢの両端間に接続されるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路と、一方のスイッチング素子Ｑ２と並列に接続されるチョークコイルＬ２、絶縁トランスＴ１の１次巻線、コンデンサＣ２から成る直列共振回路と、絶縁トランスＴ１の２次巻線の両端にそれぞれアノードが接続されるダイオードＤ１，Ｄ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードの接続点と絶縁トランスＴ１の２次巻線の中間タップとの間に接続される平滑コンデンサＣ３と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチングを制御するための駆動回路１０とから構成される。

第２のコンバータ部２は、平滑コンデンサＣ３の両端間電圧が与えられるトランスＴ２、スイッチング素子Ｑ３及びスイッチング素子Ｑ３を流れる電流を検出する電流検出抵抗Ｒ１から成る直列回路と、スイッチング素子Ｑ３及び電流検出抵抗Ｒ１の直列回路と並列に接続されるダイオードＤ３及び平滑コンデンサＣ４の直列回路と、負荷部３を流れる電流を検出する負荷電流検出抵抗Ｒ２と、スイッチング素子Ｑ３のスイッチングを制御するＰＦＣコントローラから成る制御回路２０と、負荷電流検出抵抗Ｒ２における電圧降下を増幅して制御回路２０にフィードバックする誤差増幅回路２１とから構成される。

以下、本実施形態の動作について説明する。商用電源ＡＣからの交流電圧Ｖａｃ（図１（ｂ）参照）は、ダイオードブリッジＤＢで全波整流されて第１のコンバータ部１に入力される（図１（ｃ）参照）。第１のコンバータ部１は、複合共振波形を維持できる範囲内の周波数又は単一周波数で駆動回路１０によって駆動され、スイッチング周波数に対して前記直列共振回路を適切なＬＣ直列共振条件に設定することでダイオードブリッジＤＢから出力される全波整流波形を包絡線とした高周波電圧を出力する（図１（ｄ）参照）。前記高周波電圧は絶縁トランスＴ１で降圧されて２次側に出力され（図１（ｅ）参照）、ダイオードＤ１，Ｄ２及び平滑コンデンサＣ３を介して包絡線検波される。ここで、平滑コンデンサＣ３の容量を高周波成分のみを平滑化できる程度の容量値に設定することで、平滑コンデンサＣ３の両端間にはダイオードブリッジＤＢから出力される全波整流波形と相似な非平滑電圧が出力され、この非平滑電圧が第２のコンバータ部２の入力電圧となる（図１（ｆ）参照）。そして、前記非平滑電圧が第２のコンバータ部２において昇圧されるとともにダイオードＤ３及び平滑コンデンサＣ４を介して平滑化され、負荷部３に直流電圧が印加される（図１（ｇ）参照）。

尚、第２のコンバータ部２では、平滑コンデンサＣ３の両端間電圧（即ち、入力電圧信号）、電流検出抵抗Ｒ１における電圧降下（即ち、スイッチング電流信号）、負荷電流検出抵抗Ｒ２における電圧降下（即ち、負荷電流信号）、トランスＴ２の補助巻線信号（即ち、同期信号）を取り込み、制御回路２０が、負荷電流信号の電流値と予め定める基準値とを比較した誤差増幅回路２１の出力に前記平滑コンデンサＣ３の両端間電圧を乗算した結果に基づいて、スイッチング素子Ｑ３のスイッチング電流値を設定し、電流検出抵抗Ｒ１で検出された電流値が設定された電流値となるようにスイッチング素子Ｑ３のスイッチングを制御する。而して、第２のコンバータ部２の入力電流が略正弦波状となり、高調波歪みを抑制することができる。

ここで、図１（ａ）に示すように、例えば温度センサ等の各種センサ４や、負荷電圧及び負荷電流に基づいて各回路や負荷部３の異常を検出する異常検出回路５を設ける場合には、異常発生時に負荷部３や各回路を保護する観点から第２のコンバータ部２の動作停止に伴って負荷電流が実質的に流れないよう（即ち、実質的に無負荷）にする必要がある。仮に、第２のコンバータ部２の動作停止に伴って実質的に無負荷にすることができない場合、実質的に無負荷にするために第１のコンバータ部１も制御する必要がある。

そこで、商用電源ＡＣからの交流電圧Ｖａｃの波高値をＶｏｐ、第１のコンバータ部１の降圧比をＮ１（＜１）、実質的に負荷電流が流れていないと見做される微小電流領域における各発光ダイオード３０のオン電圧の総和をΣＶｍｉｎとすると、第２のコンバータ部２の動作停止時に実質的に無負荷にするためには次式の条件を満たす必要がある。

Ｖｏｐ×Ｎ１＜ΣＶｍｉｎ ・・・（１）
即ち、上記の条件式（１）を満たすことで、第２のコンバータ部２の動作を停止させれば第１のコンバータ部１を制御することなく実質的に無負荷の状態にすることができる。また、上記の条件式（１）より、発光部３の各発光ダイオード３０を点灯させるためには、第２のコンバータ部２を制御して少なくともΣＶｍｉｎ以上の電圧まで昇圧させる必要があることがわかる。

また、第２のコンバータ部２のみの制御で負荷部３の各発光ダイオード３０を最大出力で点灯させるためには、第２のコンバータ部２の昇圧比をＮ２、発光ダイオード３０の最大出力時の電流領域におけるオン電圧の総和をΣＶｍａｘとして次式の条件を満たす必要がある。

Ｖｏｐ×Ｎ１×Ｎ２≧ΣＶｍａｘ ・・・（２）
即ち、上記の条件式（１），（２）を満たすことで、第１のコンバータ部１を制御することなく第２のコンバータ部２のみで実質的に無負荷の状態から各発光ダイオード３０を最大出力で点灯させる状態（即ち、最大負荷の状態）まで出力を制御することができる。例えば、交流電源ＡＣの電源電圧を１００Ｖ（±６Ｖ）（Ｖｏｐでは１３０〜１４７Ｖ）、負荷部３が白色発光ダイオード３０を１２灯直列接続した構成、発光ダイオード３０の最大電流が５００ｍＡ、最大電流時の発光ダイオード３０のオン電圧が３．５Ｖ、微小電流が０．１ｍＡ、微小電流時の発光ダイオード３０のオン電圧が２．５Ｖであると仮定すると、この場合のΣＶｍａｘ，ΣＶｍｉｎはそれぞれ４２Ｖ，３０Ｖとなる。而して、これらの値を上記の条件式（１），（２）に代入して計算すると、Ｎ１＜０．２０４，Ｎ２≧１．６２を満たすことで第２のコンバータ部２のみで出力制御が可能となる。

上述のように、複合共振型のハーフブリッジから成る第１のコンバータ部１では、出力側からのフィードバック回路を設けずに複合共振波形を維持するとともに、絶縁トランスＴ１を介して２次側の信号を伝達する必要がないので、フィードバック系を簡略化することができる。また、商用電源ＡＣの電圧変動に対しては、例えば交流電圧Ｖａｃの谷部で複合共振波形を維持するための多少の補正を加えることはあっても、基本的には出力側の第２のコンバータ部２の入力に交流電圧Ｖａｃの全波整流波形と相似の電圧が得られるように駆動することによって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング損失を抑制することができる。また、第２のコンバータ部２の入力には、交流電圧Ｖａｃの全波整流波形と相似の電圧が得られるので、高調波歪みを抑制するための信号は全て第１のコンバータ部１の出力側で得られ、したがって絶縁トランスＴ１を跨いで商用電源ＡＣ側から信号を得る必要が無く制御回路２０を簡略化することができる。

また、第１のコンバータ部１の降圧比及び第２のコンバータ部２の昇圧比を前記２つの条件式（１），（２）を満たすように設定することで、第１のコンバータ部１を制御することなく第２のコンバータ部２のみで負荷部３の最大負荷の状態から実質的に無負荷の状態まで出力を制御することができる。結果として、高調波歪みの抑制及びスイッチング損失の低減を図りつつ回路構成を簡略化して小型化及びコストの低減を図ることができる。

尚、本実施形態の制御回路２０は、第２のコンバータ部２の入力電流が正弦波状になるように制御することを特徴とする臨界モード型のＰＦＣコントローラで構成されているが、入力電流がゼロ点まで下らずに連続して流れることを特徴とする連続モード型のＰＦＣコントローラで構成しても構わない。

ところで、本実施形態では、絶縁トランスＴ１の２次側の平滑コンデンサＣ３の両端間に商用電源ＡＣからの交流電圧Ｖａｃの全波整流波形と相似な電圧が得られることを利用して、平滑コンデンサＣ３の後段に力率改善用の第２のコンバータ部２を設けているが、その入力電流は概ね第１のコンバータ部１の共振電流となるため、共振電流は図２（ｂ）に示すように波高値Ｉｏｐが高い変調された波形となり、動作不安定の原因となり得る。そこで、図２（ａ）に示すように、チョークコイルＬ３及びコンデンサＣ５から成るフィルタ回路６を平滑コンデンサＣ３と第２のコンバータ部２との間に設けることで、共振電流における変調を抑制することができる。したがって、図２（ｃ）に示すように、共振電流波形の波高値ＩｏｐをＩｏｐ’に低減して第２のコンバータ部２の入力電流によって受ける影響を除去することができ、電源装置の動作が不安定になるのを防ぐことができる。

（実施形態２）
以下、本発明に係る電源装置の実施形態２について図面を用いて説明する。但し、本実施形態の基本的な構成は実施形態１と共通であるので、共通する部位には同一の番号を付して説明を省略するものとする。本実施形態は、図３（ａ）に示すように、外部からの調光信号であるＰＷＭ信号を処理する信号処理部７を設け、制御回路２０が、ＰＷＭ信号のオン／オフに応じて信号処理部７から出力される信号によって第２のコンバータ部２を断続的に動作させることに特徴がある。以下、信号処理部７、誤差増幅回路２１、制御回路２０について説明する。

誤差増幅回路２１は、非反転入力端子に抵抗Ｒ９を介して負荷電流検出抵抗の電圧降下分が入力されるとともに、反転入力端子に基準電圧Ｖｒｅｆが入力されるコンパレータ２１ａから成る。尚、非反転入力端子と出力端子との間には、抵抗Ｒ１０及びコンデンサＣ１０の直列回路から成る位相補償回路が挿入されている。コンパレータ２１ａからの出力信号は、抵抗Ｒ１１を介して後述するＰＦＣコントローラＩＣ２０ａのＦＢ端子に入力される。

制御回路２０は、図３（ｂ）に示すようにＰＦＣコントローラＩＣ２０ａから成り、本実施形態ではＯＮ ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ社のＭＣ３３２６２を用いている。尚、ＰＦＣコントローラＩＣ２０ａは周知であるので、ここではＩＣの有する各端子の詳細な説明を省略するものとする。以下、制御回路２０の動作について説明する。第２のコンバータ部２の入力電圧によって抵抗Ｒ３を介してコンデンサＣ９が充電され、Ｖｃｃ端子に制御回路２０の動作に必要な電圧が入力されると、Ｄｒｖ端子からスイッチング素子Ｑ３に起動信号が出力されて第２のコンバータ部２が起動する。起動後はトランスＴ２の補助巻線からダイオードＤ４を介して電源がＶｃｃ端子に供給される。第２のコンバータ部２の入力電圧は抵抗Ｒ４，Ｒ５によって分圧されてＭｕｌｔ端子に供給され、ＦＢ端子には誤差増幅回路２１の出力（負荷部３の負荷電流信号）が供給される。また、ＺＣＤ端子にはトランスＴ２の補助巻線の出力が抵抗Ｒ６を介して供給され、ＣＳ端子には電流検出抵抗Ｒ１における電圧降下分（スイッチング素子Ｑ３のスイッチング電流信号）が供給される。ＰＦＣコントローラＩＣ２０ａは、Ｍｕｌｔ端子に入力された第２のコンバータ部２の入力電圧信号と、ＦＢ端子に入力された負荷部３の負荷電流信号とを乗算した結果から制御指令値を設定する。そして、ＣＳ端子に入力されたスイッチング電流信号の電流値が当該制御指令値となるようにスイッチング素子Ｑ３を制御することで、第２のコンバータ部２の入力電流波形が入力電圧波形と相似な波形、即ち正弦波状の波形となる。

信号処理部７は、抵抗Ｒ７を介して外部からのＰＷＭ信号が入力されるフォトダイオードＰｄと、コレクタ端子に制御電圧源Ｖｃｃが接続されるフォトトランジスタＰｔとから成るフォトカプラＰＣを備える。また、フォトトランジスタＰｔのエミッタ端子は、抵抗Ｒ８を介してスイッチング素子Ｑ４のソース端子に接続されるとともに、反転素子７０を介してスイッチング素子Ｑ４のゲート端子に接続されている。

以下、信号処理部７の動作について説明する。ＰＷＭ信号のオン信号がフォトダイオードＰｄに入力されると、フォトダイオードＰｄが発光し、その光を受光してフォトトランジスタＰｔがオンになる。そして、抵抗Ｒ８の両端間に制御電圧源Ｖｃｃの電源電圧が印加され、ＰＦＣコントローラＩＣ２０ａのｃｏｍｐ端子に接続されたスイッチング素子Ｑ４のゲート端子に反転素子７０を介して供給される。而して、ＰＷＭ信号のオン／オフに応じてスイッチング素子Ｑ４がオン／オフすることで、第２のコンバータ部２を断続的に動作させることができる。

ここで、図３（ｃ），（ｄ）に示すように、第２のコンバータ部２が動作している状態では、負荷部３に第２のコンバータ部２の入力電圧を昇圧した電圧が印加され、各発光ダイオード３０が点灯するとともに点灯に応じた負荷電流が流れる。また、第２のコンバータ部２の動作が停止している状態では、負荷部３に第２のコンバータ部２の入力電圧が昇圧されずに印加されるため、各発光ダイオード３０は点灯せずに微小電流が流れる。したがって、ＰＷＭ信号に応じて第２のコンバータ部２を断続的に動作させることで、負荷部３の各発光ダイオード３０を交互にオン／オフさせて調光することができる。尚、本実施形態では負荷電圧波形及び負荷電流波形は何れも立ち下りに傾斜を有し、平滑コンデンサＣ４の容量値に応じて台形波又は三角波状になる。このため、ＰＷＭ信号に忠実な調光は難しいものの比較的簡単な回路構成で調光機能を得ることができる。

ところで、本実施形態では第２のコンバータ部２及び負荷部３を各々１回路ずつ設けた構成であるが、図４（ａ）に示すように、第２のコンバータ部２及び負荷部３を１組として第１のコンバータ部１に３組並列接続した構成であっても構わない。この場合の信号処理部７は、図４（ｂ）に示すように、各組に与えるＰＷＭ信号に対応して図３（ｂ）で示した前記信号処理部７の回路を３回路設けた構成となっている。而して、例えば各負荷部３の発光ダイオード３０をＲＧＢの３原色に対応した互いに異なる発光色を有する発光ダイオード３０で構成する等して、負荷部３毎に個別に調光することができるので、比較的容易に調色機能を実現するともに調光の応用範囲を広げることができる。尚、第１のコンバータ部１の出力側に並列接続する第２のコンバータ部２及び負荷部３の組数は３組に限定される必要は無いことは言うまでもない。

（実施形態３）
以下、本発明に係る電源装置の実施形態３について図面を用いて説明する。但し、本実施形態の基本的な構成は実施形態２と共通であるので、共通する部位には同一の番号を付して説明を省略するものとする。本実施形態は、図５（ａ）に示すように、負荷部３と直列にスイッチング素子Ｑ５を設け、当該スイッチング素子Ｑ５に信号処理部７からＰＷＭ信号のオン／オフに応じた信号を与えることで、当該スイッチング素子Ｑ５をオン／オフさせることに特徴がある。

本実施形態の信号処理部７は、図５（ｂ）に示すように、抵抗Ｒ８両端間に印加される制御電圧源Ｖｃｃの電源電圧を反転素子７０を介してスイッチング素子Ｑ４のゲート端子に供給するとともに、更に反転素子７１を介してスイッチング素子Ｑ５のゲート端子にも供給する。このため、ＰＷＭ信号のオン／オフに応じてスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５がオン／オフするので、ＰＷＭ信号がオンの場合には、第２のコンバータ部２が動作するとともに第２のコンバータ部２と負荷部３との間が接続されて負荷部３に第２のコンバータ部２の出力電圧が印加される。また、ＰＷＭ信号がオフの場合には、第２のコンバータ部２の動作が停止するとともに第２のコンバータ部２と負荷部３との間が開放されて負荷部３には第２のコンバータ部２の出力電圧が印加されない。

而して、負荷部３の負荷電圧及び負荷電流は、図５（ｃ），（ｄ）に示すように、平滑コンデンサＣ４の容量値に依らず何れもＰＷＭ信号のオン／オフに応じた矩形波状となるため、実施形態２と比較して調光信号に忠実な調光特性を得ることができる。

ところで、本実施形態では第２のコンバータ部２及び負荷部３を各々１回路ずつ設けた構成であるが、図６（ａ）に示すように、第２のコンバータ部２及び負荷部３を１組として第１のコンバータ部１に３組並列接続した構成であっても構わない。この場合の信号処理部７は、図６（ｂ）に示すように、各組に与えるＰＷＭ信号に対応して図５（ｂ）で示した前記信号処理部７の回路を３回路設けた構成となっている。而して、例えば各負荷部３の発光ダイオード３０をＲＧＢの３原色に対応した互いに異なる発光色を有する発光ダイオード３０で構成する等して、負荷部３毎に個別に調光することができるので、比較的容易に調色機能を実現するともに調光の応用範囲を広げることができる。尚、第１のコンバータ部１の出力側に並列接続する第２のコンバータ部２及び負荷部３の組数は３組に限定される必要は無いことは言うまでもない。

（実施形態４）
以下、本発明に係る電源装置の実施形態４について図面を用いて説明する。但し、本実施形態の基本的な構成は実施形態３と共通であるので、共通する部位には同一の番号を付して説明を省略するものとする。本実施形態は、第１のコンバータ部１の駆動回路１０が、ＰＷＭ信号のオン／オフに応じて信号処理部７から出力される信号によって第１のコンバータ部１を断続的に動作させることに特徴がある。

本実施形態の信号処理部７は、図７に示すように、第１のフォトダイオードＰｄ１及び第１のフォトトランジスタＰｔ１から成る第１のフォトカプラＰＣ１、抵抗Ｒ７，Ｒ８、反転素子７０，７１を有する実施形態３と同様の回路を備えるとともに、抵抗Ｒ７を介して外部からのＰＷＭ信号が入力される第２のフォトダイオードＰｄ２と、コレクタ端子に制御電圧源Ｖｃｃ’が接続される第２のフォトトランジスタＰｔ２とから成る第２のフォトカプラＰＣ２を備える。また、第２のフォトトランジスタＰｔ２のエミッタ端子は、抵抗Ｒ１２を介して第１のコンバータ部１の駆動回路１０に接続されるとともに、反転素子７２を介して駆動回路１０のＥｎａｂｌｅ端子に接続されている。

以下、信号処理部７における第２のフォトカプラＰＣ２側の回路の動作について説明する。ＰＷＭ信号のオン信号が第２のフォトダイオードＰｄ２に入力されると、第２のフォトダイオードＰｄ２が発光し、その光を受光して第２のフォトトランジスタＰｔ２がオンになる。そして、抵抗Ｒ１２の両端間に制御電圧源Ｖｃｃ’の電源電圧が印加され、駆動回路１０のＥｎａｂｌｅ端子に反転素子７０を介して供給される。

而して、ＰＷＭ信号のオン／オフに応じて第１のコンバータ部１も断続的に動作させることができるので、ＰＷＭ信号がオフの場合には第２のコンバータ部２のみならず第１のコンバータ部１も動作を停止させることができ、無効電力の低減を図ることができる。

（実施形態５）
以下、本発明に係る電源装置の実施形態５について図面を用いて説明する。但し、本実施形態の基本的な構成は実施形態１と共通であるので、共通する部位には同一の番号を付して説明を省略するものとする。本実施形態では、図８（ａ）に示すように、前記信号処理部７と誤差増幅回路２１とを１回路に纏めて構成しており、ＰＷＭ信号のオンデューティに応じた直流電圧を基準として第２のコンバータ部２を制御することに特徴がある。

信号処理部７は、図８（ｂ）に示すように、抵抗Ｒ１４を介して外部からのＰＷＭ信号が入力されるフォトダイオードＰｄと、コレクタ端子に抵抗Ｒ１５を介して制御電圧源Ｖｃｃが接続されるフォトトランジスタＰｔとから成るフォトカプラＰＣを備える。また、フォトトランジスタＰｔのエミッタ端子は、コンパレータ７３の非反転入力端子に接続されるとともに抵抗Ｒ１６及びコンデンサＣ１１から成る並列回路に接続されている。コンパレータ７３の反転入力端子は自身の出力端子と接続され、ボルテージフォロワ回路を構成している。コンパレータ７３の出力端子には、コンデンサＣ１２及び抵抗Ｒ１７，Ｒ１８の直列回路から成る並列回路が接続され、抵抗Ｒ１７，Ｒ１８の分圧がコンパレータ７４の反転入力端子に入力される。コンパレータ７４の非反転入力端子には、抵抗Ｒ１９を介して負荷電流検出抵抗Ｒ２の電圧降下分が入力される。尚、非反転入力端子と出力端子との間には、抵抗Ｒ２０及びコンデンサＣ１３の直列回路から成る位相補償回路が挿入されている。

以下、信号処理部７の動作について説明する。ＰＷＭ信号がオンの場合には、フォトトランジスタＰｔがオンになり、制御電圧源Ｖｃｃの電源電圧が抵抗Ｒ１５を介してコンデンサＣ１１に供給されてコンデンサＣ１１が充電される。ＰＷＭ信号がオフの場合には、フォトトランジスタＰｔがオフになり、コンデンサＣ１１に蓄積された電荷が抵抗Ｒ１６で放電される。このため、コンパレータ７３の非反転入力端子には、ＰＷＭ信号のオンデューティに比例した直流電圧が入力される。この直流電圧はインピーダンス変換されてコンパレータ７３の出力端子から出力され、抵抗Ｒ１７，Ｒ１８で分圧されてコンパレータ７４の反転入力端子に入力される。コンパレータ７４では、この直流電圧を基準として負荷電流検出抵抗Ｒ２の電圧降下分と比較し、その比較結果を第２のコンバータ部２の制御回路２０に出力することで定電流制御を行う。

而して、ＰＷＭ信号のオンデューティに応じた直流電圧を基準として第２のコンバータ部２を制御することで、簡単な回路構成で調光機能を得ることができる。

ところで、本実施形態では、上述のようにＰＷＭ信号のオンデューティに応じた直流電圧を基準として第２のコンバータ部２を制御しているが、ＰＷＭ信号のオン／オフに応じた直流電圧を基準として第２のコンバータ部２を制御しても構わない。この場合の信号処理部７は、図８（ｃ）に示すように、フォトトランジスタＰｔのエミッタ端子は、コンパレータ７３の反転入力端子に接続されるとともに抵抗Ｒ１６に接続され、非反転入力端子には基準電圧源Ｖ１が接続される。コンパレータ７３の出力端子は、スイッチング素子Ｑ６のゲート端子に接続され、スイッチング素子Ｑ６のドレイン端子には、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２を介して基準電圧源Ｖ１が接続されている。また、抵抗Ｒ２２及びスイッチング素子Ｑ６の直列回路と並列に抵抗Ｒ２３が接続され、抵抗Ｒ２１と抵抗Ｒ２３との接続点がコンパレータ７４の反転入力端子に接続されている。その他の構成は図８（ｂ）に示す信号処理部７の構成と同様である。

以下、信号処理部７の動作について説明する。ＰＷＭ信号がオンの場合には、制御電圧源Ｖｃｃの電源電圧を抵抗Ｒ１５，Ｒ１６で分圧した電圧がコンパレータ７３の反転入力端子に入力され、基準電圧源Ｖ１の電圧値よりも大きいためにスイッチング素子Ｑ６がオフになる。ＰＷＭ信号がオフの場合には、基準電圧源Ｖ１の電圧値の方が大きくなるためにスイッチング素子Ｑ６がオンになる。スイッチング素子Ｑ６がオンの場合には、基準電圧源Ｖ１の電圧値を抵抗Ｒ２１，Ｒ２２で分圧した直流電圧がコンパレータ７４の反転入力端子に入力され、スイッチング素子Ｑ６がオフの場合には、前記基準電圧源Ｖ１の電圧値を抵抗Ｒ２１，Ｒ２３で分圧した直流電圧がコンパレータ７４の反転入力端子に入力される。即ち、ＰＷＭ信号のオン／オフに応じてコンパレータ７４において基準となる直流電圧が切り替わるようになっている。この直流電圧を基準として負荷電流検出抵抗Ｒ２の電圧降下分と比較し、その比較結果を第２のコンバータ部２の制御回路２０に出力することで定電流制御を行う。而して、簡単な回路構成で調光機能を得ることができる。

尚、本実施形態では第２のコンバータ部２及び負荷部３を各々１回路ずつ設けた構成であるが、図９に示すように、第２のコンバータ部２及び負荷部３を１組として第１のコンバータ部１に３組並列接続した構成であっても構わない。而して、例えば各負荷部３の発光ダイオード３０をＲＧＢの３原色に対応した互いに異なる発光色を有する発光ダイオード３０で構成する等して、負荷部３毎に個別に調光することができるので、比較的容易に調色機能を実現するともに調光の応用範囲を広げることができる。尚、第１のコンバータ部１の出力側に並列接続する第２のコンバータ部２及び負荷部３の組数は３組に限定される必要は無いことは言うまでもない。

本発明に係る電源装置の実施形態１を示す図で、（ａ）はブロック図で、（ｂ）〜（ｇ）は各部における電圧波形図である。 同上のフィルタ回路を設けた場合を示す図で、（ａ）はブロック図で、（ｂ）はフィルタ回路を設けていない場合の共振電流の波形図で、（ｃ）はフィルタ回路を設けた場合の共振電流の波形図である。 本発明に係る電源装置の実施形態２を示す図で、（ａ）はブロック図で、（ｂ）は要部の回路図で、（ｃ）は負荷部の入力電圧の波形図で、（ｄ）は負荷部の入力電流の波形図である。 同上の負荷を並列に接続した場合を示す図で、（ａ）はブロック図で、（ｂ）は信号処理回路の回路図である。 本発明に係る電源装置の実施形態３を示す図で、（ａ）はブロック図で、（ｂ）は要部の回路図で、（ｃ）は負荷部の入力電圧の波形図で、（ｄ）は負荷部の入力電流の波形図である。 同上の負荷を並列に接続した場合を示す図で、（ａ）はブロック図で、（ｂ）は信号処理回路の回路図である。 本発明に係る電源装置の実施形態４を示すブロック図である。 本発明に係る電源装置の実施形態５を示す図で、（ａ）はブロック図で、（ｂ）は誤差増幅回路の回路図で、（ｃ）は別構成の誤差増幅回路の回路図である。 同上の負荷を並列に接続した場合を示すブロック図である。 （ａ）〜（ｃ）は従来の電源装置を示すブロック図である。

符号の説明

１ 第１のコンバータ部
２ 第２のコンバータ部
２０ 制御回路
３ 負荷部
３０ 発光ダイオード
ＤＢ ダイオードブリッジ（整流部）

Claims (8)

1. 商用電源からの交流電圧を整流する整流部と、整流部の後段に設けられて絶縁トランスを有する複合共振型のハーフブリッジＤＣ−ＤＣコンバータ回路から成る第１のコンバータ部と、第１のコンバータ部の後段に設けられて所望の電圧又は電流で安定化された直流電力を一乃至複数の発光ダイオードから成る負荷部へ出力する昇圧チョッパ回路から成る第２のコンバータ部とを備え、第１のコンバータ部は、整流部からの電源ライン間に設けられる２つのスイッチング素子の直列回路と、２つのスイッチング素子の何れか一方と並列に接続されるチョークコイル、絶縁トランスの１次巻線、及びコンデンサから成る直列共振回路と、絶縁トランスの２次側に設けられる複数の整流ダイオード及びコンデンサと、複合共振波形が維持できる範囲内の周波数又は単一周波数で前記２つのスイッチング素子のスイッチングを制御する駆動回路とから成り、第２のコンバータ部は、その入力電流が正弦波状で且つ出力電流又は出力電圧が一定値となるように制御する力率改善のための制御回路を備え、第１のコンバータ部の降圧比は、商用電源の交流電圧の波高値との乗算値が負荷電流が実質的に流れていないとみなされる微小電流領域での各発光ダイオードのオン電圧の総和よりも低くなるように設定され、且つ第２のコンバータ部の昇圧比は、商用電源の交流電圧の波高値と第１のコンバータ部の降圧比との乗算値が発光ダイオードの最大出力時における電流領域での各発光ダイオードのオン電圧の総和以上となるように設定されたことを特徴とする電源装置。
2. 外部からの調光信号を処理する信号処理部を設け、第２のコンバータ部の制御回路は、調光信号のオン／オフに応じて信号処理部から出力される信号によって第２のコンバータ部を断続的に動作させることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
3. 前記負荷部と直列にスイッチング素子を設け、当該スイッチング素子は、調光信号のオン／オフに応じて信号処理部から出力される信号によってオン／オフされることを特徴とする請求項２記載の電源装置。
4. 前記第１のコンバータ部の駆動回路は、調光信号のオン／オフに応じて信号処理部から出力される信号によって第１のコンバータ部を断続的に動作させることを特徴とする請求項３記載の電源装置。
5. 外部からの調光信号を処理する信号処理部を設け、信号処理部は、調光信号のオンデューティに応じた直流電圧を基準として負荷部を流れる電流を制御するための信号を第２のコンバータ部の制御回路に出力することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
6. 外部からの調光信号を処理する信号処理部を設け、信号処理部は、調光信号のオン／オフに応じて直流電圧を切り替えるとともに、当該直流電圧を基準として負荷部を流れる電流を制御するための信号を第２のコンバータ部の制御回路に出力することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
7. 前記第１のコンバータ部の後段に第２のコンバータ部及び負荷部が複数並列に接続され、各負荷部は互いに異なる発光色を有する発光ダイオードから成ることを特徴とする請求項１乃至６の何れか１項に記載の電源装置。
8. 第１のコンバータ部と第２のコンバータ部との間にチョークコイル及びコンデンサから成るフィルタ回路を設けたことを特徴とする請求項１乃至７の何れか１項に記載の電源装置。

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