JP2003141823A - Method for evaluating quality of reproduced signal, and information reproducing device - Google Patents
Method for evaluating quality of reproduced signal, and information reproducing deviceInfo
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- G11B7/00—Recording or reproducing by optical means, e.g. recording using a thermal beam of optical radiation by modifying optical properties or the physical structure, reproducing using an optical beam at lower power by sensing optical properties; Record carriers therefor
- G11B7/12—Heads, e.g. forming of the optical beam spot or modulation of the optical beam
- G11B7/125—Optical beam sources therefor, e.g. laser control circuitry specially adapted for optical storage devices; Modulators, e.g. means for controlling the size or intensity of optical spots or optical traces
- G11B7/126—Circuits, methods or arrangements for laser control or stabilisation
- G11B7/1267—Power calibration
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、記録媒体に記録さ
れたディジタル情報を最尤復号方式によって復号する場
合において、復号された信号の品質を評価する方法およ
びこのような評価を行なうことができる情報再生装置に
関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention can perform a method for evaluating the quality of a decoded signal and a method for evaluating the quality of the decoded signal when the digital information recorded on a recording medium is decoded by the maximum likelihood decoding method. The present invention relates to an information reproducing device.
【0002】[0002]
【従来の技術】近年、AV機器やパーソナルコンピュー
タなどにおいて、HDD(ハードディスクドライブ)、
光ディスクドライブあるいは光磁気ディスクドライブな
どの、記録媒体に記録されたディジタル情報を再生する
ことができる装置が広く利用されている。2. Description of the Related Art Recently, in AV equipment, personal computers, etc., HDD (hard disk drive),
2. Description of the Related Art Devices such as an optical disk drive or a magneto-optical disk drive that can reproduce digital information recorded on a recording medium are widely used.
【0003】図1は、従来の光ディスクドライブ900
の部分的な構成を示す。光ディスク1からの反射光は、
光学ヘッド2により再生信号に変換される。再生信号は
波形等化器3により波形整形された後、コンパレータ4
において2値化される。コンパレータ4のしきい値は、
通常、コンパレータ4から出力される2値化信号の積分
結果が0となるようにフィードバック制御される。FIG. 1 shows a conventional optical disk drive 900.
The partial structure of is shown. The reflected light from the optical disc 1 is
The reproduction signal is converted by the optical head 2. The reproduced signal is waveform-shaped by the waveform equalizer 3, and then the comparator 4
Is binarized at. The threshold value of the comparator 4 is
Usually, feedback control is performed so that the integration result of the binarized signal output from the comparator 4 becomes zero.
【0004】光ディスクドライブ900では、PLL
(phase looked loop)回路によって再生信号に同期す
るクロック信号(再生クロック信号)が生成される。再
生クロック信号を生成するために、位相比較器5は、コ
ンパレータ4から出力された2値化信号と、VCO(電
圧制御発振器)7から出力されるクロック信号との位相
誤差を検出する。検出された位相誤差はLPF(ローパ
スフィルタ)6によって平均化処理され、このLPF6
からの出力に基づいてVCO7の制御電圧が設定され
る。このようにしてVCO7の制御電圧(VCO7の発
振周波数)は、位相比較器5から出力される位相誤差が
常に0になるようにフィードバック制御され得る。これ
により、VCO7によって再生信号と同期したクロック
信号を出力させることが可能である。このようなPLL
回路を用いれば、例えばディスクが偏心を有している場
合などにおいても、安定して再生信号に同期したクロッ
ク信号を抽出することができる。In the optical disk drive 900, the PLL
A (phase looked loop) circuit generates a clock signal (reproduced clock signal) synchronized with the reproduced signal. In order to generate the regenerated clock signal, the phase comparator 5 detects a phase error between the binarized signal output from the comparator 4 and the clock signal output from the VCO (voltage controlled oscillator) 7. The detected phase error is averaged by an LPF (low-pass filter) 6, and this LPF 6 is averaged.
The control voltage of the VCO 7 is set based on the output from the. In this way, the control voltage of the VCO 7 (oscillation frequency of the VCO 7) can be feedback-controlled so that the phase error output from the phase comparator 5 is always zero. As a result, the VCO 7 can output a clock signal synchronized with the reproduction signal. PLL like this
By using the circuit, a clock signal synchronized with the reproduction signal can be stably extracted even when the disc has an eccentricity, for example.
【0005】再生クロック信号は、記録符号(ディジタ
ル情報)が1か0かを判断するために用いられる。より
具体的には、再生クロック信号によって規定される窓幅
(ウィンドウ幅)内にコンパレータ4の検出パルス(す
なわち、コンパレータ4から出力される2値化信号にお
けるしきい値を超える信号部分)が存在するか否かを検
出することによってディジタル情報を再生することがで
きる。The reproduction clock signal is used to judge whether the recording code (digital information) is 1 or 0. More specifically, the detection pulse of the comparator 4 (that is, the signal portion exceeding the threshold value in the binarized signal output from the comparator 4) exists within the window width (window width) defined by the reproduction clock signal. The digital information can be reproduced by detecting whether or not to do so.
【0006】ただし、再生信号の符号間干渉や記録マー
クの歪あるいは回路ノイズやPLL回路の制御残差等に
よって、コンパレータ4から出力される検出パルスが再
生クロックのウィンドウ幅を外れてしまい、それによっ
て誤りが発生する場合がある。このようなコンパレータ
4の検出パルスと再生クロックとの間の時間のずれは
「ジッタ」と呼ばれている。However, the detection pulse output from the comparator 4 deviates from the window width of the reproduction clock due to the inter-code interference of the reproduction signal, the distortion of the recording mark, the circuit noise, the control residual of the PLL circuit, etc. Errors may occur. Such a time difference between the detection pulse of the comparator 4 and the reproduction clock is called "jitter".
【0007】上述のようにしてディジタル情報を再生す
る場合、ジッタの分布を求めることで再生信号品質(誤
り率)を検出することができる。このジッタの分布は、
平均値が0の正規分布をなすと仮定することができ、こ
の場合に、誤り率Pj(σ/Tw)は、ジッタ分布の標準偏差
σを用いて以下の式(1)および(2)で表される。When the digital information is reproduced as described above, the reproduced signal quality (error rate) can be detected by obtaining the jitter distribution. The distribution of this jitter is
It can be assumed that the average value has a normal distribution of 0. In this case, the error rate Pj (σ / Tw) is calculated by the following equations (1) and (2) using the standard deviation σ of the jitter distribution. expressed.
【0008】[0008]
【数1】 [Equation 1]
【0009】[0009]
【数2】 [Equation 2]
【0010】ここで、σは正規分布と仮定したジッタの
分布の標準偏差であり、Twはウィンドウ幅である。Here, σ is the standard deviation of the jitter distribution assumed to be a normal distribution, and Tw is the window width.
【0011】図2に示すグラフから、ジッタの標準偏差
の増加にしたがって誤り率(ビットエラーレートBE
R)が増加することがわかる。再生信号のジッタは、T
IA(タイム・インターバル・アナライザ)を用いて実際
に測定することができる。このため、現実的に誤りが発
生しない場合であっても、信号の品質をジッタの標準偏
差σ/Twで評価することができ、これにより誤りの発
生しやすさを予想することができる。このようにしてジ
ッタの標準偏差を測定すれば、例えばドライブの性能、
記録媒体の性能、光学ヘッドなどの性能を確認および検
査することができる。また、ジッタの標準偏差が低下す
るように等化器のパラメータなどを調節することで、よ
り安定した再生動作を行なうことが可能である。From the graph shown in FIG. 2, as the jitter standard deviation increases, the error rate (bit error rate BE
It can be seen that R) increases. The jitter of the reproduced signal is T
It can be actually measured using an IA (Time Interval Analyzer). Therefore, even if an error does not actually occur, the signal quality can be evaluated by the standard deviation σ / Tw of the jitter, and thus the easiness of error occurrence can be predicted. If the standard deviation of the jitter is measured in this way, for example, the performance of the drive,
It is possible to confirm and inspect the performance of the recording medium, the performance of the optical head and the like. Further, by adjusting the parameters of the equalizer so that the standard deviation of the jitter decreases, more stable reproducing operation can be performed.
【0012】[0012]
【発明が解決しようとする課題】一方、上述のようにコ
ンパレータ4から出力される2値化信号から直接的にデ
ィジタル情報を再生する方法とは異なり、最尤復号方式
によってディジタル情報を再生する方法が知られてい
る。この最尤復号方式としては、例えばPRML(Part
ial Response Maximum Likelihood)方式が知られてい
る。PRML方式では、記録密度が高い場合において符
号間干渉が起こることを考慮した上でデータの記録およ
び再生が行なわれている。より具体的には、記録媒体か
ら再生された信号は、波形等化器やデジタルフィルタな
どを用いて所定の周波数特性を持つようにパーシャルレ
スポンス等化された後、ビタビ復号などを用いて最尤な
(最も確からしい)2値化データに復号される。PRM
L方式では、S/N(信号対雑音)の低い再生信号や、
符号間干渉の影響が比較的大きい再生信号からであって
も、誤り率の低いデータを復号することが可能である。On the other hand, unlike the method of directly reproducing the digital information from the binarized signal output from the comparator 4 as described above, the method of reproducing the digital information by the maximum likelihood decoding method. It has been known. As the maximum likelihood decoding method, for example, PRML (Part
ial Response Maximum Likelihood) method is known. In the PRML system, data recording and reproduction are performed in consideration of the occurrence of intersymbol interference when the recording density is high. More specifically, the signal reproduced from the recording medium is subjected to partial response equalization so as to have a predetermined frequency characteristic using a waveform equalizer or a digital filter, and then the maximum likelihood using Viterbi decoding or the like. It is decoded into binary data (most likely). PRM
In the L system, a reproduction signal with low S / N (signal to noise),
It is possible to decode data with a low error rate even from a reproduced signal that is relatively affected by intersymbol interference.
【0013】このような最尤復号方式では、再生信号に
基づいて、最も確からしい状態遷移列を選択することに
よって復号が行なわれる。一般に、時刻kまでの、状態
Sn(nは状態数)に至る状態遷移の確からしさを表す量は
式(3)で定義される。In such a maximum likelihood decoding system, decoding is performed by selecting the most probable state transition sequence based on the reproduced signal. State, generally up to time k
The quantity that represents the likelihood of state transition up to Sn (n is the number of states) is defined by equation (3).
【0014】[0014]
【数3】 [Equation 3]
【0015】ここでyiは時刻iにおける再生信号(デジ
タルサンプルデータ)の値、levelvは期待される理想的
な再生信号の値である。Here, y i is the value of the reproduced signal (digital sample data) at time i, and level v is the expected value of the ideal reproduced signal.
【0016】最尤復号回路では、上記の式(3)で求め
られる確からしさを表す量が最小となるような状態遷移
列が選択される。最尤復号方式を用いる場合、上述の時
刻kごとに検出パルスがウィンドウ幅に入っているか否
かで"1"と"0"とを判別する方法とは異なり、時刻kご
とに再生クロックでサンプリングされたデータykを用い
てユークリッド距離(yk-levelv)2を求めており、このユ
ークリッド距離に基づいて復号が行なわれる。このた
め、最尤復号方式での復号結果は、過去のサンプリング
された再生信号のサンプル値ykにも影響されることにな
る。In the maximum likelihood decoding circuit, the state transition sequence is selected so that the quantity representing the certainty obtained by the above equation (3) is minimized. When the maximum likelihood decoding method is used, unlike the above-described method of discriminating between "1" and "0" depending on whether or not the detection pulse is within the window width at each time k, sampling is performed at the reproduction clock at each time k. Euclidean distance (y k -level v ) 2 is obtained using the obtained data y k , and decoding is performed based on this Euclidean distance. Therefore, the decoding result in the maximum likelihood decoding method is also influenced by the sample value y k of the past sampled reproduced signal.
【0017】このような最尤復号方式を用いる場合、ジ
ッタの標準偏差σが同じ値の再生信号であっても、誤り
が発生する場合と発生しない場合とがある。このため、
再生信号のジッタの標準偏差σを用いて、最尤復号によ
って得られる2値化結果の誤り率を予想することは困難
である。従って、最尤復号方式により適した誤り率の予
測方法(信号品質評価方法)を用いる必要がある。When such a maximum likelihood decoding method is used, there are cases where an error occurs and cases where no error occurs even if the reproduced signal has the same standard deviation σ of jitter. For this reason,
It is difficult to predict the error rate of the binarized result obtained by maximum likelihood decoding using the standard deviation σ of the jitter of the reproduced signal. Therefore, it is necessary to use an error rate prediction method (signal quality evaluation method) more suitable for the maximum likelihood decoding method.
【0018】最尤復号方式で再生された信号の品質を評
価する方法は、例えば特開平10−21651号公報に
記載されている。この公報に記載の装置では、ユークリ
ッド距離が最小となる2つのパス(状態遷移列)の尤度
の差を求め、この差を統計処理することによって信号品
質を評価している。A method for evaluating the quality of a signal reproduced by the maximum likelihood decoding method is described in, for example, Japanese Patent Laid-Open No. 10-21651. In the device described in this publication, the difference in likelihood between two paths (state transition sequences) that minimizes the Euclidean distance is obtained, and the signal quality is evaluated by statistically processing this difference.
【0019】より具体的には、時刻kにおいて同一の状
態を取る2つのパスの尤度の差を求めるために、時刻k
−1において異なる2つの状態(各パスにおける時刻k
−1での状態)のそれぞれにおける既に最尤と判断され
たパス(生き残りパス)のブランチメトリックの累積値
が用いられている。しかしながら、時刻k−1でのブラ
ンチメトリックの累積値を用いる場合、時刻k−1以前
のパスとして、実際に尤度を調べたいパスとは異なるパ
スを誤って選択している場合などにおいて、所望でない
ブランチメトリックの累積値を用いてしまう可能性があ
った。上記公報には、ユークリッド距離が最小となる2
つのパスを選択して、これらの尤度の差を求めることは
記載されているものの、その2つのパスについての実際
に求めたい尤度の計算をより確実に行なうための方法に
ついては特に記載されていない。More specifically, in order to obtain the difference in likelihood between two paths having the same state at time k, time k
-1 in two different states (time k in each path
The accumulated value of the branch metrics of the path (surviving path) that has already been determined to be the maximum likelihood in each of the (-1 state) is used. However, when the cumulative value of the branch metric at the time k−1 is used, it may be desired when a path different from the path whose actual likelihood is to be checked is erroneously selected as the path before the time k−1. There was a possibility of using the cumulative value of the branch metric that is not. In the above publication, the minimum Euclidean distance is 2
Although it is described that one path is selected and the difference between these likelihoods is calculated, a method for more reliably calculating the likelihood to be actually calculated for the two paths is specifically described. Not not.
【0020】本発明は、上記課題を鑑みてなされたもの
であり、その目的とするところは、最尤復号による2値
化結果の誤り率との相関のある指標を用いた再生信号品
質の評価方法および評価装置を提供することにある。The present invention has been made in view of the above problems, and an object thereof is to evaluate reproduced signal quality using an index having a correlation with an error rate of a binarization result by maximum likelihood decoding. A method and an evaluation device are provided.
【0021】[0021]
【課題を解決するための手段】本発明の再生信号品質評
価方法は、時刻k−j(kは3以上の整数、jは2以上
の整数)における第1状態Sk-jから時刻kにおける第
2状態Skへと遷移するn(nは2以上の整数)通りの
状態遷移列のうちから最も確からしい状態遷移列を選択
する最尤復号方式によって再生信号の復号を行なう場合
における、前記復号された信号の品質評価方法であっ
て、前記時刻k−jから時刻kまでの所定の期間jにお
ける前記n通りの状態遷移列を規定する前記第1状態S
k-jと前記第2状態Skとの所定の組み合わせを検出する
工程と、前記検出された前記所定の組み合わせによって
規定される前記n通りの状態遷移列のうちの最も確から
しい第1の状態遷移列の前記所定の期間jにおける状態
遷移の確からしさを表す指標をPaとし、2番目に確か
らしい第2の状態遷移列の前記所定の期間jにおける状
態遷移の確からしさを示す指標をPbとするとき、|P
a−Pb|を用いて前記時刻k−jから時刻kまでの復
号結果の信頼性を判断する工程とを包含する。According to the reproduced signal quality evaluation method of the present invention, from the first state S kj at the time k-j (k is an integer of 3 or more and j is an integer of 2 or more) to the second state at the time k. In the case where the reproduction signal is decoded by the maximum likelihood decoding method that selects the most probable state transition sequence from the n (n is an integer of 2 or more) state transition sequences that transit to the state S k , the decoding is performed. And a first state S that defines the n number of state transition sequences in a predetermined period j from the time k-j to the time k.
a step of detecting a predetermined combination of kj and the second state S k, and a most probable first state transition sequence of the n types of state transition sequences defined by the detected predetermined combination. When Pa is an index indicating the likelihood of the state transition in the predetermined period j, and Pb is an index indicating the likelihood of the state transition of the second most likely second state transition sequence in the predetermined period j. , | P
a-Pb | is used to judge the reliability of the decoding result from the time kj to the time k.
【0022】ある好ましい実施形態において、前記Pa
は、前記所定の期間jにおける前記第1の状態遷移列が
示す期待値と実際のサンプル値との差に基づいて規定さ
れ、前記Pbは、前記所定の期間jにおける前記第2の
状態遷移列が示す期待値と前記実際のサンプル値との差
に基づいて規定される。In a preferred embodiment, the Pa
Is defined based on a difference between an expected value and an actual sample value indicated by the first state transition sequence in the predetermined period j, and Pb is the second state transition sequence in the predetermined period j. Is defined based on the difference between the expected value and the actual sample value.
【0023】ある好ましい実施形態において、前記Pa
は、前記所定の期間jにおける、前記第1の状態遷移列
が示す時刻k−jから時刻kまでの期待値lk-j,・・
・,lk-1,lkと前記実際のサンプル値yk-j,・・
・,yk-1,ykとの差の2乗の累積値に対応し、前記P
bは、前記第2の状態遷移列が示す時刻k−jから時刻
kまでの期待値mk-j,・・・,mk-1,mkと前記実際
のサンプル値yk-j,・・・,yk-1,ykとの差の2乗
の累積値に対応する。In a preferred embodiment, the Pa
Is an expected value l kj from time k−j to time k indicated by the first state transition sequence in the predetermined period j.
.., l k-1 , l k and the actual sample value y kj ,.
., Y k−1 , y k corresponding to the cumulative value of the square of the difference,
b is the expected value m kj , ..., M k-1 , m k from time k−j to time k indicated by the second state transition sequence and the actual sample value y kj ,. This corresponds to the cumulative value of the square of the difference between y k−1 and y k .
【0024】ある好ましい実施形態において、n=2で
ある。In a preferred embodiment, n = 2.
【0025】ある好ましい実施形態において、前記第1
の状態遷移列と前記第2の状態遷移列とのユークリッド
距離は最小値を有する。In a preferred embodiment, the first
The Euclidean distance between the second state transition sequence and the second state transition sequence has a minimum value.
【0026】ある好ましい実施形態において、前記|P
a−Pb|を複数回測定することによって、前記復号結
果の信頼性のバラツキを判断する工程をさらに包含す
る。In a preferred embodiment, the | P
The method further includes determining a variation in reliability of the decoding result by measuring a-Pb | a plurality of times.
【0027】ある好ましい実施形態において、前記信頼
性のバラツキは、前記|Pa−Pb|の分布の標準偏差
を用いて示される。In a preferred embodiment, the variation in reliability is indicated by using the standard deviation of the distribution of | Pa-Pb |.
【0028】ある好ましい実施形態において、前記信頼
性のバラツキは、前記|Pa−Pb|の標準偏差と前記
|Pa−Pb|の分布の平均値とを用いて示される。In a preferred embodiment, the variation in reliability is shown by using the standard deviation of | Pa-Pb | and the average value of the distribution of | Pa-Pb |.
【0029】ある好ましい実施形態において、前記|P
a−Pb|が所定の値を超える頻度を検出することによ
って前記復号結果の信頼性のバラツキを判断する。In a preferred embodiment, the | P
The variation in reliability of the decoding result is determined by detecting the frequency at which a-Pb | exceeds a predetermined value.
【0030】ある好ましい実施形態において、記録符号
の最小極性反転間隔が2であり、かつ、PR(C0,C
1,C0)等化された再生信号を復号することを特徴と
する。In a preferred embodiment, the minimum polarity inversion interval of the recording code is 2 and PR (C0, C
(1, C0) equalized reproduction signal is decoded.
【0031】ある好ましい実施形態において、記録符号
の最小極性反転間隔が2であり、かつ、PR(C0,C
1,C1,C0)等化された再生信号を復号することを
特徴とする。In a preferred embodiment, the minimum polarity reversal interval of the recording code is 2, and PR (C0, C
(1, C1, C0) equalized reproduction signal is decoded.
【0032】ある好ましい実施形態において、記録符号
の最小極性反転間隔が2であり、かつ、PR(C0,C
1,C2,C1,C0)等化された再生信号を復号する
ことを特徴とする。In a preferred embodiment, the minimum polarity inversion interval of the recording code is 2 and PR (C0, C
1, C2, C1, C0) equalized reproduction signal is decoded.
【0033】ある好ましい実施形態において、前記|P
a−Pb|を計算するとき、前記実際のサンプル値の2
乗の計算を行なわないことを特徴とする。In a preferred embodiment, the | P
When calculating a-Pb |
The feature is that the calculation of the power is not performed.
【0034】本発明による情報再生装置は、再生信号の
振幅値を調整するゲインコントローラと、所定の等化特
性となるように前記再生信号を波形整形する波形等化器
と、前記再生信号と同期がとられた再生クロックを生成
する再生クロック生成回路と、前記再生信号を前記再生
クロックでサンプリングを行なうことによってサンプリ
ングデータを生成し、前記サンプリングデータを出力す
るA/D変換器と、前記サンプリングデータから最も確
からしいディジタル情報を復号する最尤検出器と、前記
最尤検出器において最も確からしいと判断された第1の
状態遷移列の所定の期間における状態遷移の確からしさ
を表す指標をPaとし、2番目に確からしい第2の状態
遷移列の前記所定の期間における状態遷移の確からしさ
を示す指標をPbとするとき、|Pa−Pb|を算出す
る差分メトリック演算器とを備える。An information reproducing apparatus according to the present invention comprises a gain controller for adjusting an amplitude value of a reproduced signal, a waveform equalizer for shaping the reproduced signal so as to have a predetermined equalizing characteristic, and a synchronous signal for synchronizing the reproduced signal. A regenerated clock generating circuit for generating the regenerated clock, an A / D converter for generating sampling data by sampling the regenerated signal with the regenerated clock, and outputting the sampling data; and the sampling data. The maximum likelihood detector that decodes the most probable digital information from the maximum likelihood detector and the index indicating the likelihood of the state transition in the predetermined period of the first state transition sequence determined to be the most probable by the maximum likelihood detector are Pa. The index indicating the probability of the state transition of the second most likely second state transition sequence in the predetermined period is Pb. To time, | and a difference metric calculator for calculating a | Pa-Pb.
【0035】ある好ましい実施形態において、前記波形
等化器とは異なる所定の等化特性となるように波形整形
を行なう追加の波形等化器を更に備え、前記再生クロッ
クは、前記追加の波形等化器によって波形整形された再
生信号から生成される。In a preferred embodiment, an additional waveform equalizer for performing waveform shaping so as to have a predetermined equalization characteristic different from that of the waveform equalizer is further provided, and the reproduction clock is the additional waveform or the like. It is generated from the reproduced signal whose waveform is shaped by the digitizer.
【0036】[0036]
【発明の実施の形態】以下、本発明による再生信号品質
評価方法および情報再生装置の実施の形態を説明する。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Embodiments of a reproduced signal quality evaluation method and an information reproducing apparatus according to the present invention will be described below.
【0037】以下、本発明の実施形態にかかる再生信号
品質の評価方法について説明する。以下に説明する形態
において、記録符号としては、(1,7)RLL変調方
式などに従って規定された最小極性反転間隔が2の符号
が用いられる。すなわち、記録符号は0または1が必ず
2以上連続する。また、記録系の周波数特性と再生系の
周波数特性とが、全体としてPR(1,2,2,1)等
化特性を示すように設定されているPRML方式を利用
して復号を行う。以下、より具体的な復号手順について
説明する。The method for evaluating the quality of the reproduced signal according to the embodiment of the present invention will be described below. In the embodiment described below, as the recording code, a code having a minimum polarity reversal interval of 2 defined according to the (1,7) RLL modulation method or the like is used. That is, two or more 0s or 1s always occur in the recording code. Further, decoding is performed using the PRML method in which the frequency characteristics of the recording system and the frequency characteristics of the reproducing system are set so as to show the PR (1,2,2,1) equalization characteristics as a whole. Hereinafter, a more specific decoding procedure will be described.
【0038】記録符号(0または1のいずれか)を以下
のように表記する。The recording code (either 0 or 1) is expressed as follows.
【0039】 現在の記録符号 :bk 1時刻前の記録符号:bk-1 2時刻前の記録符号:bk-2 3時刻前の記録符号:bk-3 Current record code: b k Record code before 1 time: b k-1 Record code before 2 time: b k-2 Record code before 3 time: b k-3
【0040】PR(1,2,2,1)等化されている場
合の再生信号の理想的な値をLevelvとすると、L
evelvは以下の式(4)で表される。Let Level v be the ideal value of the reproduced signal in the case of PR (1, 2, 2, 1) equalization.
evel v is expressed by the following equation (4).
【0041】 Levelv=bk-3+2bk-2+2bk-1+bk …(4)Level v = b k-3 + 2b k-2 + 2b k-1 + b k (4)
【0042】ここでkは時刻を表す整数、vは0〜6ま
での整数である。PR(1,2,2,1)等化の場合、
記録符号の組み合わせに応じて、理想的なサンプル値
(期待値)が0〜6までの7通りの値(Levelv)
を取り得る。Here, k is an integer representing time, and v is an integer from 0 to 6. In case of PR (1, 2, 2, 1) equalization,
The ideal sample value (expected value) has seven values from 0 to 6 according to the combination of recording codes (Level v )
Can be taken.
【0043】次に、記録符号の状態の遷移について説明
する。時刻kでの状態をS(bk-2,bk-1,bk)とし、時刻k−
1での状態をS(b k-3,b k-2,b k-1)とする。時刻k−1
での状態と時刻kでの状態との組み合わせを考えると、
以下の表1に示すような状態遷移表が得られる。上述の
ように、0と1との最小反転間隔が2である変調方式が
採用されているため、記録符号が取り得る状態遷移は以
下の10通りに限定される。Next, the state transition of the recording code will be described. Let S (b k-2 , b k-1 , b k ) be the state at time k, and
The state at 1 is S (b k-3 , b k-2 , b k-1 ). Time k-1
Considering the combination of the state at and the state at time k,
A state transition table as shown in Table 1 below is obtained. As described above, since the modulation method in which the minimum inversion interval between 0 and 1 is 2 is adopted, the state transitions that the recording code can take are limited to the following 10 types.
【0044】[0044]
【表1】 [Table 1]
【0045】簡単のために、時刻kでの状態S(0,0,0)kを
S0k、状態S(0,0,1)kをS1k、状態S(0,1,1)kをS2k、状態S
(1,1,1)kをS3k、状態S(1,1,0)kをS4k、状態S(1,0,0)kを
S5kというように表記する。時刻k−1から時刻kまで
の期間(再生クロックの1周期Tに対応する時間)に生
じ得る状態遷移は図3に示す状態遷移図で表され、ま
た、これを時間軸に関して展開すると図4に示すトレリ
ス図が得られる。For simplicity, the state S (0,0,0) k at time k is
S0 k , state S (0,0,1) k is S1 k , state S (0,1,1) k is S2 k , state S
(1,1,1) k is S3 k , state S (1,1,0) k is S4 k , state S (1,0,0) k is
Notation to and so on S5 k. State transitions that can occur during the period from time k−1 to time k (the time corresponding to one cycle T of the recovered clock) are shown in the state transition diagram shown in FIG. The trellis diagram shown in is obtained.
【0046】ここで、時刻kでの状態S0kと時刻k-5での
状態S0k-5とに注目する。図5は、状態S0kと状態S0k-5
との間で取り得る2つの状態遷移列を示している。取り
得る状態遷移列の一方をパスAとすると、パスAは状態
S0k-5、S0k-4、S0k-3、S0k-2、S0k-1、S0kを遷移し、他
方の状態遷移列をパスBとするとパスBは状態S0k-5、S
1k-4、S2k-3、S4k-2、S5k-1、S0kを遷移する。なお、図
4および図5では、状態遷移ごとに(記録符号/Lev
elv)が示されているが、Levelvは−3〜3ま
での7つの値を取るものとして示しており、−3〜3の
それぞれが上記のLevelvの0〜6のそれぞれに対
応している。[0046] Here, attention is paid to the state S0 k-5 in the state S0 k and time k-5 at time k. FIG. 5 shows the states S0 k and S0 k-5.
It shows two possible state transition sequences between and. If one of the possible state transition sequences is path A, path A
If S0 k-5 , S0 k-4 , S0 k-3 , S0 k-2 , S0 k-1 , and S0 k are transited, and the other state transition sequence is path B, then path B is in state S0 k-5 , S
It transits 1 k-4 , S2 k-3 , S4 k-2 , S5 k-1 , and S0 k . In addition, in FIG. 4 and FIG. 5, (recording code / Lev
elv) is shown, Levelv is shown as taking seven values from -3 to 3, and each of -3 to 3 corresponds to each of Levels 0 to 6 of the above.
【0047】このように、時刻k−5での状態がS0k-5
であり、かつ、時刻kでの状態がS0kであるような場合
には、上述のパスAまたはパスBのいずれかを遷移する
ものと推定される。すなわち、時刻k−7から時刻kま
での復号データ(Ck-7, Ck-6, C k-5, Ck-4, Ck-3, Ck-2,
Ck-1, Ck)=(0,0,0,x,x,0,0,0)となる復号結果(xは0ま
たは1の値)が得られた場合には、パスAまたはパスB
の状態遷移が最も確からしいと推定されたこととなる。Thus, the state at time k-5 is S0.k-5
And the state at time k is S0kIf
Transition to either path A or path B described above.
It is estimated that That is, from time k-7 to time k.
Decrypted data at (Ck-7, Ck-6, C k-5, Ck-4, Ck-3, Ck-2,
Ck-1, Ck) = (0,0,0, x, x, 0,0,0), where x is 0 or
Or a value of 1) is obtained, path A or path B
It is assumed that the state transition of is most likely.
【0048】このようにして時刻kでの状態S0kと時刻k
-5での状態S0k-5とが検出された場合(すなわち、(0,0,
0,x,x,0,0,0)となる復号結果が得られた場合)、パスA
とパスBとのいずれがより確からしいかが判断される。
この判断は、パスAが示す理想的なサンプル値(期待
値)と実際のサンプル値とのずれの大きさと、パスBが
示す理想的なサンプル値(期待値)と実際のサンプル値
とのずれの大きさとを比較することによって行なうこと
ができる。より具体的には、パスAとパスBのそれぞれ
が示す時刻k−4から時刻kまでの期待値(Level
v)のそれぞれと、再生信号yk-4からykまでの実際の値
のそれぞれとの差の2乗の累積結果に基づいて、パスA
またはパスBのいずれの状態遷移列がより確からしいか
を判断することができる。In this way, the state S0 k at time k and the time k
If the state S0 k-5 at -5 is detected (ie (0,0,
0, x, x, 0,0,0) when the decoding result is obtained), pass A
It is determined which of the two is more likely, that is, the pass B or the pass B.
This judgment is based on the magnitude of the deviation between the ideal sample value (expected value) indicated by the path A and the actual sample value, and the deviation between the ideal sample value (expected value) indicated by the path B and the actual sample value. Can be done by comparing with the size of. More specifically, the expected value (Level) from time k-4 to time k indicated by path A and path B, respectively.
v ) and the respective actual values of the reproduced signals y k-4 to y k based on the cumulative result of the square of the difference.
Alternatively, it can be determined which state transition sequence of the path B is more likely.
【0049】ここで、パスAが示す時刻k−4から時刻
kまでの期待値lk-4,lk-3,lk- 2,lk-1,lk(す
なわち、0,0,0,0,0)のそれぞれと再生信号y
k-4からykまでの値との差の2乗の累積値をPaとし、
パスBの時刻k−4から時刻kまでの期待値mk-4,m
k-3,mk-2,mk-1,mk(すなわち、1,3,4,3,
1)と再生信号yk-4からykまでの値との差の2乗の累
積値をPbとすると、累積値Paは以下の式(5)で表
され、累積値Pbは以下の式(6)で表される。[0049] Here, the expected value l k-4 from time k-4 showing the path A to the time k, l k-3, l k- 2, l k-1, l k ( i.e., 0,0, 0,0,0) and the reproduction signal y
Let Pa be the cumulative value of the square of the difference from the value from k-4 to y k ,
Expected values m k-4 , m from time k-4 to time k of path B
k-3 , m k-2 , m k-1 , m k (that is, 1 , 3 , 4 , 3 ,
When the cumulative value of the square of the difference between 1) and the values of the reproduced signals y k-4 to y k is Pb, the cumulative value Pa is represented by the following equation (5), and the cumulative value Pb is the following equation. It is represented by (6).
【0050】 Pa=(yk-4-0)2+(yk-3-0)2+(yk-2-0)2+(yk-1-0)2+(yk-0)2 …(5)Pa = (y k-4 -0) 2 + (y k-3 -0) 2 + (y k-2 -0) 2 + (y k-1 -0) 2 + (y k -0 ) 2 … (5)
【0051】 Pb=(yk-4-1)2+(yk-3-3)2+(yk-2-4)2+(yk-1-3)2+(yk-1)2 …(6)Pb = (y k-4 -1) 2 + (y k-3 -3) 2 + (y k-2 -4) 2 + (y k-1 -3) 2 + (y k -1 ) 2 … (6)
【0052】このようにして求められる累積値Paは、時
刻k−5から時刻kまでの所定の期間におけるパスAの
遷移の確からしさを示す指標であり、Paの値が小さいほ
どパスAが確からしいことになる。また、累積値Pb
は、時刻k−5から時刻kまでの所定の期間における、
パスBの遷移の確からしさを示す指標であり、Pbの値
が小さいほどパスBが確からしいことになる。Paまた
はPbの値が0である場合にはパスAまたはパスBの確
からしさが最大となる。The cumulative value Pa thus obtained is an index showing the certainty of the transition of the path A in the predetermined period from time k-5 to time k, and the smaller the value of Pa, the more reliable the path A is. It will be unique. Also, the cumulative value Pb
Is in a predetermined period from time k-5 to time k,
It is an index indicating the probability of transition of the path B, and the smaller the value of Pb, the more likely the path B is. When the value of Pa or Pb is 0, the probability of path A or path B is maximum.
【0053】次に、PaとPbとの差Pa−Pbの意味
について説明する。最尤復号回路はPa<<Pbであれ
ば、パスAを自信を持って選択し、Pa>>Pbであれ
ばパスBを自信を持って選択することになる。ただし、
Pa=PbであればパスA、パスBのいずれを選択して
もおかしくなく、復号結果が正しいかどうかは5分5分
であるといえる。従って、Pa−Pbの値は、復号結果
の信頼性を判断するために用いられ得る。すなわち、P
a−Pbの絶対値が大きいほど復号結果の信頼性は高
く、Pa−Pbの絶対値が0に近いほど復号結果の信頼
性は低いことになる。Next, the meaning of the difference Pa-Pb between Pa and Pb will be described. If Pa << Pb, the maximum likelihood decoding circuit will select the path A with confidence, and if Pa >> Pb, it will select the path B with confidence. However,
If Pa = Pb, it does not matter whether path A or path B is selected, and it can be said that it is 5 minutes and 5 minutes whether the decoding result is correct. Therefore, the value of Pa-Pb can be used to judge the reliability of the decoding result. That is, P
The larger the absolute value of a-Pb, the higher the reliability of the decoding result, and the closer the absolute value of Pa-Pb is to 0, the lower the reliability of the decoding result.
【0054】この復号結果の信頼性を示す指標Pa−P
bは再生信号の品質を評価するために用いられる。この
ために、例えば、復号結果に基づいて所定の時間あるい
は所定の回数Pa−Pbを求めることによりPa−Pb
の分布を得る。Pa−Pbの分布の模式図を図6に示
す。図6(a)は再生信号にノイズが重畳された場合の
Pa−Pbの分布を示している。この分布には2つのピ
ークがあり、1つはPa=0となるときに頻度が極大と
なり、もう1つはPb=0となるときに頻度が極大とな
る。Pa=0となるときのPa−Pbの値を−Pst
d、Pb=0となるときのPa−Pbの値をPstdと
表すことにする。Pa−Pbの絶対値をとり、|Pa−
Pb|−Pstdを求めると図6(b)に示すような分
布が得られる。Index Pa-P indicating the reliability of this decryption result
b is used to evaluate the quality of the reproduced signal. For this purpose, for example, Pa-Pb is obtained by obtaining Pa-Pb for a predetermined time or a predetermined number of times based on the decoding result.
Get the distribution of. A schematic diagram of the distribution of Pa-Pb is shown in FIG. FIG. 6A shows the distribution of Pa-Pb when noise is superimposed on the reproduced signal. This distribution has two peaks, one having a maximum frequency when Pa = 0 and the other having a maximum frequency when Pb = 0. The value of Pa-Pb when Pa = 0 is -Pst
The value of Pa-Pb when d and Pb = 0 is represented as Pstd. Take the absolute value of Pa-Pb and calculate | Pa-
When Pb | -Pstd is obtained, a distribution as shown in FIG. 6 (b) is obtained.
【0055】この分布を正規分布であると仮定して、分
布の標準偏差σと平均値Paveを求める。この分布の
標準偏差σと平均値Paveとは、ビット誤り率を予測
するために用いられ得る。例えば、|Pa−Pb|の分
布を示すものとして推定される分布曲線がなだらかであ
り、この分布曲線が、|Pa−Pb|の値が0以下を取
り得るような関数によって規定されるとき(すなわち、
|Pa−Pb|が0を取る頻度が0ではないとき)に、
|Pa−Pb|の値が0以下となる確率に応じた頻度で
復号の誤りが発生するとみなした場合、標準偏差σと平
均値Paveとを用いて、誤り確率P(σ,Pave)
は以下の式(7)によって規定することができる。Assuming that this distribution is a normal distribution, the standard deviation σ of the distribution and the average value Pave are obtained. The standard deviation σ of this distribution and the average value Pave can be used to predict the bit error rate. For example, when the distribution curve estimated as showing the distribution of | Pa-Pb | is gentle and the distribution curve is defined by a function such that the value of | Pa-Pb | can be 0 or less ( That is,
(When the frequency at which | Pa−Pb | takes 0 is not 0),
When it is considered that a decoding error occurs at a frequency according to the probability that the value of | Pa−Pb | becomes 0 or less, the error probability P (σ, Pave) is calculated using the standard deviation σ and the average value Pave.
Can be defined by the following equation (7).
【0056】 P(σ,Pave)=erfc(Pstd+Pave /σ) …(7)[0056] P (σ, Pave) = erfc (Pstd + Pave / σ)… (7)
【0057】このように、Pa−Pbの分布から求めた
平均値Paveと標準偏差σとを用いれば、最尤復号方
式による2値化結果の誤り率を予想することができる。
つまり平均値Paveと標準偏差σとを再生信号品質の
指標として用いることが可能である。なお、上記の例で
は|Pa−Pb|の分布が正規分布であることを仮定し
ているが、|Pa−Pb|の分布が正規分布であると見
なすことが困難である場合には、上述のような平均値P
aveと標準偏差σとを求める代わりに、|Pa−Pb
|の値が所定の基準値以下になる回数をカウントするよ
うにしてもよい。こうして得られたカウント数は、|P
a−Pb|のバラツキの程度を示す指標となり得る。As described above, by using the average value Pave and the standard deviation σ obtained from the distribution of Pa-Pb, the error rate of the binarization result by the maximum likelihood decoding method can be predicted.
That is, it is possible to use the average value Pave and the standard deviation σ as an index of reproduced signal quality. In the above example, it is assumed that the distribution of | Pa−Pb | is a normal distribution. However, if it is difficult to consider that the distribution of | Pa−Pb | is a normal distribution, the above is described. Average value P such as
ave and standard deviation σ, instead of | Pa−Pb
The number of times the value of | becomes equal to or less than the predetermined reference value may be counted. The number of counts thus obtained is | P
It can be an index showing the degree of variation of a-Pb |.
【0058】以上に説明したように、本実施形態によれ
ば、所定の期間において所定の第1の状態(例えばS
0)から所定の第2の状態(例えばS0)へと状態遷移
が生じる場合に、取り得る2つのパスについての上記所
定の期間における確からしさの差の絶対値|Pa−Pb
|を計算することによって復号の信頼性を判断すること
ができる。さらに、|Pa−Pb|を複数回測定して復
号の信頼性|Pa−Pb|のバラツキ程度(分布)を得
ることによって、再生信号の品質の評価(ビット誤り率
の予測)を行なうことができる。As described above, according to this embodiment, a predetermined first state (for example, S
0) to a predetermined second state (e.g., S0), the absolute value of the difference in certainty | Pa-Pb between the two possible paths in the above-described predetermined period.
The reliability of decoding can be determined by calculating |. Furthermore, by measuring | Pa-Pb | multiple times to obtain the degree of dispersion (distribution) of the decoding reliability | Pa-Pb |, it is possible to evaluate the quality of the reproduced signal (predict the bit error rate). it can.
【0059】なお、このような方法によって信号品質の
評価を行なう場合、最も誤りが生じやすい2つのパス
(すなわち、2つのパス間のユークリッド距離が最小と
なるもの)を取り得る状態遷移の組み合わせを選択し、
このような2つのパスの確からしさの差の絶対値|Pa
−Pb|を用いて信号品質を評価すればよい。以下、こ
の点について詳細に説明する。When the signal quality is evaluated by such a method, a combination of state transitions that can take two paths in which an error is most likely to occur (that is, one having a minimum Euclidean distance between the two paths) is used. Selected,
Absolute value of the difference between the probabilities of such two paths | Pa
The signal quality may be evaluated using -Pb |. Hereinafter, this point will be described in detail.
【0060】上述のように最小極性反転間隔が2である
とともに、PR(1,2,2,1)等化を用いた状態遷
移則に従う再生信号を復号する場合、2つのパスを取り
得る状態遷移は、時刻k−5から時刻kの範囲では、上
述のS0k-5からS0kへの遷移の他に15通りある。下
記の表2に、その状態遷移(時刻k−5での状態と時刻
kでの状態との組み合わせ)と、それぞれの状態遷移に
おいてPa−Pbが取り得る値(Pstd)とを示す。As described above, when the minimum polarity reversal interval is 2, and when a reproduced signal according to the state transition rule using PR (1,2,2,1) equalization is decoded, two paths can be taken. In the range from time k-5 to time k, there are 15 transitions in addition to the above-described transition from S0 k -5 to S0 k . Table 2 below shows the state transition (combination of the state at time k-5 and the state at time k) and the value (Pstd) that can be taken by Pa-Pb in each state transition.
【0061】[0061]
【表2】 [Table 2]
【0062】上記の16通りの復号結果の信頼性Pa−
Pbは下記の式(8)で表すことができる。Reliability of the above 16 decoding results Pa-
Pb can be represented by the following formula (8).
【0063】 (ck-7, ck-6, ck-5, ck-4, ck-3, ck-2, ck-1, ck) = (0,0,0,x,x,0,0,0)のとき Pa-Pb = (Ak-4-Bk-4)+(Ak-3-Dk-3)+(Ak-2-Ek-2)+(Ak-1-Dk-1)+(Ak-Bk) (ck-7, ck-6, ck-5, ck-4, ck-3, ck-2, ck-1, ck) = (0,0,0,x,x,0,0,1)のとき Pa-Pb = (Ak-4-Bk-4)+(Ak-3-Dk-3)+(Ak-2-Ek-2)+(Ak-1-Dk-1)+(Bk-Ck) (ck-6, ck-5, ck-4, ck-3, ck-2, ck-1, ck) = (0,0,0,x,1,1,0)のとき Pa-Pb = (Ak-3-Bk-3)+(Bk-2-Dk-2)+(Dk-1-Fk-1)+(Ek-Fk) (ck-6, ck-5, ck-4, ck-3, ck-2, ck-1, ck) = (0,0,0,x,1,1,1)のとき Pa-Pb = (Ak-3-Bk-3)+(Bk-2-Dk-2)+(Dk-1-Fk-1)+(Fk-Gk) (ck-6, ck-5, ck-4, ck-3, ck-2, ck-1, ck) = (0,1,1,x,0,0,0)のとき Pa-Pb = (Ek-3-Fk-3)+(Dk-2-Fk-2)+(Bk-1-Dk-1)+(Ak-Bk) (ck-6, ck-5, ck-4, ck-3, ck-2, ck-1, ck) = (0,1,1,x,0,0,1)のとき Pa-Pb = (Ek-3-Fk-3)+(Dk-2-Fk-2)+(Bk-1-Dk-1)+(Bk-Ck) (ck-7, ck-6, ck-5, ck-4, ck-3, ck-2, ck-1, ck) = (0,1,1,x,x,1,1,0)のとき Pa-Pb = (Ek-4-Fk-4)+(Dk-3-Gk-3)+(Ck-2-Gk-2)+(Dk-1-Gk-1)+(Ek-Fk) (ck-7, ck-6, ck-5, ck-4, ck-3, ck-2, ck-1, ck) = (0,1,1,x,x,1,1,1)のとき Pa-Pb = (Ek-4-Fk-4)+(Dk-3-Gk-3)+(Ck-2-Gk-2)+(Dk-1-Gk-1)+(Fk-Gk) (ck-7, ck-6, ck-5, ck-4, ck-3, ck-2, ck-1, ck) = (1,0,0,x,x,0,0,0)のとき Pa-Pb = (Bk-4-Ck-4)+(Ak-3-Dk-3)+(Ak-2-Ek-2)+(Ak-1-Dk-1)+(Ak-Bk) (ck-7, ck-6, ck-5, ck-4, ck-3, ck-2, ck-1, ck) = (1,0,0,x,x,0,0,1)のとき Pa-Pb = (Bk-4-Ck-4)+(Ak-3-Dk-3)+(Ak-2-Ek-2)+(Ak-1-Dk-1)+(Bk-Ck) (ck-6, ck-5, ck-4, ck-3, ck-2, ck-1, ck) = (1,0,0,x,1,1,0)のとき Pa-Pb = (Bk-3-Ck-3)+(Bk-2-Dk-2)+(Dk-1-Fk-1)+(Ek-Fk) (ck-6, ck-5, ck-4, ck-3, ck-2, ck-1, ck) = (1,0,0,x,1,1,1)のとき Pa-Pb = (Bk-3-Ck-3)+(Bk-2-Dk-2)+(Dk-1-Fk-1)+(Fk-Gk) (ck-6, ck-5, ck-4, ck-3, ck-2, ck-1, ck) = (1,1,1,x,0,0,0)のとき Pa-Pb = (Fk-3-Gk-3)+(Dk-2-Fk-2)+(Bk-1-Dk-1)+(Ak-Bk) (ck-6, ck-5, ck-4, ck-3, ck-2, ck-1, ck) = (1,1,1,x,0,0,1)のとき Pa-Pb = (Fk-3-Gk-3)+(Dk-2-Fk-2)+(Bk-1-Dk-1)+(Bk-Ck) (ck-7, ck-6, ck-5, ck-4, ck-3, ck-2, ck-1, ck) = (1,1,1,x,x,1,1,0)のとき Pa-Pb = (Fk-4-Gk-4)+(Dk-3-Gk-3)+(Ck-2-Gk-2)+(Dk-1-Gk-1)+(Ek-Fk) (ck-7, ck-6, ck-5, ck-4, ck-3, ck-2, ck-1, ck) = (1,1,1,x,x,1,1,1)のとき Pa-Pb = (Fk-4-Gk-4) +(Dk-3-Gk-3)+(Ck-2-Gk-2)+(Dk-1-Gk-1)+(Fk-Gk) …(8)(C k-7 , c k-6 , c k-5 , c k-4 , c k-3 , c k-2 , c k-1 , c k ) = (0,0,0, x, x, 0,0,0) Pa-Pb = (A k-4 -B k-4 ) + (A k-3 -D k-3 ) + (A k-2 -E k-2 ) + (A k-1 -D k-1 ) + (A k -B k ) (c k-7 , c k-6 , c k-5 , c k-4 , c k-3 , c k- 2 , c k-1 ,, c k ) = (0,0,0, x, x, 0,0,1) Pa-Pb = (A k-4 -B k-4 ) + (A k- 3 -D k-3 ) + (A k-2 -E k-2 ) + (A k-1 -D k-1 ) + (B k -C k ) (c k-6 , c k-5 , c k-4 , c k-3 , c k-2 , c k-1 , c k ) = (0,0,0, x, 1,1,0) Pa-Pb = (A k-3 -B k-3 ) + (B k-2 -D k-2 ) + (D k-1 -F k-1 ) + (E k -F k ) (c k-6 , c k-5 , c k-4 , c k-3 , c k-2 , c k-1 , c k ) = (0,0,0, x, 1,1,1) Pa-Pb = (A k-3- B k-3 ) + (B k-2 -D k-2 ) + (D k-1 -F k-1 ) + (F k -G k ) (c k-6 , c k-5 , c k -4 , c k-3 , c k-2 , c k-1 , c k ) = (0,1,1, x, 0,0,0) Pa-Pb = (E k-3 -F k-3 ) + (D k-2 -F k-2 ) + (B k-1 -D k-1 ) + (A k -B k ) (c k-6 , c k-5 , c k- 4 , c k-3 , c k-2 , c k-1 , c k ) = (0,1,1, x, 0,0,1) Pa-Pb = (E k-3 -F k -3 ) + (D k-2 -F k-2 ) + (B k-1 -D k-1 ) + (B k -C k ) (c k-7 , c k-6 , c k-5 , c k- 4 , c k-3 , c k-2 , c k-1 ,, k k ) = (0,1,1, x, x, 1,1,0) Pa-Pb = (E k- 4- F k-4 ) + (D k-3 -G k-3 ) + (C k-2 -G k-2 ) + (D k-1 -G k-1 ) + (E k -F k ) ( c k-7 , c k-6 , c k-5 , c k-4 , c k-3 , c k-2 , c k-1 , c k ) = (0,1,1, x, x, 1,1,1) Pa-Pb = (E k-4 -F k-4 ) + (D k-3 -G k-3 ) + (C k-2 -G k-2 ) + (D k-1 -G k-1 ) + (F k -G k ) (c k-7 , c k-6 , c k-5 , c k-4 , c k-3 , c k-2 , c k -1 , c k ) = (1,0,0, x, x, 0,0,0) Pa-Pb = (B k-4 -C k-4 ) + (A k-3 -D k -3 ) + (A k-2 -E k-2 ) + (A k-1 -D k-1 ) + (A k -B k ) (c k-7 , c k-6 , c k-5 , c k-4 , c k-3 , c k-2 , c k-1 , c k ) = (1,0,0, x, x, 0,0,1) Pa-Pb = (B k-4 -C k-4 ) + (A k-3 -D k-3 ) + (A k-2 -E k-2 ) + (A k-1 -D k-1 ) + (B k- C k ) (c k-6 , c k-5 , c k-4 , c k-3 , c k-2 , c k-1 , c k ) = (1,0,0, x, 1,1 , 0) Pa-Pb = (B k-3 -C k-3 ) + (B k-2 -D k-2 ) + (D k-1 -F k-1 ) + (E k -F k ) (c k-6 , c k-5 , c k-4 , c k-3 , c k-2 , c k-1 , c k ) = (1,0,0, x, 1,1, When 1) Pa-Pb = (B k-3 -C k-3 ) + (B k-2 -D k-2 ) + (D k-1 -F k-1 ) + (F k -G k ) (c k-6 , c k-5 , c k-4 , c k-3 , c k-2 , c k-1 , c k ) = (1,1,1, x, 0,0,0) Pa-Pb = (F k-3 -G k-3 ) + (D k-2 -F k-2 ) + (B k-1 -D k-1 ) + (A k -B k ) (c k-6 , c k-5 , c k-4 , c k-3 , c k-2 , c k-1 , c k ) = (1,1,1, x, 0,0,1) Pa-Pb = (F k-3 -G k-3 ) + (D k-2 -F k-2 ) + (B k-1 -D k-1 ) + (B k -C k ) (c k-7 , c k-6 , c k-5 , c k -4 , c k-3 , c k-2 , c k-1 , c k ) = (1,1,1, x, x, 1,1,0) Pa-Pb = (F k-4 -G k-4 ) + (D k-3 -G k-3 ) + (C k-2 -G k-2 ) + (D k-1 -G k-1 ) + (E k -F k ) (c k-7 , c k-6 , c k-5 , c k-4 , c k-3 , c k-2 , c k-1 , c k ) = (1,1,1, x, x , 1,1,1) Pa-Pb = (F k-4 -G k-4 ) + (D k-3 -G k-3 ) + (C k-2 -G k-2 ) + ( D k-1 -G k-1 ) + (F k -G k )… (8)
【0064】なお、Ak=(yk-0)2,Bk=(yk-1)2,Ck=(yk-
2)2,Dk=(yk-3)2,Ek=(yk-4)2,Fk=(yk-5) 2,Gk=(yk-6)2で
ある。Incidentally, Ak= (yk-0)2, Bk= (yk-1)2, Ck= (yk-
2)2, Dk= (yk-3)2, Ek= (yk-Four)2, Fk= (yk-Five) 2, Gk= (yk-6)2so
is there.
【0065】また、上記式(8)を、Pstdが10の場
合と36の場合とに分けて示すと、Pstd=10とな
る場合は式(9)で表され、Ptsd=36となる場合は
式(10)で表される。When the above equation (8) is divided into the case where Pstd is 10 and the case where Pstd is 36, it is represented by the equation (9) when Pstd = 10, and when Pstsd = 36. It is expressed by equation (10).
【0066】 (ck-6, ck-5, ck-4, ck-3, ck-2, ck-1, ck) = (0,0,0,x,1,1,0)のとき Pa-Pb = (Ak-3-Bk-3)+(Bk-2-Dk-2)+(Dk-1-Fk-1)+(Ek-Fk) (ck-6, ck-5, ck-4, ck-3, ck-2, ck-1, ck) = (0,0,0,x,1,1,1)のとき Pa-Pb = (Ak-3-Bk-3)+(Bk-2-Dk-2)+(Dk-1-Fk-1)+(Fk-Gk) (ck-6, ck-5, ck-4, ck-3, ck-2, ck-1, ck) = (0,1,1,x,0,0,0)のとき Pa-Pb = (Ek-3-Fk-3)+(Dk-2-Fk-2)+(Bk-1-Dk-1)+(Ak-Bk) (ck-6, ck-5, ck-4, ck-3, ck-2, ck-1, ck) = (0,1,1,x,0,0,1)のとき Pa-Pb = (Ek-3-Fk-3)+(Dk-2-Fk-2)+(Bk-1-Dk-1)+(Bk-Ck) (ck-6, ck-5, ck-4, ck-3, ck-2, ck-1, ck) = (1,0,0,x,1,1,0)のとき Pa-Pb = (Bk-3-Ck-3)+(Bk-2-Dk-2)+(Dk-1-Fk-1)+(Ek-Fk) (ck-6, ck-5, ck-4, ck-3, ck-2, ck-1, ck) = (1,0,0,x,1,1,1)のとき Pa-Pb = (Bk-3-Ck-3)+(Bk-2-Dk-2)+(Dk-1-Fk-1)+(Fk-Gk) (ck-6, ck-5, ck-4, ck-3, ck-2, ck-1, ck) = (1,1,1,x,0,0,0)のとき Pa-Pb = (Fk-3-Gk-3)+(Dk-2-Fk-2)+(Bk-1-Dk-1)+(Ak-Bk) (ck-6, ck-5, ck-4, ck-3, ck-2, ck-1, ck) = (1,1,1,x,0,0,1)のとき Pa-Pb = (Fk-3-Gk-3)+(Dk-2-Fk-2)+(Bk-1-Dk-1)+(Bk-Ck) …(9)(C k-6 , c k-5 , c k-4 , c k-3 , c k-2 , c k-1 , c k ) = (0,0,0, x, 1,1 , 0) Pa-Pb = (A k-3 -B k-3 ) + (B k-2 -D k-2 ) + (D k-1 -F k-1 ) + (E k -F k ) (c k-6 , c k-5 , c k-4 , c k-3 , c k-2 , c k-1 , c k ) = (0,0,0, x, 1,1, When 1) Pa-Pb = (A k-3 -B k-3 ) + (B k-2 -D k-2 ) + (D k-1 -F k-1 ) + (F k -G k ) (c k-6 , c k-5 , c k-4 , c k-3 , c k-2 , c k-1 , c k ) = (0,1,1, x, 0,0,0 ), Pa-Pb = (E k-3 -F k-3 ) + (D k-2 -F k-2 ) + (B k-1 -D k-1 ) + (A k -B k ). (c k-6 , c k-5 , c k-4 , c k-3 , c k-2 , c k-1 , c k ) = (0,1,1, x, 0,0,1) Then Pa-Pb = (E k-3 -F k-3 ) + (D k-2 -F k-2 ) + (B k-1 -D k-1 ) + (B k -C k ) ( c k-6 , c k-5 , c k-4 , c k-3 , c k-2 , c k-1 , c k ) = (1,0,0, x, 1,1,0) When Pa-Pb = (B k-3 -C k-3 ) + (B k-2 -D k-2 ) + (D k-1 -F k-1 ) + (E k -F k ) (c k-6 , c k-5 , c k-4 , c k-3 , c k-2 , c k-1 , c k ) = (1,0,0, x, 1,1,1) Pa-Pb = (B k-3 -C k-3 ) + (B k-2 -D k-2 ) + (D k-1 -F k-1 ) + (F k -G k ) (c k -6 , c k-5 , c k-4 , c k-3 , c k-2 , c k-1 , c k ) = (1,1,1, x, 0,0,0) Pa-Pb = (F k-3 -G k-3 ) + (D k-2 -F k-2 ) + (B k-1 -D k-1 ) + (A k -B k ) (c k -6 , c k-5 , c k-4 , c k-3 , c k-2 , c k-1 , c k ) = (1,1,1, x, 0,0,1) Pa -Pb = (F k-3 -G k-3 ) + (D k-2 -F k-2 ) + (B k-1 -D k-1 ) + (B k -C k )… (9)
【0067】 (ck-7, ck-6, ck-5, ck-4, ck-3, ck-2, ck-1, ck) = (0,0,0,x,x,0,0,0)のとき Pa-Pb = (Ak-4-Bk-4)+(Ak-3-Dk-3)+(Ak-2-Ek-2)+(Ak-1-Dk-1)+(Ak-Bk) (ck-7, ck-6, ck-5, ck-4, ck-3, ck-2, ck-1, ck) = (0,0,0,x,x,0,0,1)のとき Pa-Pb = (Ak-4-Bk-4)+(Ak-3-Dk-3)+(Ak-2-Ek-2)+(Ak-1-Dk-1)+(Bk-Ck) (ck-7, ck-6, ck-5, ck-4, ck-3, ck-2, ck-1, ck) = (0,1,1,x,x,1,1,0)のとき Pa-Pb = (Ek-4-Fk-4)+(Dk-3-Gk-3)+(Ck-2-Gk-2)+(Dk-1-Gk-1)+(Ek-Fk) (ck-7, ck-6, ck-5, ck-4, ck-3, ck-2, ck-1, ck) = (0,1,1,x,x,1,1,1)のとき Pa-Pb = (Ek-4-Fk-4)+(Dk-3-Gk-3)+(Ck-2-Gk-2)+(Dk-1-Gk-1)+(Fk-Gk) (ck-7, ck-6, ck-5, ck-4, ck-3, ck-2, ck-1, ck) = (1,0,0,x,x,0,0,0)のとき Pa-Pb = (Bk-4-Ck-4)+(Ak-3-Dk-3)+(Ak-2-Ek-2)+(Ak-1-Dk-1)+(Ak-Bk) (ck-7, ck-6, ck-5, ck-4, ck-3, ck-2, ck-1, ck) = (1,0,0,x,x,0,0,1)のとき Pa-Pb = (Bk-4-Ck-4)+(Ak-3-Dk-3)+(Ak-2-Ek-2)+(Ak-1-Dk-1)+(Bk-Ck) (ck-7, ck-6, ck-5, ck-4, ck-3, ck-2, ck-1, ck) = (1,1,1,x,x,1,1,0)のとき Pa-Pb = (Fk-4-Gk-4)+(Dk-3-Gk-3)+(Ck-2-Gk-2)+(Dk-1-Gk-1)+(Ek-Fk) (ck-7, ck-6, ck-5, ck-4, ck-3, ck-2, ck-1, ck) = (1,1,1,x,x,1,1,1)のとき Pa-Pb = (Fk-4-Gk-4) +(Dk-3-Gk-3)+(Ck-2-Gk-2)+(Dk-1-Gk-1)+(Fk-Gk) …(10)(C k-7 , c k-6 , c k-5 , c k-4 , c k-3 , c k-2 , c k-1 , c k ) = (0,0,0, x, x, 0,0,0) Pa-Pb = (A k-4 -B k-4 ) + (A k-3 -D k-3 ) + (A k-2 -E k-2 ) + (A k-1 -D k-1 ) + (A k -B k ) (c k-7 , c k-6 , c k-5 , c k-4 , c k-3 , c k- 2 , c k-1 ,, c k ) = (0,0,0, x, x, 0,0,1) Pa-Pb = (A k-4 -B k-4 ) + (A k- 3 -D k-3 ) + (A k-2 -E k-2 ) + (A k-1 -D k-1 ) + (B k -C k ) (c k-7 , c k-6 , c k-5 , c k-4 , c k-3 , c k-2 , c k-1 , c k ) = (0,1,1, x, x, 1,1,0) Pa- Pb = (E k-4 -F k-4 ) + (D k-3 -G k-3 ) + (C k-2 -G k-2 ) + (D k-1 -G k-1 ) + (E k -F k ) (c k-7 , c k-6 , c k-5 , c k-4 , c k-3 , c k-2 , c k-1 , c k ) = (0, 1,1, x, x, 1,1,1) Pa-Pb = (E k-4 -F k-4 ) + (D k-3 -G k-3 ) + (C k-2- G k-2 ) + (D k-1 -G k-1 ) + (F k -G k ) (c k-7 , c k-6 , c k-5 , c k-4 , c k-3 , c k-2 , c k-1 , c k ) = (1,0,0, x, x, 0,0,0) Pa-Pb = (B k-4 -C k-4 ) + (A k-3 -D k-3 ) + (A k-2 -E k-2 ) + (A k-1 -D k-1 ) + (A k -B k ) (c k-7 , c k-6 , c k-5 , c k-4 , c k-3 , c k-2 , c k-1 , c k ) = (1,0,0, x, x, 0,0,1) Then Pa-Pb = ( B k-4 -C k-4 ) + (A k-3 -D k-3 ) + (A k-2 -E k-2 ) + (A k-1 -D k-1 ) + (B k -C k ) (c k-7 , c k-6 , c k-5 , c k-4 , c k-3 , c k-2 , c k-1 , c k ) = (1,1,1 , x, x, 1,1,0) Pa-Pb = (F k-4 -G k-4 ) + (D k-3 -G k-3 ) + (C k-2 -G k- 2 ) + (D k-1 -G k-1 ) + (E k -F k ) (c k-7 , c k-6 , c k-5 , c k-4 , c k-3 , c k -2 , c k-1 ,, c k ) = (1,1,1, x, x, 1,1,1) Pa-Pb = (F k-4 -G k-4 ) + (D k -3 -G k-3 ) + (C k-2 -G k-2 ) + (D k-1 -G k-1 ) + (F k -G k )… (10)
【0068】ここで、それぞれの場合について誤り率の
指標を得ることについて考える。Pstdが10である
ような状態遷移では、最尤復号結果ckから式(9)を満た
すPa−Pbを求め、その分布から標準偏差σ10と平均
値Pave10を求める。他方、Pstdが36であるよ
うな状態遷移では、最尤復号結果ckから式(10)を満た
すPa−Pbを求め、その分布から標準偏差σ36と平均
値Pave36を求める。それぞれの分布が正規分布であ
ると仮定すると、誤りを起こす確率P10,P36は、それ
ぞれ下記の式(11)および(12)で表される。すなわち、最
尤復号結果のパターンごとに誤り率を推定することがで
き、標準偏差σ10および平均値Pave 10、または、標
準偏差σ36および平均値Pave36を再生信号の品質の
指標として用いることができる。Here, in each case, the error rate
Think about getting indicators. Pstd is 10
In such state transition, the maximum likelihood decoding result ckSatisfies expression (9)
, Pa−Pb, and the standard deviation σ from the distributionTenAnd average
Value PaveTenAsk for. On the other hand, Pstd is 36
In such a state transition, the maximum likelihood decoding result ckSatisfies expression (10)
, Pa−Pb, and the standard deviation σ from the distribution36And average
Value Pave36Ask for. Each distribution is a normal distribution
Assuming thatTen, P36Is it
They are represented by the following equations (11) and (12), respectively. That is,
The error rate can be estimated for each pattern of the likelihood decoding result.
, Standard deviation σTenAnd the average value Pave Ten, Or
Quasi-deviation σ36And the average value Pave36The quality of the reproduced signal
It can be used as an index.
【0069】[0069]
【数4】 [Equation 4]
【0070】[0070]
【数5】 [Equation 5]
【0071】また、状態遷移のパターンを検出する範囲
を1時刻増やし、時刻k−6から時刻kの範囲で2つの
状態遷移列を取り得る状態遷移の組み合わせパターンを
検出する場合には、以下の表3に示される8パターンが
さらに検出され得る。In addition, when the range for detecting the state transition pattern is increased by one time and a combination pattern of state transitions that can take two state transition sequences in the range from time k-6 to time k is detected, The eight patterns shown in Table 3 can be further detected.
【0072】[0072]
【表3】 [Table 3]
【0073】上記式(11)、(12)と同様に、表3のパター
ンにおける誤りを起こす確率P12は、式(13)で示され
る。Similar to the above equations (11) and (12), the probability P 12 of causing an error in the pattern of Table 3 is given by the equation (13).
【0074】[0074]
【数6】 [Equation 6]
【0075】ここで重要なのは、信頼性|Pa−Pb|
を再生信号品質の指標として好適に利用するためには、
誤る可能性(誤り率)が大きい状態遷移のパターンのみ
を検出すればよいということである。すなわち、すべて
の状態遷移のパターンを検出しなくても、誤り率と相関
のある指標を得ることができる。What is important here is the reliability | Pa-Pb |
In order to properly use as an index of reproduction signal quality,
This means that it is only necessary to detect the pattern of state transition that has a high possibility of error (error rate). That is, it is possible to obtain an index that correlates with the error rate without detecting all state transition patterns.
【0076】ここで、誤る可能性が大きい状態遷移パタ
ーンとは、信頼性|Pa−Pb|の最大値が小さくなる
ような状態遷移パターン(すなわち、パスAとパスBと
の絶対距離であるユークリッド距離が最小となるパター
ン)である。ここでは、表2に示した、PaまたはPb
のいずれか一方が0の場合においてPa−Pb=±10
をとる8つのパターンがこれに該当する。Here, the state transition pattern that is highly likely to be erroneous is a state transition pattern that reduces the maximum value of the reliability | Pa-Pb | (that is, Euclidean which is the absolute distance between the path A and the path B). Pattern that minimizes the distance). Here, Pa or Pb shown in Table 2 is used.
When either one of 0 is 0, Pa-Pb = ± 10
The eight patterns that take
【0077】再生信号に含まれる雑音のうちホワイトノ
イズが支配的であるとすると、P10>P12>>P36とな
ることが予想される。P10のみ1ビットシフトエラーを
示し、他のパターンは2ビット以上のシフトエラーを意
味する。PRML処理後のエラーパターンを分析する
と、ほとんどが、1ビットシフトエラーであるため、P
10を用いる式(11)により再生信号の誤り率を適切に推定
できる。このように、所定の期間に所定の状態遷移を取
るパターンを検出し、この検出された状態遷移における
|Pa−Pb|−Pstdの分布の標準偏差σ10、平均
値Pave10を指標として用いて、再生信号の品質を評
価することが可能である。Of the noise included in the reproduced signal, white noise
If Iz is dominant, PTen> P12>> P36Tona
Expected to occur. PTenOnly 1 bit shift error
Other patterns indicate shift error of 2 bits or more.
To taste. Analyze error pattern after PRML processing
And most of them are 1-bit shift errors, so P
TenAppropriately estimate the error rate of the reproduced signal by Eq. (11) using
it can. In this way, a predetermined state transition is taken during a predetermined period.
Pattern is detected, and in this detected state transition
Standard deviation σ of the distribution of | Pa−Pb | −PstdTen,average
Value PaveTenIs used as an index to evaluate the quality of the reproduced signal.
It is possible to value.
【0078】上述のように誤り率は標準偏差σ10を用い
て予測され得るが、例えば、以下の式(14)で定義される
PRML誤差指標MLSA(Maximum Likelihood Seque
nceAmplitude)を信号品質(誤り率)を示す指標として
用いてもよい。Although the error rate can be predicted by using the standard deviation σ 10 as described above, for example, the PRML error index MLSA (Maximum Likelihood Sequeque) defined by the following equation (14) is used.
nceAmplitude) may be used as an index indicating signal quality (error rate).
【0079】[0079]
【数7】 [Equation 7]
【0080】ここで、d2 minは、取り得る2つのパスの
ユークリッド距離の最小値の2乗であり、本実施形態の
変調符号とPRML方式との組み合わせでは10とな
る。なお、上記の指標MLSAは、式(11)における平均
値Pave10が0となるとの仮定のもとに規定されてい
る。これは、平均値Pave10は典型的には0に近い値
をとるものと考えることができ、平均値Pave10を考
慮しない場合にも、指標として誤り率との相関性を持つ
ものが得られるからである。Here, d 2 min is the square of the minimum value of the Euclidean distances of the two possible paths, and is 10 in the combination of the modulation code of this embodiment and the PRML system. The above-mentioned index MLSA is defined on the assumption that the average value Pave 10 in equation (11) becomes zero. This can be considered that the average value Pave 10 typically takes a value close to 0, and even if the average value Pave 10 is not taken into consideration, an index having a correlation with the error rate can be obtained. Because.
【0081】式(14)で定義した指標MLSAと式(11)よ
り算出できる誤り率BER(BitError Rat
e)との関係を図16に示す。図2で示した、ジッタと
誤り率の関係と同様に、指標MLSAの増加にしたがっ
て誤り率が増加していることがわかる。すなわち、指標
MLSAを用いて、PRML処理後の誤り率を予想する
ことができることがわかる。The error rate BER (BitErrorRat) that can be calculated from the index MLSA defined by the equation (14) and the equation (11).
FIG. 16 shows the relationship with e). Similar to the relationship between the jitter and the error rate shown in FIG. 2, it can be seen that the error rate increases as the index MLSA increases. That is, it can be seen that the index MLSA can be used to predict the error rate after PRML processing.
【0082】なお、以上には、一般的な(C0,C1,
C1,C0)等化(C0,C1は任意の正の数)の一例
として、PR(1,2,2,1)等化が適用される場合
について具体的に説明したが、これ以外の(C0,C
1,C1,C0)等化(C0,C1は任意の正の数)が
適用される場合についても上記と同様の手順によって誤
り率と相関を持つ指標を得ることができる。In the above, the general (C0, C1,
As an example of (C1, C0) equalization (C0, C1 is an arbitrary positive number), the case where PR (1, 2, 2, 1) equalization is specifically described, but other ( C0, C
1, C1, C0) equalization (C0, C1 is an arbitrary positive number) is applied, an index having a correlation with the error rate can be obtained by the same procedure as above.
【0083】以下、上記の形態とは異なる形態として、
最小極性反転間隔が2である記録符号が用いられるとと
もにPR(C0,C1,C0)等化(例えば、PR
(1,2,1)等化)が適用される形態について説明す
る。なお、C0、C1は任意の正の数である。Hereinafter, as a mode different from the above mode,
A recording code having a minimum polarity reversal interval of 2 is used, and PR (C0, C1, C0) equalization (for example, PR
A form to which (1, 2, 1) equalization is applied will be described. Note that C0 and C1 are arbitrary positive numbers.
【0084】記録符号(0または1のいずれか)を以下
のように表記する。The recording code (either 0 or 1) is expressed as follows.
【0085】 現時刻の記録符号 :bk 1時刻前の記録符号:bk-1 2時刻前の記録符号:bk-2 Recording code at current time: b k Recording code before 1 time: b k-1 Recording code before 2 time: b k-2
【0086】PR(C0,C1,C0)等化されている場合の
再生信号の理想的な値をLevelvとすると、Lev
elvは以下の式(15)で表される。Let Lev be the ideal value of the reproduction signal in the case of PR (C0, C1, C0) equalization.
elv is expressed by the following equation (15).
【0087】 Levelv=C0×bk-2+C1×bk-1+C0×bk …(15)Levelv = C0 × b k-2 + C1 × b k-1 + C0 × b k (15)
【0088】ここでkは時刻を表す整数、vは0〜3ま
での整数である。また、時刻kでの状態をS(bk-1,bk)
とすると以下の表4に示すような状態遷移表が得られ
る。Here, k is an integer representing time and v is an integer from 0 to 3. In addition, the state at time k is S (b k-1 , b k )
Then, a state transition table as shown in Table 4 below is obtained.
【0089】[0089]
【表4】 [Table 4]
【0090】簡単のために時刻kでの状態S(0,0)kを
S0k、状態S(0,1)kをS1k、状態S(1,1)kをS
2k、状態S(1,0)kをS3kというように表記する。こ
の場合の状態遷移は図17に示す状態遷移図で示され、
また、これを時間軸に関して展開すると図18に示すト
レリス図が得られる。For simplicity, the state S (0,0) k at time k is S0 k , the state S (0,1) k is S1 k , and the state S (1,1) k is S.
2 k and state S (1,0) k are written as S3 k . The state transition in this case is shown in the state transition diagram shown in FIG.
Further, when this is expanded with respect to the time axis, the trellis diagram shown in FIG. 18 is obtained.
【0091】ここで、記録符号の最小極性反転間隔が2
であり、PR(C0,C1,C0)等化が用いられているとい
う条件の下では、ある時刻の所定の状態から別の時刻の
所定の状態へ遷移するときに2つの状態遷移(パスAお
よびパスB)を取り得るような状態遷移パターン(状態
の組み合わせ)は表5に示すように6通り存在する。Here, the minimum polarity inversion interval of the recording code is 2
And under the condition that PR (C0, C1, C0) equalization is used, two state transitions (path A) are performed when transitioning from a predetermined state at one time to a predetermined state at another time. And there are 6 kinds of state transition patterns (combinations of states) that can take path B) as shown in Table 5.
【0092】[0092]
【表5】 [Table 5]
【0093】ここで、パスAとパスBとのいずれがより
確からしいかが判断される。この判断は、パスAが示す
理想的なサンプル値(期待値)と実際のサンプル値との
ずれの大きさと、パスBが示す理想的なサンプル値(期
待値)と実際のサンプル値とのずれの大きさとを比較す
ることによって行なうことができる。Here, it is determined which of the path A and the path B is more likely. This judgment is based on the magnitude of the deviation between the ideal sample value (expected value) indicated by the path A and the actual sample value, and the deviation between the ideal sample value (expected value) indicated by the path B and the actual sample value. Can be done by comparing with the size of.
【0094】例えば、状態遷移S0k-3 → S2kが推定され
たとすると、パスA(S0k-3、S0k-2,S1k-1, S2k)、パス
B(S0k-3、S1k-2, S2k-1, S2k)のいずれを遷移した場合
であっても時刻k−3では状態S0k-3 をとり、時刻k
ではS2kをとる。この場合、時刻k−2から時刻kまで
の期待値と再生信号の値yk-2、yk-1、ykとの差の2
乗の累積値によってパスAかパスBのどちらの状態遷移
がより確からしいかが判断される。ここで、パスAが示
す時刻k−2から時刻kまでの期待値のそれぞれと再生
信号yk-2からykまでの値との差の2乗の累積値をPa
とし、パスBの時刻k−2から時刻kまでの期待値と再
生信号yk-2からykまでの値との差の2乗の累積値をP
bとすると、累積値Paは以下の式(16)で表され、累
積値Pbは以下の式(17)で表される。For example, if the state transition S0 k-3 → S2 k is estimated, the path A (S0 k-3 , S0 k-2, S1 k-1, S2 k ) and the path B (S0 k-3 , S1 k-2, S2 k-1, S2 k ), the state S0 k-3 is taken at the time k -3 and the time k
Then take S2 k . In this case, the difference between the expected value from the time k-2 to the time k and the values y k-2 , y k-1 , and y k of the reproduced signal is 2
Whether the state transition of the path A or the path B is more likely is determined by the cumulative value of the powers. Here, the cumulative value of the square of the difference between each expected value from time k-2 to time k indicated by the path A and the value from the reproduced signal y k-2 to y k is Pa.
Let P be the cumulative value of the square of the difference between the expected value of path B from time k-2 to time k and the value of the reproduced signal y k-2 to y k.
Assuming b, the cumulative value Pa is expressed by the following equation (16), and the cumulative value Pb is expressed by the following equation (17).
【0095】 Pa= (yk-2−0)2+(yk-1−C0)2+(yk−(C1+C2))2 …(16)Pa = (y k-2 −0) 2 + (y k-1 −C0) 2 + (y k − (C1 + C2)) 2 (16)
【0096】 Pb= (yk-2−C0)2+(yk-1−(C0+C1))2+(yk−(2×C0+C1))2 …(17)Pb = (y k−2 −C0) 2 + (y k−1 − (C0 + C1)) 2 + (y k − (2 × C0 + C1)) 2 (17)
【0097】ここで、Pa<<PbであればパスAの可能性
が高いと推定され、Pa>>PbであればパスBの可能性が
高いと推定される。すなわち、最小極性反転間隔が2で
ある記録符号とPR(C0,C1,C0)等化を用いた場合に
おいても、|Pa−Pb|を用いて復号結果の信頼性を
判断することができる。また、|Pa−Pb|の分布に
基づいて再生信号の品質の評価(誤り率の推定)を行な
うことができる。Here, if Pa << Pb, it is estimated that the possibility of the path A is high, and if Pa >> Pb, it is estimated that the possibility of the path B is high. That is, even when the recording code having the minimum polarity inversion interval of 2 and PR (C0, C1, C0) equalization are used, the reliability of the decoding result can be determined using | Pa-Pb |. Also, the quality of the reproduced signal can be evaluated (error rate estimation) based on the distribution of | Pa−Pb |.
【0098】また、白色のノイズが伝送路に重畳された
場合を考えると、誤りをもっとも起こしうる状態遷移は
パスAとパスBとのユークリッド距離が最小となるものと
考えられる。このようにユークリッド距離が最小となる
2つのパスを取るものとしては、以下の表6に示す2通
りの状態遷移のパターンが挙げられる。Considering the case where white noise is superimposed on the transmission path, it is considered that the Euclidean distance between the path A and the path B is the shortest in the state transition that is most likely to cause an error. As such two paths that minimize the Euclidean distance, there are two state transition patterns shown in Table 6 below.
【0099】[0099]
【表6】 [Table 6]
【0100】ここで、復号結果をckとし(kは整
数)、表6に示す状態遷移における信頼性Pa−Pbを
まとめると式(18)が得られる。Here, when the decoding result is c k (k is an integer) and the reliability Pa-Pb in the state transition shown in Table 6 is summarized, formula (18) is obtained.
【0101】 (ck-4、ck-3、ck-2、ck-1、ck) = (0,0,x,1,1)のとき Pa−Pb=(AAk-2−BBk-2)+(BBk-1−CCk-1)+(CCk−DDk) (ck-4、ck-3、ck-2、ck-1、ck) = (1,1,x,0,0)のとき Pa−Pb=(CCk-2−DDk-2)+(BBk-1−CCk-1)+(AAk−BBk) …(18)When (c k-4 , c k-3 , c k-2 , c k-1 , c k ) = (0,0, x, 1,1), Pa−Pb = (AA k-2 -BB k-2 ) + (BB k-1 -CC k-1 ) + (CC k -DD k ) (c k-4 , c k-3 , c k-2 , c k-1 , c k ) = (1,1, x, 0,0) Pa−Pb = (CC k−2 −DD k−2 ) + (BB k−1 −CC k−1 ) + (AA k −BB k ) ... (18)
【0102】ここで、AAk、BBk、CCk、DDkは以下の式で
表される。Here, AA k , BB k , CC k , and DD k are represented by the following equations.
【0103】 AAk=(yk−0)2、 BBk=(yk−C0)2、 CCk=(yk−(C0+C1))2、 DDk=(yk−(2×C0+C1))2、AA k = (y k −0) 2 , BB k = (y k −C0) 2 , CC k = (y k − (C0 + C1)) 2 , DD k = (y k − (2 × C0 + C1)) 2 ,
【0104】復号結果ckから式(18)を満たす|Pa
−Pb|−(2×C02+C12)を求め、その分布から標準
偏差σと平均値Paveを求める。分布が正規分布であ
ると仮定すると、誤りを起こす確率は式(19)で表され
る。したがって標準偏差σと平均値Paveより再生信号の
誤り率を推定でき、信号品質の指標とすることができ
る。From the decryption result c k , Expression (18) is satisfied | Pa
−Pb | − (2 × C0 2 + C1 2 ) is calculated, and the standard deviation σ and the average value Pave are calculated from the distribution. Assuming that the distribution is normal, the probability of error is given by equation (19). Therefore, the error rate of the reproduced signal can be estimated from the standard deviation σ and the average value Pave, and can be used as an index of signal quality.
【0105】[0105]
【数8】 [Equation 8]
【0106】このようにして、最小極性反転間隔が2で
ある記録符号が用いられるとともにPR(C0,C1,
C0)等化が適用されている場合にも、所定の状態遷移
をとるパスの所定の期間における確からしさの差|Pa
−Pb|に基づいて、再生信号の品質を評価することが
できる。In this way, the recording code having the minimum polarity inversion interval of 2 is used and PR (C0, C1,
C0) Even when equalization is applied, the difference in probability | Pa of paths that take a predetermined state transition in a predetermined period | Pa
The quality of the reproduced signal can be evaluated based on −Pb |.
【0107】以下、上記の形態とは異なる形態として、
最小極性反転間隔が2である符号とPR(C0,C1,C2,
C1,C0)等化が適用される形態について説明する。な
お、C0、C1、C2は任意の正の数である。Hereinafter, as a mode different from the above mode,
Codes with minimum polarity inversion interval of 2 and PR (C0, C1, C2,
The form to which C1, C0) equalization is applied will be described. Note that C0, C1, and C2 are arbitrary positive numbers.
【0108】記録符号を以下のように表記する。The recording code is expressed as follows.
【0109】 現時刻の記録符号 :bk 1時刻前の記録符号:bk-1 2時刻前の記録符号:bk-2 3時刻前の記録符号:bk-3 4時刻前の記録符号:bk-4 Recording code at current time: b k Recording code before 1 time: b k-1 Recording code before 2 time: b k-2 Recording code before 3 time: b k-3 Recording code before 4 time : B k-4
【0110】PR(C0,C1,C2,C1,C0)等化されてい
る場合の再生信号の理想的な値をLevelvとする
と、Levelvは以下の式(20)で表される。When the ideal value of the reproduction signal in the case of PR (C0, C1, C2, C1, C0) equalization is Levelv, Levelv is expressed by the following equation (20).
【0111】 Levelv=C0×bk-4+C1×bk-3+C2×bk-2+C1×bk-1+C0×bk …(20)Levelv = C0 × b k-4 + C1 × b k-3 + C2 × b k-2 + C1 × b k-1 + C0 × b k (20)
【0112】ここでkは時刻を表す整数、vは0〜8ま
での整数である。また、時刻kでの状態をS(bk-3,
bk-2,bk-1,bk)とすると、以下の表7に示すような状態
遷移表が得られる。Here, k is an integer representing time, and v is an integer from 0 to 8. In addition, the state at time k is S (b k-3 ,
b k-2 , b k-1 , b k ), a state transition table as shown in Table 7 below is obtained.
【0113】[0113]
【表7】 [Table 7]
【0114】簡単のために時刻kでの状態S(0,0,0,0)
kをS0k、状態S(0,0,0,1)kをS1k、状態S(0,0,1,
1)kをS2k、状態S(0,1,1,1)kをS3k、状態S(1,1,
1,1)kをS4k、状態S(1,1,1,0)kをS5k、状態S(1,
1,0,0)kをS6k、状態S(1,0,0,0)kをS7k、状態S
(1,0,0,1)kをS8k、状態S(0,1,1,0)kをS9kという
ように表記する。この場合の状態遷移は図19に示す状
態遷移図で示され、また、これを時間軸に関して展開す
ると図20に示すトレリス図が得られる。For simplicity, state S (0,0,0,0) at time k
k is S0 k , state S (0,0,0,1) k is S1 k , state S (0,0,1,
1) k is S2 k , state S (0,1,1,1) k is S3 k , state S (1,1,1
1,1) k is S4 k , state S (1,1,1,0) k is S5 k , state S (1,
1,0,0) k is S6 k , state S (1,0,0,0) k is S7 k , state S
(1,0,0,1) k is represented as S8 k , and the state S (0,1,1,0) k is represented as S9 k . The state transition in this case is shown in the state transition diagram shown in FIG. 19, and when this is expanded with respect to the time axis, the trellis diagram shown in FIG. 20 is obtained.
【0115】ここで、記録符号の最小極性反転間隔が2
であり、PR(C0,C1,C2,C1,C0)等化が用いられて
いるという条件の下では、ある時刻の所定の状態から別
の時刻の所定の状態へ遷移するときに2つの状態遷移
(パスAおよびパスB)を取り得るような状態遷移パタ
ーン(状態の組み合わせ)は表8〜10に示すように9
0通り存在する。Here, the minimum polarity inversion interval of the recording code is 2
And under the condition that PR (C0, C1, C2, C1, C0) equalization is used, there are two states when transitioning from one state at one time to another state at another time. The state transition patterns (combination of states) that can take transitions (path A and path B) are 9 as shown in Tables 8 to 10.
There are 0 ways.
【0116】[0116]
【表8】 [Table 8]
【0117】[0117]
【表9】 [Table 9]
【0118】[0118]
【表10】 [Table 10]
【0119】なお、表8〜10は便宜上3つの表に分け
られているが、1つの表にまとめられても良い。Note that although Tables 8 to 10 are divided into three tables for convenience, they may be combined into one table.
【0120】ここで、パスAとパスBとのいずれがより
確からしいかが判断される。この判断は、パスAが示す
理想的なサンプル値(期待値)と実際のサンプル値との
ずれの大きさと、パスBが示す理想的なサンプル値(期
待値)と実際のサンプル値とのずれの大きさとを比較す
ることによって行なうことができる。Here, it is determined which of the path A and the path B is more likely. This judgment is based on the magnitude of the deviation between the ideal sample value (expected value) indicated by the path A and the actual sample value, and the deviation between the ideal sample value (expected value) indicated by the path B and the actual sample value. Can be done by comparing with the size of.
【0121】例えば、状態遷移S0k-5 → S6kが推定さ
れたとすると、パスA、パスBの何れを遷移した場合で
あっても時刻k−5では状態S0k-5 をとり、時刻kで
はS6kをとることから、時刻k−4から時刻kまでの再
生信号の値、yk-4、yk-3、y k-2、yk-1、ykと期待
値との差の2乗の累積値によってパスAかパスBのどち
らの状態遷移がより確からしいかが判断される。パスA
における期待値と実際の値との差の2乗の累積値をPa
とし、パスBにおける期待値と実際の値との差の2乗の
累積値をPbとすると、累積値Paは以下の式(21)で
表され、累積値Pbは以下の式(22)で表される。For example, the state transition S0k-5 → S6kIs estimated
If there is a transition between path A and path B,
Even if there is, state S0 at time k-5k-5And at time k
Is S6kFrom time k-4 to time k
Raw signal value, yk-4, Yk-3, Y k-2, Yk-1, YkAnd expect
Either path A or path B, depending on the cumulative value of the square of the difference
It is determined whether these state transitions are more likely. Path A
The cumulative value of the square of the difference between the expected value and the actual value at
And the square of the difference between the expected value and the actual value on path B
If the cumulative value is Pb, the cumulative value Pa is calculated by the following equation (21).
The cumulative value Pb is represented by the following equation (22).
【0122】 Pa= (yk-4−0)2+(yk-3−C0)2+(yk-2−(C0+C1))2+(yk-1−(C0+C1+C2))2+( yk−(2×C1+C2))2 …(21)Pa = (y k-4 −0) 2 + (y k-3 −C0) 2 + (y k-2 − (C0 + C1)) 2 + (y k−1 − (C0 + C1 + C2)) 2 + (y k − (2 × C1 + C2)) 2 … (21)
【0123】 Pb= (yk-4−C0)2+(yk-3−(C0+C1))2+(yk-2−(C0+C1+C2))2+(yk-1−(C0+2× C1+C2))2+(yk−(C0+2×C1+C2))2 …(22)Pb = (y k-4 −C0) 2 + (y k-3 − (C0 + C1)) 2 + (y k−2 − (C0 + C1 + C2)) 2 + (y k−1 − (C0 + 2 × C1 + C2)) 2 + (y k − (C0 + 2 × C1 + C2)) 2 … (22)
【0124】ここでPa<<Pbであれば、パスAの可能性
が高いと推定され、Pa>>Pbであれば、パスBの可能性
が高いと推定される。すなわち、最小極性反転間隔が2
である符号とPR(C0,C1,C2,C1,C0)等化を用いた
場合においても|Pa−Pb|を用いて復号結果の信頼
性を判断することができる。また、|Pa−Pb|の分
布に基づいて再生信号の品質の評価(誤り率の推定)を
行なうことができる。Here, if Pa << Pb, it is estimated that the possibility of the path A is high, and if Pa >> Pb, it is estimated that the possibility of the path B is high. That is, the minimum polarity inversion interval is 2
Even when the code and PR (C0, C1, C2, C1, C0) equalization are used, the reliability of the decoding result can be determined using | Pa-Pb |. Also, the quality of the reproduced signal can be evaluated (error rate estimation) based on the distribution of | Pa−Pb |.
【0125】白色のノイズが伝送路に重畳された場合を
考えると、誤りをもっとも起こしうる状態遷移はパスA
とパスBのユークリッド距離が最小となるものとなるの
であり、以下の表11に示す16通りの状態遷移が挙げ
られる。Considering the case where white noise is superimposed on the transmission path, the state transition that is most likely to cause an error is path A.
And the Euclidean distance of the path B becomes the minimum, and there are 16 kinds of state transitions shown in Table 11 below.
【0126】[0126]
【表11】 [Table 11]
【0127】上記16通りの状態遷移のときの復号結果
をckとし(kは整数)、表11に示す状態遷移におけ
る信頼性Pa−Pbをまとめると式(23)が得られる。[0127] The decoding result of the state transition of the 16 types and c k (k is an integer), summarized the reliability Pa-Pb in the state transition shown in Table 11 Formula (23) is obtained.
【0128】 (ck-8、ck-7、ck-6、ck-5、ck-4、ck-3、ck-2、ck-1、ck) = (0,0,0,0,x,1,1,0, 0)のとき Pa−Pb=(AAk-4−BBk-4)+(BBk-3−CCk-3)+(CCk-2−EEk-2)+(DDk-1−FF k-1 )+(DDk−EEk) (ck-8、ck-7、ck-6、ck-5、ck-4、ck-3、ck-2、ck-1、ck) = (0,0,0,0,x,1,1,1, 0)のとき Pa−Pb=(AAk-4−BBk-4)+(BBk-3−CCk-3)+(CCk-2−EEk-2)+(EEk-1−GG k-1 )+(FFk−GGk) (ck-8、ck-7、ck-6、ck-5、ck-4、ck-3、ck-2、ck-1、ck) = (0,0,0,0,x,1,1,1, 1)のとき Pa−Pb=(AAk-4−BBk-4)+(BBk-3−CCk-3)+(CCk-2−EEk-2)+(EEk-1−GG k-1 )+(GGk−JJk) (ck-8、ck-7、ck-6、ck-5、ck-4、ck-3、ck-2、ck-1、ck) = (0,0,1,1,x,0,0,0, 0)のとき Pa−Pb=(DDk-4−EEk-4)+(DDk-3−FFk-3)+(CCk-2−EEk-2)+(BBk-1−CC k-1 )+(AAk−BBk) (ck-8、ck-7、ck-6、ck-5、ck-4、ck-3、ck-2、ck-1、ck) = (0,0,1,1,x,0,0,0, 1)のとき Pa−Pb=(DDk-4−EEk-4)+(DDk-3−FFk-3)+(CCk-2−EEk-2)+(BBk-1−CC k-1 )+(BBk−HHk) (ck-8、ck-7、ck-6、ck-5、ck-4、ck-3、ck-2、ck-1、ck) = (0,0,1,1,x,0,0,1, 1)のとき Pa−Pb=(DDk-4−EEk-4)+(DDk-3−FFk-3)+(CCk-2−EEk-2)+(HHk-1−II k-1 )+(CCk−IIk) (ck-8、ck-7、ck-6、ck-5、ck-4、ck-3、ck-2、ck-1、ck) = (0,1,1,1,x,0,0,0, 0)のとき Pa−Pb=(FFk-4−GGk-4)+(EEk-3−GGk-3)+(CCk-2−EEk-2)+(BBk-1−CC k-1 )+(AAk−BBk) (ck-8、ck-7、ck-6、ck-5、ck-4、ck-3、ck-2、ck-1、ck) = (0,1,1,1,x,0,0,0, 1)のとき Pa−Pb=(FFk-4−GGk-4)+(EEk-3−GGk-3)+(CCk-2−EEk-2)+(BBk-1−CC k-1 )+(BBk−HHk) (ck-8、ck-7、ck-6、ck-5、ck-4、ck-3、ck-2、ck-1、ck) = (0,1,1,1,x,0,0,1, 1)のとき Pa−Pb=(FFk-4−GGk-4)+(EEk-3−GGk-3)+(CCk-2−EEk-2)+(HHk-1−II k-1 )+(CCk−IIk) (ck-8、ck-7、ck-6、ck-5、ck-4、ck-3、ck-2、ck-1、ck) = (1,0,0,0,x,1,1,0, 0)のとき Pa−Pb=(BBk-4−HHk-4)+(BBk-3−CCk-3)+(CCk-2−EEk-2)+(DDk-1−FF k-1 )+(DDk−EEk) (ck-8、ck-7、ck-6、ck-5、ck-4、ck-3、ck-2、ck-1、ck) = (1,0,0,0,x,1,1,1, 0)のとき Pa−Pb=(BBk-4−HHk-4)+(BBk-3−CCk-3)+(CCk-2−EEk-2)+(EEk-1−GG k-1 )+(FFk−GGk) (ck-8、ck-7、ck-6、ck-5、ck-4、ck-3、ck-2、ck-1、ck) = (1,0,0,0,x,1,1,1, 1)のとき Pa−Pb=(BBk-4−HHk-4)+(BBk-3−CCk-3)+(CCk-2−EEk-2)+(EEk-1−GG k-1 )+(GGk−JJk) (ck-8、ck-7、ck-6、ck-5、ck-4、ck-3、ck-2、ck-1、ck) = (1,1,0,0,x,1,1,0, 0)のとき Pa−Pb=(CCk-4−IIk-4)+(HHk-3−IIk-3)+(CCk-2−EEk-2)+(DDk-1−FF k-1 )+(DDk−EEk) (ck-8、ck-7、ck-6、ck-5、ck-4、ck-3、ck-2、ck-1、ck) = (1,1,0,0,x,1,1,1, 0)のとき Pa−Pb=(CCk-4−IIk-4)+(HHk-3−IIk-3)+(CCk-2−EEk-2)+(EEk-1−GG k-1 )+(FFk−GGk) (ck-8、ck-7、ck-6、ck-5、ck-4、ck-3、ck-2、ck-1、ck) = (1,1,0,0,x,1,1,1, 1)のとき Pa−Pb=(CCk-4−IIk-4)+(HHk-3−IIk-3)+(CCk-2−EEk-2)+(EEk-1−GG k-1 )+(GGk−JJk) (ck-8、ck-7、ck-6、ck-5、ck-4、ck-3、ck-2、ck-1、ck) = (1,1,1,1,x,0,0,0, 0)のとき Pa−Pb=(GGk-4−JJk-4)+(EEk-3−GGk-3)+(CCk-2−EEk-2)+(BBk-1−CC k-1 )+(AAk−BBk) (ck-8、ck-7、ck-6、ck-5、ck-4、ck-3、ck-2、ck-1、ck) = (1,1,1,1,x,0,0,0, 1)のとき Pa−Pb=(GGk-4−JJk-4)+(EEk-3−GGk-3)+(CCk-2−EEk-2)+(BBk-1−CC k-1 )+(BBk−HHk) (ck-8、ck-7、ck-6、ck-5、ck-4、ck-3、ck-2、ck-1、ck) = (0,1,1,1,x,0,0,1, 1)のとき Pa−Pb=(GGk-4−JJk-4)+(EEk-3−GGk-3)+(CCk-2−EEk-2)+(HHk-1−II k-1 )+(CCk−IIk) …(23)[0128] (ck-8, Ck-7, Ck-6, Ck-5, Ck-4, Ck-3, Ck-2, Ck-1, Ck) = (0,0,0,0, x, 1,1,0, When 0) Pa−Pb = (AAk-4-BBk-4) + (BBk-3−CCk-3) + (CCk-2-EEk-2) + (DDk-1-FF k-1 ) + (DDk-EEk) (ck-8, Ck-7, Ck-6, Ck-5, Ck-4, Ck-3, Ck-2, Ck-1, Ck) = (0,0,0,0, x, 1,1,1, When 0) Pa−Pb = (AAk-4-BBk-4) + (BBk-3−CCk-3) + (CCk-2-EEk-2) + (EEk-1−GG k-1 ) + (FFk−GGk) (ck-8, Ck-7, Ck-6, Ck-5, Ck-4, Ck-3, Ck-2, Ck-1, Ck) = (0,0,0,0, x, 1,1,1, When 1) Pa−Pb = (AAk-4-BBk-4) + (BBk-3−CCk-3) + (CCk-2-EEk-2) + (EEk-1−GG k-1 ) + (GGk-JJk) (ck-8, Ck-7, Ck-6, Ck-5, Ck-4, Ck-3, Ck-2, Ck-1, Ck) = (0,0,1,1, x, 0,0,0, When 0) Pa−Pb = (DDk-4-EEk-4) + (DDk-3-FFk-3) + (CCk-2-EEk-2) + (BBk-1−CC k-1 ) + (AAk-BBk) (ck-8, Ck-7, Ck-6, Ck-5, Ck-4, Ck-3, Ck-2, Ck-1, Ck) = (0,0,1,1, x, 0,0,0, When 1) Pa−Pb = (DDk-4-EEk-4) + (DDk-3-FFk-3) + (CCk-2-EEk-2) + (BBk-1−CC k-1 ) + (BBk−HHk) (ck-8, Ck-7, Ck-6, Ck-5, Ck-4, Ck-3, Ck-2, Ck-1, Ck) = (0,0,1,1, x, 0,0,1, When 1) Pa−Pb = (DDk-4-EEk-4) + (DDk-3-FFk-3) + (CCk-2-EEk-2) + (HHk-1-II k-1 ) + (CCk-IIk) (ck-8, Ck-7, Ck-6, Ck-5, Ck-4, Ck-3, Ck-2, Ck-1, Ck) = (0,1,1,1, x, 0,0,0, When 0) Pa−Pb = (FFk-4−GGk-4) + (EEk-3−GGk-3) + (CCk-2-EEk-2) + (BBk-1−CC k-1 ) + (AAk-BBk) (ck-8, Ck-7, Ck-6, Ck-5, Ck-4, Ck-3, Ck-2, Ck-1, Ck) = (0,1,1,1, x, 0,0,0, When 1) Pa−Pb = (FFk-4−GGk-4) + (EEk-3−GGk-3) + (CCk-2-EEk-2) + (BBk-1−CC k-1 ) + (BBk−HHk) (ck-8, Ck-7, Ck-6, Ck-5, Ck-4, Ck-3, Ck-2, Ck-1, Ck) = (0,1,1,1, x, 0,0,1, When 1) Pa−Pb = (FFk-4−GGk-4) + (EEk-3−GGk-3) + (CCk-2-EEk-2) + (HHk-1-II k-1 ) + (CCk-IIk) (ck-8, Ck-7, Ck-6, Ck-5, Ck-4, Ck-3, Ck-2, Ck-1, Ck) = (1,0,0,0, x, 1,1,0, When 0) Pa−Pb = (BBk-4−HHk-4) + (BBk-3−CCk-3) + (CCk-2-EEk-2) + (DDk-1-FF k-1 ) + (DDk-EEk) (ck-8, Ck-7, Ck-6, Ck-5, Ck-4, Ck-3, Ck-2, Ck-1, Ck) = (1,0,0,0, x, 1,1,1, When 0) Pa−Pb = (BBk-4−HHk-4) + (BBk-3−CCk-3) + (CCk-2-EEk-2) + (EEk-1−GG k-1 ) + (FFk−GGk) (ck-8, Ck-7, Ck-6, Ck-5, Ck-4, Ck-3, Ck-2, Ck-1, Ck) = (1,0,0,0, x, 1,1,1, When 1) Pa−Pb = (BBk-4−HHk-4) + (BBk-3−CCk-3) + (CCk-2-EEk-2) + (EEk-1−GG k-1 ) + (GGk-JJk) (ck-8, Ck-7, Ck-6, Ck-5, Ck-4, Ck-3, Ck-2, Ck-1, Ck) = (1,1,0,0, x, 1,1,0, When 0) Pa−Pb = (CCk-4-IIk-4) + (HHk-3-IIk-3) + (CCk-2-EEk-2) + (DDk-1-FF k-1 ) + (DDk-EEk) (ck-8, Ck-7, Ck-6, Ck-5, Ck-4, Ck-3, Ck-2, Ck-1, Ck) = (1,1,0,0, x, 1,1,1, When 0) Pa−Pb = (CCk-4-IIk-4) + (HHk-3-IIk-3) + (CCk-2-EEk-2) + (EEk-1−GG k-1 ) + (FFk−GGk) (ck-8, Ck-7, Ck-6, Ck-5, Ck-4, Ck-3, Ck-2, Ck-1, Ck) = (1,1,0,0, x, 1,1,1, When 1) Pa−Pb = (CCk-4-IIk-4) + (HHk-3-IIk-3) + (CCk-2-EEk-2) + (EEk-1−GG k-1 ) + (GGk-JJk) (ck-8, Ck-7, Ck-6, Ck-5, Ck-4, Ck-3, Ck-2, Ck-1, Ck) = (1,1,1,1, x, 0,0,0, When 0) Pa−Pb = (GGk-4-JJk-4) + (EEk-3−GGk-3) + (CCk-2-EEk-2) + (BBk-1−CC k-1 ) + (AAk-BBk) (ck-8, Ck-7, Ck-6, Ck-5, Ck-4, Ck-3, Ck-2, Ck-1, Ck) = (1,1,1,1, x, 0,0,0, When 1) Pa−Pb = (GGk-4-JJk-4) + (EEk-3−GGk-3) + (CCk-2-EEk-2) + (BBk-1−CC k-1 ) + (BBk−HHk) (ck-8, Ck-7, Ck-6, Ck-5, Ck-4, Ck-3, Ck-2, Ck-1, Ck) = (0,1,1,1, x, 0,0,1, When 1) Pa−Pb = (GGk-4-JJk-4) + (EEk-3−GGk-3) + (CCk-2-EEk-2) + (HHk-1-II k-1 ) + (CCk-IIk) …(twenty three)
【0129】ここで、AAk、BBk、CCk、DDk、EEk、FFk、
GGk、HHk、IIk、JJkは以下の式で表される。Here, AA k , BB k , CC k , DD k , EE k , FF k ,
GG k , HH k , II k , and JJ k are represented by the following equations.
【0130】 AAk=(yk−0)2、 BBk=(yk−C0)2、 CCk=(yk−(C0+C1))2、 DDk=(yk−(C1+C2))2、 EEk=(yk−(C0+C1+C2))2、 FFk=(yk−(2×C1+C2))2、 GGk=(yk−(C0+2×C1+C2))2、HHk=(yk−2×C0))2、 IIk=(yk−(2×C0+C1))2、 JJk=(yk−(2×C0+2×C1+C2))2 AA k = (y k −0) 2 , BB k = (y k −C0) 2 , CC k = (y k − (C0 + C1)) 2 , DD k = (y k − (C1 + C2)) 2 , EE k = (y k − (C0 + C1 + C2)) 2 , FF k = (y k − (2 × C1 + C2)) 2 , GG k = (y k − (C0 + 2 × C1 + C2)) 2 , HH k = (y k −2 × C0)) 2 , II k = (y k − (2 × C0 + C1)) 2 , JJ k = (y k − (2 × C0 +2 x C1 + C2)) 2
【0131】復号結果ckから式(23)をみたす|Pa
−Pb|−(2×C02+2×C12+C22)を求め、その分
布から標準偏差σと平均値Paveを求める。この分布
が正規分布であると仮定すると、誤りを起こす確率は式
(24)で表される。したがって標準偏差σと平均値Pave
より再生信号の誤り率を推定でき、信号品質を評価する
ことができる。Expression (23) is satisfied from the decryption result c k | Pa
−Pb | − (2 × C0 2 + 2 × C1 2 + C2 2 ) is obtained, and the standard deviation σ and the average value Pave are obtained from the distribution. Assuming that this distribution is normal, the probability of error is given by equation (24). Therefore, the standard deviation σ and the average value Pave
Therefore, the error rate of the reproduced signal can be estimated and the signal quality can be evaluated.
【0132】[0132]
【数9】 [Equation 9]
【0133】このようにして、最小極性反転間隔が2で
ある記録符号が用いられるとともにPR(C0,C1,
C2,C1,C0)等化が適用されている場合にも、所
定の状態遷移をとるパスの所定の期間における確からし
さの差|Pa−Pb|に基づいて、再生信号の品質を評
価することができる。In this way, the recording code having the minimum polarity inversion interval of 2 is used and PR (C0, C1,
Even if (C2, C1, C0) equalization is applied, the quality of the reproduction signal is evaluated based on the difference | Pa-Pb | in the certainty of the path that takes the predetermined state transition in the predetermined period. You can
【0134】(実施形態2)以下、上記に示したPR
(1,2,2,1)等化を用いるPRML方式によって
復号を行なう場合における各状態の確からしさ、および
復号の信頼性Pa−Pbを計算する方法の具体例につい
て詳細に説明する。(Second Embodiment) Hereinafter, the PR shown above will be described.
A specific example of a method of calculating the certainty of each state and the decoding reliability Pa-Pb in the case of performing decoding by the PRML method using (1, 2, 2, 1) equalization will be described in detail.
【0135】前述のように、PR(1,2,2,1)等
化を用いる場合、図4に示すようなトレリス線図が得ら
れる。ここで、各状態S0〜S5の時刻kでの確からし
さLk S0〜Lk S5は、以下に示すように時刻k−1での所定
の状態の確からしさLk-1 S0〜Lk-1 S5と、時刻kでの実際の
サンプル値ykとを用いて以下の式(25)で表される。な
お、以下の式における演算子min[xxx,zzz]は、xxxとzzz
とのうちのいずれか小さい方を選択するものとする。As described above, PR (1,2,2,1) etc.
When using the truncation, a trellis diagram as shown in Fig. 4 is obtained.
Be done. Here, the confirmation at each time S0 to S5 at time k
Lk S0~ Lk S5Is a predetermined value at time k-1 as shown below.
Probability of the state of Lk-1 S0~ Lk-1 S5And the actual at time k
Sample value ykIt is expressed by the following equation (25) using and. Na
The operator min [xxx, zzz] in the formula below is xxx and zzz
Whichever is smaller, shall be selected.
【0136】 [0136]
【0137】本実施形態では、時刻k−1での確からし
さLk-1に加算されるブランチメトリック(例えば(yk
+3)2)は常に1/2されるとともにyk 2/2が減算
されるものとする。なおPRML方式では、上述のLk S0
〜Lk S5を互いに比較して値が小さくなるものを選択でき
れば良いことから、上記のような計算規則をLk S0〜Lk S5
を求める全ての式について適用した場合には復号結果に
影響が及ぶことはない。その結果、各状態S0〜S5の
時刻kでの確からしさLk S0〜Lk S5は以下の式(26)で表さ
れる。In this embodiment, the probability at time k-1
Lk-1A branch metric (eg (yk
+3)2) Is always halved and yk 2/ 2 is subtracted
Shall be done. In the PRML system, the above Lk S0
~ Lk S5Can be selected by comparing
Therefore, the calculation rule above is Lk S0~ Lk S5
When it is applied to all the expressions that calculate
It will not be affected. As a result, for each state S0 to S5
Probability L at time kk S0~ Lk S5Is expressed by the following equation (26).
Be done.
【0138】 Lk S0 = min[Lk-1 S0+(yk+3)2/2-yk 2/2, Lk-1 S5+(yk+2)2/2-yk 2/2] Lk S1 = min[Lk-1 S0+(yk+2)2/2-yk 2/2 , Lk-1 S5+(yk+1)2/2-yk 2/2] Lk S2 = Lk-1 S1+(yk+0)2/2-yk 2/2 Lk S3 = min[Lk-1 S3+(yk-3)2/2-yk 2/2 , Lk-1 S2+(yk-2)2/2-yk 2/2 ] Lk S4 = min[Lk-1 S3+(yk-2)2/2-yk 2/2 , Lk-1 S2+(yk-1)2/2-yk 2/2 ] Lk S5 = Lk-1 S4+(yk+0)2/2-yk 2/2 …(26)[0138] L k S0 = min [L k -1 S0 + (y k +3) 2/2-y k 2/2, L k-1 S5 + (y k +2) 2/2-y k 2 / 2] L k S1 = min [L k-1 S0 + (y k +2) 2/2-y k 2/2 , L k-1 S5 + ( y k +1) 2/2-y k 2/2] L k S2 = L k-1 S1 + (y k +0) 2/2-y k 2/2 L k S3 = min [L k-1 S3 + (y k -3) 2/2-y k 2/2 , L k-1 S2 + ( y k -2) 2/2-y k 2/2] L k S4 = min [L k-1 S3 + (y k -2) 2/2-y k 2/2 , L k-1 S2 + ( y k -1) 2/2-y k 2/2] L k S5 = L k-1 S4 + (y k +0) 2/2-y k 2/2 ... ( 26)
【0139】この式(26)を展開すると、下記の式(27)が
得られる。By expanding this equation (26), the following equation (27) is obtained.
【0140】 Lk S0 = min[Lk-1 S0+3yk+9/2, Lk-1 S5+2yk+2] Lk S1 = min[Lk-1 S0+2yk+2, Lk-1 S5+yk+1/2] Lk S2 = Lk-1 S1 Lk S3 = min[Lk-1 S3-3yk+9/2 , Lk-1 S2-2yk+2] Lk S4 = min[Lk-1 S3-2yk+2, Lk-1 S2-yk+1/2] Lk S5 = Lk-1 S4 …(27)L k S0 = min [L k-1 S0 + 3y k +9/2, L k-1 S5 + 2y k +2] L k S1 = min [L k-1 S0 + 2y k +2, L k-1 S5 + y k +1/2] L k S2 = L k-1 S1 L k S3 = min [L k-1 S3 -3y k +9/2, L k-1 S2 -2y k + 2] L k S4 = min [L k-1 S3 -2y k +2, L k-1 S2 -y k +1/2] L k S5 = L k-1 S4 … (27)
【0141】ここで、Ak、Bk、Ck、Ek、Fk、Gkを
以下のように定義する。Here, A k , B k , C k , E k , F k , and G k are defined as follows.
【0142】 Ak=3yk+9/2=(yk-th4)+(yk-th5)+(yk-th6) Bk=2yk+2=(yk-th4)+(yk-th5) Ck=yk+1/2=(yk-th4) Ek=-yk+1/2=(th3-yk) Fk=-2yk+2=(th3-yk)+(th2-yk) Gk=-3yk+9/2=(th3-yk)+(th2-yk)+(th1-yk)A k = 3y k + 9/2 = (y k -th4) + (y k -th5) + (y k -th6) B k = 2y k + 2 = (y k -th4) + (y k -th5) C k = y k + 1/2 = (y k -th4) E k = -y k + 1/2 = (th3-y k) F k = -2y k + 2 = (th3-y k ) + (th2-y k ) G k = -3y k + 9/2 = (th3-y k ) + (th2-y k ) + (th1-y k )
【0143】なお、th1=5/2、th2=3/2、th3=1/2、th4=-1/
2、th5=-3/2、th6=-5/2を満たすものとする。Incidentally, th1 = 5/2, th2 = 3/2, th3 = 1/2, th4 = -1 /
2, th5 = -3 / 2, th6 = -5 / 2 are satisfied.
【0144】このようにしてLk S0〜Lk S5を上記(27)式に
従って求めるようにしておけば、時刻kでサンプル値y
kが検出された場合に、理想値とサンプル値との差の2
乗の計算を行なわずとも、Ak〜Gkに示されるような単
純な乗算および加算によって確からしさLk S0〜Lk S5を求
めることが可能である。従って、回路構成を複雑にせず
に済むという利点が得られる。Thus, if L k S0 to L k S5 are obtained according to the above equation (27), the sample value y at time k
If k is detected, the difference between the ideal value and the sample value is 2
It is possible to obtain the probabilities L k S0 to L k S5 by simple multiplication and addition as shown in A k to G k without calculating the power. Therefore, there is an advantage that the circuit configuration is not complicated.
【0145】さらに実施形態1で説明したように、2つ
の取り得る状態遷移列(パスAおよびパスB)の確から
しさの差|Pa−Pb|を求めることで信号品質を評価
することが可能であるが、このPa−Pbを求める計算
も2乗の計算を含まない比較的簡単なものとすることが
できる。以下、Pa−Pbの求め方を具体的に説明す
る。Further, as described in the first embodiment, the signal quality can be evaluated by obtaining the difference | Pa-Pb | in the probability of two possible state transition sequences (path A and path B). However, the calculation for obtaining Pa-Pb can also be made relatively simple without including square calculation. Hereinafter, a method of obtaining Pa-Pb will be specifically described.
【0146】例えば、実施形態1で説明したように、P
R(1,2,2,1)等化が適用されている場合、ユー
クリッド距離が最小となるパスAおよびパスBについて
Pa−Pbを求めることが望ましい。すなわち、表2に
示した状態遷移のうち、Pa=0またはPb=0のとき
にPa−Pbが±10をとる8通りの状態遷移が生じて
いる場合にPa−Pbを求めることが望ましい。For example, as described in the first embodiment, P
When R (1,2,2,1) equalization is applied, it is desirable to find Pa-Pb for path A and path B that have the smallest Euclidean distance. That is, among the state transitions shown in Table 2, it is desirable to find Pa-Pb when eight types of state transitions in which Pa-Pb takes ± 10 when Pa = 0 or Pb = 0.
【0147】例えば、上記8通りの状態遷移のうちS0
k-4 → S4kの遷移についてPa−Pbを求める場合につ
いて説明する。この場合、パスAは、S0→S0→S1
→S2→S4を遷移し、パスBは、S0→S1→S2→
S3→S4を遷移する。このときパスAの確からしさP
aは(yk-3+3)2/2+(yk-2+2)2/2+(y
k-1+0)2/2+(yk−1)2/2で表される。また、
パスBの確からしさPbは(yk-3+2)2/2+(y
k-2+0)2/2+(yk-1−2)2/2+(yk−2)2/
2で表される。For example, among the above eight state transitions, S0
The case of obtaining Pa-Pb for the transition of k-4 → S4 k will be described. In this case, the path A is S0 → S0 → S1
→ S2 → S4 transition, and path B is S0 → S1 → S2 →
Transition from S3 to S4. At this time, the probability P of path A
a is (y k-3 +3) 2 /2 + (y k-2 +2) 2/2 + (y
represented by k-1 +0) 2/2 + (y k -1) 2/2. Also,
Is the probability Pb of path B (y k-3 +2) 2/2 + (y
k-2 +0) 2/2 + (y k-1 -2) 2/2 + (y k -2) 2 /
It is represented by 2.
【0148】このとき、Pa−Pbは上述のAk〜Gkを
用いて表すことが可能である。具体的には、Pa−Pb
=(Ak-3−Bk-3)+Bk-2−Fk-1+(Ek−Fk)で表
される。このように本実施形態によれば、Pa−Pb
は、サンプル値ykと設定値th1〜th6との単純な加減算
で求められるAk〜Gkを用いて表されるため、2乗の演
算などを行なう必要がなく、比較的容易に求めることが
できる。従って、回路構成を複雑にしないですむという
利点が得られる。At this time, Pa-Pb can be expressed by using the above-mentioned A k to G k . Specifically, Pa-Pb
= Represented by (A k-3 -B k- 3) + B k-2 -F k-1 + (E k -F k). Thus, according to the present embodiment, Pa-Pb
Is expressed using A k to G k obtained by simple addition and subtraction of the sample value y k and the set values th1 to th6, and therefore, it is not necessary to perform a square operation, and can be obtained relatively easily. You can Therefore, there is an advantage that the circuit configuration is not complicated.
【0149】なお、上記には遷移S0k-4 → S4kについて
のPa−Pbの求め方を説明したが、他の遷移について
のPa−Pbも同様に、上記のAk〜Gkを用いて表すこ
とが可能である。以下にこれらの例を示す。Although the method of obtaining Pa-Pb for the transition S0 k-4 → S4 k has been described above, Pa-Pb for other transitions similarly uses the above A k to G k . Can be expressed as These examples are shown below.
【0150】状態遷移S0k-4→S3kの場合、
Pa−Pb=(Ak-3−Bk-3)+Bk-2−Fk-1+(Fk
−Gk)
状態遷移S2k-4→S0kの場合、
Pa−Pb=(Ek-3−Fk-3)−Fk-2+Bk-1+(Ak
−Bk)
状態遷移S2k-4→S1kの場合、
Pa−Pb=(Ek-3−Fk-3)−Fk-2+Bk-1+(Bk
−Ck)
状態遷移S5k-4→S4kの場合、
Pa−Pb=(Bk-3−Ck-3)+Bk-2−Fk-1+(Ek
−Fk)
状態遷移S5k-4→S3kの場合、
Pa−Pb=(Bk-3−Ck-3)+Bk-2−Fk-1+(Fk
−Gk)
状態遷移S3k-4→S0kの場合、
Pa−Pb=(Fk-3−Gk-3)−Fk-2+Bk-1+(Ak
−Bk)
状態遷移S3k-4→S1kの場合、
Pa−Pb=(Fk-3−Gk-3)−Fk-2+Bk-1+(Bk
−Ck)In the case of the state transition S0 k-4 → S3 k , Pa-Pb = (A k-3- B k-3 ) + B k-2 -F k-1 + (F k
-G k ) In the case of state transition S2 k-4 → S0 k , Pa-Pb = (E k-3 -F k-3 ) -F k-2 + B k-1 + (A k
-B k ) In the case of state transition S2 k-4 → S1 k , Pa-Pb = (E k-3 -F k-3 ) -F k-2 + B k-1 + (B k
-C k ) In the case of state transition S5 k-4 → S4 k , Pa-Pb = (B k-3 -C k-3 ) + B k-2 -F k-1 + (E k
-F k ) In the case of state transition S5 k-4 → S3 k , Pa-Pb = (B k-3 -C k-3 ) + B k-2 -F k-1 + (F k
-G k ) When the state transition S3 k-4 → S0 k , Pa-Pb = (F k-3 -G k-3 ) -F k-2 + B k-1 + (A k
-B k ) In the case of state transition S3 k-4 → S1 k , Pa-Pb = (F k-3 -G k-3 ) -F k-2 + B k-1 + (B k
-C k)
【0151】(実施形態3)以下、図7を参照しなが
ら、PRML方式で再生信号の復号を行なう光ディスク
装置100を説明する。(Third Embodiment) An optical disc apparatus 100 for decoding a reproduction signal by the PRML system will be described below with reference to FIG.
【0152】光ディスク装置100において、光ディス
ク8から光ヘッド50によって読み出された再生信号は
プリアンプ9によって増幅され、ACカップリングされ
たのちAGC(automatic gain controller)10に入力
される。AGC10では後段の波形等化器11の出力が
所定の振幅となるようゲインが調整される。AGC10
から出力された再生信号は、波形等化器11によって波
形整形される。波形整形された再生信号は、PLL回路
12とA/D変換器13とに出力される。In the optical disc device 100, the reproduction signal read from the optical disc 8 by the optical head 50 is amplified by the preamplifier 9, AC-coupled, and then input to an AGC (automatic gain controller) 10. In the AGC 10, the gain is adjusted so that the output of the waveform equalizer 11 in the subsequent stage has a predetermined amplitude. AGC10
The reproduced signal output from is waveform-shaped by the waveform equalizer 11. The waveform-shaped reproduced signal is output to the PLL circuit 12 and the A / D converter 13.
【0153】PLL回路12は再生信号に同期する再生
クロックを生成する。なお、このPLL回路12は、図
1に示した従来のPLL回路(位相比較器5、LPF6
およびVCO7で構成される回路)と同様の構成を有し
ていて良い。また、A/D変換器13は、PLL回路1
2から出力された再生クロックと同期して再生信号のサ
ンプリングを行なう。このようにして得られたサンプリ
ングデータはA/D変換器13からデジタルフィルタ1
4に出力される。The PLL circuit 12 generates a reproduction clock synchronized with the reproduction signal. The PLL circuit 12 is a conventional PLL circuit (phase comparator 5, LPF 6 shown in FIG. 1).
And a circuit composed of VCO 7). In addition, the A / D converter 13 is the PLL circuit 1
The reproduction signal is sampled in synchronism with the reproduction clock output from 2. The sampling data thus obtained is sent from the A / D converter 13 to the digital filter 1
4 is output.
【0154】デジタルフィルタ14は、記録再生系の周
波数特性がビタビ回路15の想定する特性(本実施形態
ではPR(1,2,2,1)等化特性)となるように設定された周
波数特性をもつ。このデジタルフィルタ14から出力さ
れたデータは、最尤復号を行なうビタビ回路15に入力
される。ビタビ回路15は、PR(1,2,2,1)等化された
信号を最尤復号方式で復号することによって2値化デー
タを出力する。The frequency characteristic of the digital filter 14 is set so that the frequency characteristic of the recording / reproducing system becomes the characteristic assumed by the Viterbi circuit 15 (PR (1,2,2,1) equalization characteristic in this embodiment). With. The data output from the digital filter 14 is input to the Viterbi circuit 15 which performs maximum likelihood decoding. The Viterbi circuit 15 outputs the binarized data by decoding the PR (1,2,2,1) equalized signal by the maximum likelihood decoding method.
【0155】また、ビタビ回路15からは、復号された
2値化データとともに、時刻ごとのユークリッド距離の
計算結果(ブランチメトリック)が、差分メトリック解析
器16へと出力される。差分メトリック解析器16は、
ビタビ回路15から得られた2値化データから状態遷移
を判別し、この判別結果とブランチメトリックとによっ
て復号結果の信頼性を示すPa−Pbを求める。これに
よって復号結果の誤り率を推定することができる。Further, the Viterbi circuit 15 outputs the decoded binarized data and the calculation result (branch metric) of the Euclidean distance for each time to the difference metric analyzer 16. The differential metric analyzer 16 is
The state transition is discriminated from the binarized data obtained from the Viterbi circuit 15, and Pa-Pb indicating the reliability of the decoding result is obtained from the discrimination result and the branch metric. Thereby, the error rate of the decoding result can be estimated.
【0156】以下、図8を参照しながら、ビタビ回路1
5および差分メトリック解析器16について詳細に説明
する。図8は、ビタビ回路15および差分メトリック解
析器16の構成を示す。デジタルフィルタ14から出力
されたサンプル値ykは、ビタビ回路15のブランチメ
トリック演算回路17に入力される。ブランチメトリッ
ク演算回路17では、サンプル値ykと期待値levelvと
の距離に相当するブランチメトリックが計算される。P
R(1,2,2,1)等化が用いられているため、期待値levelv
は0〜6までの7つの値を持つ。時刻kにおける、それ
ぞれの期待値とサンプル値ykとの距離を表すブランチ
メトリックAk、Bk、Ck、Dk、Ek、F k、Gkのそれ
ぞれは下記の式(28)で規定される。The Viterbi circuit 1 will be described below with reference to FIG.
5 and the differential metric analyzer 16 are explained in detail
To do. FIG. 8 shows the Viterbi circuit 15 and the differential metric solution.
The structure of the analyzer 16 is shown. Output from digital filter 14
Sampled value ykIs a branch of the Viterbi circuit 15.
It is input to the trick calculation circuit 17. Branch metric
In the calculation circuit 17, the sampled value ykAnd the expected value levelv
A branch metric corresponding to the distance is calculated. P
Since R (1,2,2,1) equalization is used, the expected value levelv
Has 7 values from 0 to 6. It at time k
Expected value and sample value ykA branch that represents the distance from
Metric Ak, Bk, Ck, Dk, Ek, F k, GkThat of
Each of them is defined by the following equation (28).
【0157】 Ak=(yk-0)2,Bk=(yk-1)2,Ck=(yk-2)2,Dk=(yk-3)2, Ek=(yk-4)2,Fk=(yk-5)2,Gk=(yk-6)2 …(28)A k = (y k -0) 2 , B k = (y k -1) 2 , C k = (y k -2) 2 , D k = (y k -3) 2 , E k = (y k -4) 2 ,, F k = (y k -5) 2 ,, G k = (y k -6) 2 … (28)
【0158】このようにして計算されたブランチメトリ
ックは、加算/比較/選択回路18に入力される。入力
された時刻kでのブランチメトリックと時刻k−1での
各状態の確からしさ(メトリック値)とから、時刻kで
の各状態S0〜S5(図4参照)の確からしさが求ま
る。各状態の確からしさは式(29)で表される。なお、mi
n[xxx,zzz]は、xxxまたはzzzのうちの小さい方の値を選
択する関数である。The branch metric calculated in this way is input to the addition / comparison / selection circuit 18. From the input branch metric at time k and the probability (metric value) of each state at time k−1, the probability of each state S0 to S5 (see FIG. 4) at time k is obtained. The probability of each state is expressed by equation (29). Note that mi
n [xxx, zzz] is a function that selects the smaller value of xxx or zzz.
【0159】 [0159]
【0160】時刻kでのメトリック値Lk S0〜Lk S5はレ
ジスタ19に格納され、つぎの時刻k+1での各状態の
メトリック値の演算に用いられる。また、回路18は、
式(29)に従ってメトリック値が最小となる状態遷移を選
択するとともに、下記の式 (30)に示すように選択結果
に基づいて制御信号Sel0〜Sel3を、図9に示す回路構成
を有するパスメモリ20に出力する。The metric values L k S0 to L k S5 at the time k are stored in the register 19 and are used to calculate the metric value of each state at the next time k + 1. Also, the circuit 18
The state transition that minimizes the metric value is selected according to equation (29), and the control signals Sel0 to Sel3 are sent to the path memory having the circuit configuration shown in FIG. Output to 20.
【0161】 Lk-1 S0 + Ak ≧ Lk-1 S5 + Bk : Sel0 ='1' Lk-1 S0 + Ak < Lk-1 S5 + Bk : Sel0 ='0' Lk-1 S0 + Bk ≧ Lk-1 S5 + Ck : Sel1 ='1' Lk-1 S0 + Bk < Lk-1 S5 + Ck : Sel1 ='0' Lk-1 S3 + Gk ≧ Lk-1 S2 + Fk : Sel2 ='1' Lk-1 S3 + Gk < Lk-1 S2 + Fk : Sel2 ='0' Lk-1 S3 + Fk ≧ Lk-1 S2 + Ek : Sel3 ='1' Lk-1 S3 + Fk < Lk-1 S2 + Ek : Sel3 ='0' … (30)L k-1 S0 + A k ≥ L k-1 S5 + B k : Sel0 = '1' L k-1 S0 + A k <L k-1 S5 + B k : Sel0 = '0' L k-1 S0 + B k ≥ L k-1 S5 + C k : Sel1 = '1' L k-1 S0 + B k <L k-1 S5 + C k : Sel1 = '0' L k-1 S3 + G k ≥ L k-1 S2 + F k : Sel2 = '1' L k-1 S3 + G k <L k-1 S2 + F k : Sel2 = '0' L k-1 S3 + F k ≥ L k-1 S2 + E k : Sel3 = '1' L k-1 S3 + F k <L k-1 S2 + E k : Sel3 = '0'… (30)
【0162】パスメモリ20は、入力された制御信号に
基づいて状態遷移則に従う最も確からしい状態遷移列を
推定することができ、この推定された状態遷移列に対応
する2値化データckを出力する。The path memory 20 can estimate the most probable state transition sequence according to the state transition rule based on the input control signal, and outputs the binarized data c k corresponding to this estimated state transition sequence. Output.
【0163】一方、再生信号の品質の評価を行なうため
に、ブランチメトリック演算回路17から出力されたブ
ランチメトリックは遅延回路21に入力され、加算/比
較/選択回路18およびパスメモリ20における信号処
理時間分だけ遅延された後に差分メトリック演算器22
に出力される。また、パスメモリ20から出力された2
値化データckは状態遷移検出器23に入力され、ここに
おいて2値化データの所定のパターンの検出が行なわれ
る。具体的には、上述の式(9)に示される8通りの状態
遷移に対応するデータパターンの検出が行なわれる。差
分メトリック演算器22は、状態遷移検出器23が所定
の状態遷移を検出したときに、上述の式(9)に従って、
その検出された状態遷移についてのPa−Pbを計算す
る。On the other hand, in order to evaluate the quality of the reproduced signal, the branch metric output from the branch metric calculation circuit 17 is input to the delay circuit 21, and the signal processing time in the add / compare / select circuit 18 and the path memory 20 is calculated. After being delayed by a minute, the difference metric calculator 22
Is output to. In addition, 2 output from the path memory 20
The binarized data c k is input to the state transition detector 23, where a predetermined pattern of the binarized data is detected. Specifically, the data pattern corresponding to the eight kinds of state transitions shown in the above equation (9) is detected. When the state transition detector 23 detects a predetermined state transition, the differential metric calculator 22 uses the above equation (9) to
Calculate Pa-Pb for the detected state transition.
【0164】なお、Pa−Pbは、実施形態2で説明し
たような2乗の演算を含まないような計算方法で求める
ことも可能である。実施形態2の方法によれば、Pa−
Pbは、ブランチメトリック演算回路17で計算される
ブランチメトリックを用いることなく求められ得る。従
って、このような場合には、ディジタルフィルタ14か
ら出力されたサンプル値ykを遅延回路21のみを介し
て直接的に差分メトリック演算器22に入力するような
回路構成を採用すればよい。差分メトリック演算器22
では、実施形態2で説明したような方法に従って、サン
プル値ykからPa−Pbが求められ得る。It should be noted that Pa-Pb can be obtained by a calculation method that does not include the square operation as described in the second embodiment. According to the method of the second embodiment, Pa−
Pb can be obtained without using the branch metric calculated by the branch metric calculation circuit 17. Therefore, in such a case, a circuit configuration may be adopted in which the sample value y k output from the digital filter 14 is directly input to the difference metric calculator 22 via only the delay circuit 21. Difference metric calculator 22
Then, Pa-Pb can be obtained from the sampled values y k according to the method described in the second embodiment.
【0165】このようにして計算された、検出された所
定の状態遷移についてのPa−Pbの値は、平均値/標
準偏差演算器24に入力される。平均値/標準偏差演算
器24は入力されたPa−Pbの分布の平均値と標準偏
差を求め、これらの2つの値(すなわち、平均値Pav
e10および標準偏差σ10)を出力する。なお、ここで出
力される平均値Pave10および標準偏差σ10は、2つ
のパスのユークリッド距離が最小値をとる(すなわち、
パスを誤る可能性が高い)所定の状態遷移についての値
である。式(11)に基づいて、平均値Pave10および標
準偏差σ10から再生信号の誤り率を推定することができ
る。すなわち、平均値/標準偏差演算器24から得られ
た標準偏差、平均値は、誤り率と相関のある再生信号品
質を示す指標として用いられる。なお、上述したよう
に、平均値がゼロに近い値を取ると予想されるため、P
ave10をゼロと見なして誤り率を求めるようにしても
よい。The value of Pa-Pb for the detected predetermined state transition calculated in this way is input to the average value / standard deviation calculator 24. The average value / standard deviation calculator 24 calculates the average value and standard deviation of the input distribution of Pa-Pb, and calculates these two values (that is, the average value Pav
e 10 and standard deviation σ 10 ) are output. The average value Pave 10 and standard deviation σ 10 output here have the minimum Euclidean distances of the two paths (that is,
It is a value for a predetermined state transition (there is a high possibility of making a mistake in the path). Based on the equation (11), the error rate of the reproduced signal can be estimated from the average value Pave 10 and the standard deviation σ 10 . That is, the standard deviation and the average value obtained from the average value / standard deviation calculator 24 are used as an index indicating the reproduced signal quality correlated with the error rate. As described above, the average value is expected to be close to zero, so P
The error rate may be obtained by regarding ave 10 as zero.
【0166】以上、図7に示す構成を有する光ディスク
装置100について説明したが、光ディスク装置は、図
10に示すようにPLL回路におけるクロック再生のた
めに適切な等化特性を有する波形等化器B28をさらに
備えるような構成を有していても良い。この場合にも、
図7に示した光ディスク装置100と同様に標準偏差、
平均値を求めることができ、これにより再生信号の品質
を評価することができる。また、このようにクロック再
生に適した波形整形を行なう波形等化器と、PRML復
号方式に適した波形整形を行なう波形等化器とを別個に
設けることで、好ましい再生クロック信号を生成できる
とともに、PRML方式での復号の正確性を向上させる
ことが可能である。なお、このような2以上の波形等化
器を用いる光ディスク装置は、本願出願人と同一の出願
人によって出願された米国特許出願番号第09/99
6,843号に記載されている。本明細書においてこの
米国特許出願番号第09/996,843号を援用す
る。The optical disc apparatus 100 having the configuration shown in FIG. 7 has been described above. The optical disc apparatus has a waveform equalizer B28 having an equalization characteristic suitable for clock reproduction in the PLL circuit as shown in FIG. May be provided. Also in this case,
Similar to the optical disc device 100 shown in FIG.
An average value can be obtained, which makes it possible to evaluate the quality of the reproduced signal. Further, by separately providing the waveform equalizer that performs the waveform shaping suitable for the clock reproduction and the waveform equalizer that performs the waveform shaping suitable for the PRML decoding method, it is possible to generate a preferable reproduced clock signal. , PRML method, it is possible to improve the accuracy of decoding. An optical disc device using two or more waveform equalizers as described above is disclosed in US patent application Ser. No. 09/99 filed by the same applicant as the present applicant.
No. 6,843. No. 09 / 996,843 is incorporated herein by reference.
【0167】また、図11に示すように、A/D変換器
13の出力(デジタル信号)から再生クロックを生成す
るようにしてもよい。この場合にも、図7に示した光デ
ィスク装置100と同様に標準偏差、平均値を求めるこ
とができ、これにより再生信号の品質を評価することが
できる。Further, as shown in FIG. 11, the reproduction clock may be generated from the output (digital signal) of the A / D converter 13. Also in this case, the standard deviation and the average value can be obtained similarly to the optical disc device 100 shown in FIG. 7, and the quality of the reproduced signal can be evaluated by this.
【0168】また、上述のように差分メトリック解析器
16から出力されるPa−Pbの分布の標準偏差σ、平
均値Paveを指標として用いて再生信号の品質を評価
することができるが、この指標(標準偏差σおよび平均
値Pave)に基づいて再生信号品質を改善する制御を
行なうことも可能である。例えば、図12に示すよう
に、周波数特性制御手段29を用いて、差分メトリック
解析器16から出力される平均値が0となるように、あ
るいは、標準偏差が最小となるように波形等化器11の
周波数特性を変化することで再生信号品質を改善するこ
とができる。また、情報を記録することが可能な光ディ
スク装置においては、差分メトリック解析器16から出
力される平均値が0となるように、あるいは標準偏差が
最小となるように、記録パワーや記録補償量を制御する
ことによって記録パラメータの最適化を行うことができ
る。As described above, the standard deviation σ of the Pa-Pb distribution output from the differential metric analyzer 16 and the average value Pave can be used as the index to evaluate the quality of the reproduced signal. It is also possible to perform control for improving the quality of the reproduced signal based on (standard deviation σ and average value Pave). For example, as shown in FIG. 12, by using the frequency characteristic control means 29, the waveform equalizer so that the average value output from the differential metric analyzer 16 becomes 0 or the standard deviation becomes minimum. The reproduced signal quality can be improved by changing the frequency characteristic of 11. Further, in an optical disc device capable of recording information, the recording power and the recording compensation amount are set so that the average value output from the differential metric analyzer 16 becomes 0 or the standard deviation becomes minimum. By controlling, the recording parameters can be optimized.
【0169】(実施形態4)次に、図13を参照しなが
ら本発明の実施形態4にかかる光ディスク装置を説明す
る。(Fourth Embodiment) Next, an optical disk device according to a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
【0170】本実施形態では、差分メトリック解析器1
60は、上述の式(14)によって規定されるPRML誤差
指標MLSA(M=σ/2・dmin 2)を出力するように
構成されている。なお、PRML誤差指標MLSAは、
最も確からしい状態遷移列と再生信号との標準偏差(平
均二乗誤差)σを、当該状態遷移列と2番目に確からし
い状態遷移列とのユークリッド距離で除算することによ
って求められる。PRML誤差指標MLSAは、PRM
Lを用いた場合の再生信号品質を好適に評価することが
できる指標である。In this embodiment, the differential metric analyzer 1
The reference numeral 60 is configured to output the PRML error index MLSA (M = σ / 2 · d min 2 ) defined by the above equation (14). The PRML error index MLSA is
It is obtained by dividing the standard deviation (mean square error) σ between the most probable state transition sequence and the reproduced signal by the Euclidean distance between the state transition sequence and the second most probable state transition sequence. The PRML error index MLSA is the PRM
This is an index that can favorably evaluate the quality of the reproduced signal when L is used.
【0171】差分メトリック解析器160から出力され
る誤差指標MLSAは、周波数特性制御手段290に供
給される。周波数特性制御手段290は、この誤差指標
MLSAが最小になるように、波形等化器の特性(例え
ば、ブースト量やブースト中心周波数)を最適化する。
例えば、ブースト量を微少量変化させ、変化前後のポイ
ントにおけるPRML誤差指標MLSAを比較して、よ
りMLSAが小さくなるほうのブースト量を選択する。
このような動作を繰り返すことにより波形等化器の特性
が最適化され、PRML誤差指標MLSAを最小値に収
束させることができる。The error index MLSA output from the differential metric analyzer 160 is supplied to the frequency characteristic control means 290. The frequency characteristic control means 290 optimizes the characteristic of the waveform equalizer (for example, boost amount or boost center frequency) so that this error index MLSA becomes the minimum.
For example, the boost amount is slightly changed, the PRML error index MLSA at the points before and after the change is compared, and the boost amount with which the MLSA becomes smaller is selected.
By repeating such an operation, the characteristics of the waveform equalizer are optimized and the PRML error index MLSA can be converged to the minimum value.
【0172】また、図14に示すように、差分メトリッ
ク解析器160によって生成されたPRML誤差指標M
LSAを、フォーカスオフセット探査手段291に供給
するようにしてもよい。信号再生時、光ヘッド50が出
射するビームスポットが常に光ディスク8の情報記録面
付近を走査し得るようにフォーカスサーボ制御が行なわ
れる。このフォーカスサーボ制御は、サーボアンプ91
によって検出されたフォーカス誤差信号が、引算器92
を介して所定目標値X0になるように光ヘッド50のフ
ォーカスアクチュエータ(不図示)をフィードバック制
御することで実行される。ここで、フォーカスオフセッ
ト探査手段291が、所定目標値X0としてPRML誤
差指標MLSAを最小とするような目標値X0を引算器
92に対して出力するようにすれば、PRML誤差指標
MLSAが最小となるような(すなわち、誤り率が最小
となるような)フォーカスサーボ制御を行うことができ
る。なお、このような目標値X0の探査を行なうために
は、例えば、上記目標値X0を微少変化させたときのP
RML誤差指標MLSAの変化を検出および比較すれば
よい。Further, as shown in FIG. 14, the PRML error index M generated by the difference metric analyzer 160.
The LSA may be supplied to the focus offset search means 291. During signal reproduction, focus servo control is performed so that the beam spot emitted by the optical head 50 can always scan the vicinity of the information recording surface of the optical disk 8. This focus servo control is performed by the servo amplifier 91.
The focus error signal detected by
The focus actuator (not shown) of the optical head 50 is feedback-controlled so as to reach the predetermined target value X0 via the. Here, if the focus offset search means 291 outputs to the subtractor 92 a target value X0 that minimizes the PRML error index MLSA as the predetermined target value X0, the PRML error index MLSA will be the minimum. It is possible to perform focus servo control such that (that is, the error rate is minimized). In order to perform such a search for the target value X0, for example, P when the target value X0 is slightly changed.
The change in the RML error index MLSA may be detected and compared.
【0173】なお、本実施の形態では、PRML誤差指
標MLSA を用いてフォーカス目標値を最適化してい
るが、本発明は他のサーボ目標値の最適化にも応用する
ことができる。上記のPRML誤差指標MLSA を用
いて、例えば、トラッキングサーボ、ディスクチルト制
御、レンズ球面収差補正制御等を行うことが可能であ
る。Although the focus target value is optimized using the PRML error index MLSA in the present embodiment, the present invention can be applied to the optimization of other servo target values. Using the PRML error index MLSA described above, for example, tracking servo, disc tilt control, lens spherical aberration correction control, etc. can be performed.
【0174】さらに、図15に示すように、信号再生用
光ヘッド50および信号記録用光ヘッド51の2種類の
光ヘッドを備える光ディスク装置において、差分メトリ
ック解析器160から出力されるPRML誤差指標ML
SAを用いて、記録パワーを制御するようにしてもよ
い。光ディスクに記録するべき信号は、記録信号生成手
段103によって変調器102を介して信号記録用光ヘ
ッド51に供給される。変調器102は、適当な記録パ
ワーPと上記記録信号とを掛け合わせて光ヘッド51に
供給する。このとき、差分メトリック解析器160によ
って生成されたPRML誤差指標MLSAを記録パワー
制御手段292に供給することで、記録パワー制御手段
292は、PRML誤差指標MLSAが最小になるよう
に上記記録パワーPを決定することができる。Further, as shown in FIG. 15, in an optical disk device having two types of optical heads, a signal reproducing optical head 50 and a signal recording optical head 51, the PRML error index ML output from the differential metric analyzer 160 is output.
The recording power may be controlled using SA. The signal to be recorded on the optical disc is supplied to the signal recording optical head 51 by the recording signal generation means 103 via the modulator 102. The modulator 102 multiplies an appropriate recording power P and the recording signal and supplies the result to the optical head 51. At this time, by supplying the PRML error index MLSA generated by the differential metric analyzer 160 to the recording power control unit 292, the recording power control unit 292 sets the recording power P so that the PRML error index MLSA becomes the minimum. You can decide.
【0175】なお、図15に示す光ディスク装置は、記
録動作および再生動作のそれぞれを別々のヘッドを用い
て行っているが、1つのヘッドの機能を記録と再生との
間で切り替え、上記の各動作を実行するようにしてもよ
い。また、上記には、記録パワーを制御する例を示した
が、PRML誤差指標MLSAに基づいて記録パルスの
幅や位相を制御するような構成としてもよい。In the optical disk device shown in FIG. 15, the recording operation and the reproducing operation are performed by using different heads, but the function of one head is switched between the recording and the reproducing operation. The operation may be executed. Further, although the example in which the recording power is controlled has been described above, the width and the phase of the recording pulse may be controlled based on the PRML error index MLSA.
【0176】[0176]
【発明の効果】本発明の再生信号品質評価方法によれ
ば、n通りの状態遷移列のうちから最も確からしい状態
遷移列を推定する最尤復号方式において、時刻k−jで
の状態から時刻kでの状態に至るまでの所定期間におけ
る状態遷移の確からしさ(例えば、所定期間におけるユ
ークリッド距離の累積値)をPaとし、2番目に確から
しい状態遷移列の時刻k−jでの状態から時刻kの状態
に至るまでの所定期間における状態遷移の確からしさ
(例えば、所定期間におけるユークリッド距離の累積
値)をPbとするとき、時刻k−jから時刻kまでの復
号結果の信頼性を|Pa−Pb|によって判断する。ま
た、この複数回測定された|Pa−Pb|のばらつきを
求めることによって、最尤復号の2値化結果の誤り率と
相関のある信号品質を示す指標が得られる。According to the reproduced signal quality evaluation method of the present invention, in the maximum likelihood decoding method for estimating the most probable state transition sequence from the n types of state transition sequences, the state from the state at time kj to the time The probability of the state transition in a predetermined period until reaching the state of k (for example, the cumulative value of the Euclidean distance in the predetermined period) is Pa, and the time from the state at the time kj of the second most probable state transition sequence is changed to the time. When the probability of state transition in a predetermined period until reaching the state of k (for example, the cumulative value of the Euclidean distance in the predetermined period) is Pb, the reliability of the decoding result from time k−j to time k is | Pa. -Pb | Further, by obtaining the variation of | Pa−Pb | measured multiple times, an index indicating the signal quality correlated with the error rate of the binarization result of maximum likelihood decoding can be obtained.
【図1】従来の光ディスクドライブの構成図FIG. 1 is a block diagram of a conventional optical disc drive.
【図2】ジッタとビット誤り率の関係を示す図FIG. 2 is a diagram showing the relationship between jitter and bit error rate.
【図3】本発明の実施例で用いる最小極性反転間隔が2
であることとPR(1,2,2,1)等化の制約から定
まる状態遷移図FIG. 3 is a minimum polarity reversal interval of 2 used in the embodiment of the present invention.
And state transition diagram determined by PR (1, 2, 2, 1) equalization constraint
【図4】本発明の実施例で用いる最小極性反転間隔が2
であることとPR(1,2,2,1)等化の制約から定
まるトレリス図FIG. 4 is a minimum polarity inversion interval of 2 used in the embodiment of the present invention.
And the trellis diagram determined by the constraints of PR (1, 2, 2, 1) equalization
【図5】本発明の実施例で用いるトレリス図において状
態S0kと状態S0k-5間でとりうる2つの状態遷移列を示す
図FIG. 5 is a diagram showing two possible state transition sequences between states S0 k and S0 k-5 in the trellis diagram used in the embodiment of the present invention.
【図6】復号結果の信頼性を示すPa-Pbの分布の模式図FIG. 6 is a schematic diagram of the distribution of Pa-Pb showing the reliability of the decoding result.
【図7】本発明の実施形態3にかかる再生信号品質評価
装置の構成図FIG. 7 is a configuration diagram of a reproduced signal quality evaluation device according to a third embodiment of the present invention.
【図8】本発明の実施形態3にかかる再生信号品質評価
装置のビタビ回路、差分メトリック解析器の詳細構成図FIG. 8 is a detailed configuration diagram of a Viterbi circuit and a differential metric analyzer of the reproduced signal quality evaluation apparatus according to the third embodiment of the present invention.
【図9】本発明の実施形態3にかかる再生信号品質評価
装置のパスメモリの構成図FIG. 9 is a configuration diagram of a path memory of the reproduction signal quality evaluation apparatus according to the third embodiment of the present invention.
【図10】本発明の実施形態3にかかる別の再生信号品
質評価装置の構成図FIG. 10 is a configuration diagram of another reproduction signal quality evaluation apparatus according to the third embodiment of the present invention.
【図11】本発明の実施形態3にかかるさらに別の再生
信号品質評価装置の構成図FIG. 11 is a configuration diagram of still another reproduced signal quality evaluation apparatus according to the third embodiment of the present invention.
【図12】本発明の実施形態3にかかるさらに別の再生
信号品質評価装置の構成図FIG. 12 is a configuration diagram of still another reproduced signal quality evaluation apparatus according to the third embodiment of the present invention.
【図13】本発明の実施形態4にかかる光ディスク装置
の構成図FIG. 13 is a configuration diagram of an optical disk device according to a fourth embodiment of the present invention.
【図14】本発明の実施形態4にかかる別の光ディスク
装置の構成図FIG. 14 is a configuration diagram of another optical disk device according to the fourth embodiment of the present invention.
【図15】本発明の実施形態4にかかるさらに別のの光
ディスク装置の構成図FIG. 15 is a configuration diagram of yet another optical disk device according to Embodiment 4 of the present invention.
【図16】指標MLSAと誤り率BER(Bit Error Rate)
との関係を示すグラフFIG. 16: Index MLSA and error rate BER (Bit Error Rate)
Graph showing the relationship with
【図17】本発明の実施例で用いる最小極性反転間隔が
2であることとPR(C0,C1,C0)等化の制約から定ま
る状態遷移図FIG. 17 is a state transition diagram determined by the fact that the minimum polarity reversal interval used in the embodiment of the present invention is 2 and the constraint of PR (C0, C1, C0) equalization.
【図18】本発明の実施例で用いる最小極性反転間隔が
2であることとPR(C0,C1,C0)等化の制約から定ま
るトレリス図FIG. 18 is a trellis diagram determined by the fact that the minimum polarity reversal interval used in the embodiment of the present invention is 2 and the constraint of PR (C0, C1, C0) equalization.
【図19】本発明の実施例で用いる最小極性反転間隔が
2であることとPR(C0,C1,C2,C1,C0)等化の制約
から定まる状態遷移図FIG. 19 is a state transition diagram determined by the fact that the minimum polarity reversal interval used in the embodiment of the present invention is 2 and PR (C0, C1, C2, C1, C0) equalization constraints.
【図20】本発明の実施例で用いる最小極性反転間隔が
2であることとPR(C0,C1,C2,C1,C0)等化の制約
から定まるトレリス図FIG. 20 is a trellis diagram determined by the fact that the minimum polarity reversal interval used in the embodiment of the present invention is 2 and PR (C0, C1, C2, C1, C0) equalization constraints.
1、8 光ディスク 2 光学ヘッド 3、11 波形等化器 4 コンパレータ 5、位相比較器 6 LPF 7 VCO 9 プリアンプ 10、28 AGC 12 PLL回路 13 A/D変換器 14 デジタルフィルタ 15 ビタビ回路 16 差分メトリック解析器 17 ブランチメトリック演算回路 18 加算/比較/選択回路 19 レジスタ 20 パスメモリ 21 遅延回路 22 差分メトリック演算器 23 状態遷移検出器 24 セレクタA 25 セレクタB 26、27 平均値/標準偏差演算器 28 波形等化器B 29 周波数特性制御手段 1,8 Optical disc 2 Optical head 3, 11 Waveform equalizer 4 comparator 5, phase comparator 6 LPF 7 VCO 9 preamplifier 10, 28 AGC 12 PLL circuit 13 A / D converter 14 Digital filter 15 Viterbi circuit 16 Differential metric analyzer 17 Branch metric arithmetic circuit 18 Addition / comparison / selection circuit 19 registers 20 pass memory 21 Delay circuit 22 Difference metric calculator 23 State transition detector 24 Selector A 25 Selector B 26, 27 Mean / standard deviation calculator 28 Waveform equalizer B 29 Frequency characteristic control means
フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 FI テーマコート゛(参考) G11B 20/10 321 G11B 20/10 321A 341 341B (72)発明者 古宮 成 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 石橋 広通 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 Fターム(参考) 5D044 BC01 BC02 CC04 FG01 FG02 FG05 GK18 GL32 Front page continuation (51) Int.Cl. 7 Identification code FI theme code (reference) G11B 20/10 321 G11B 20/10 321A 341 341B (72) Inventor Shigeru Komiya 1006 Kadoma, Kadoma-shi, Osaka Matsushita Electric Industrial In-house (72) Inventor Hirohashi Ishibashi 1006 Kadoma, Kadoma-shi, Osaka Prefecture Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. F-term (reference) 5D044 BC01 BC02 CC04 FG01 FG02 FG05 GK18 GL32
Claims (15)
以上の整数)における第1状態Sk-jから時刻kにおけ
る第2状態Skへと遷移するn(nは2以上の整数)通
りの状態遷移列のうちから最も確からしい状態遷移列を
選択する最尤復号方式によって再生信号の復号を行なう
場合における、前記復号された信号の品質評価方法であ
って、 前記時刻k−jから時刻kまでの所定の期間jにおける
前記n通りの状態遷移列を規定する前記第1状態Sk-j
と前記第2状態Skとの所定の組み合わせを検出する工
程と、 前記検出された前記所定の組み合わせによって規定され
る前記n通りの状態遷移列のうちの最も確からしい第1
の状態遷移列の前記所定の期間jにおける状態遷移の確
からしさを表す指標をPaとし、2番目に確からしい第
2の状態遷移列の前記所定の期間jにおける状態遷移の
確からしさを示す指標をPbとするとき、|Pa−Pb
|を用いて前記時刻k−jから時刻kまでの復号結果の
信頼性を判断する工程とを包含する再生信号品質評価方
法。1. Time k−j (k is an integer of 3 or more, and j is 2)
Top selects the most likely state transition sequence from among an integer greater than one) n (n is an integer of 2 or more) state transition sequence of as a transition to the second state S k at time k from the first state S kj in A method for evaluating the quality of a decoded signal when a reproduced signal is decoded by a likelihood decoding method, wherein the n kinds of state transition sequences are defined in a predetermined period j from the time kj to the time k. The first state S kj
Detecting a predetermined combination of the second state S k and the second state S k, and the most probable first of the n number of state transition sequences defined by the detected predetermined combination.
Let Pa be the index indicating the probability of state transition in the predetermined period j of the state transition sequence of, and the index indicating the probability of state transition in the predetermined period j of the second state transition sequence that is second most likely. Let Pb be | Pa-Pb
Using || to judge the reliability of the decoding result from time k−j to time k.
前記第1の状態遷移列が示す期待値と実際のサンプル値
との差に基づいて規定され、前記Pbは、前記所定の期
間jにおける前記第2の状態遷移列が示す期待値と前記
実際のサンプル値との差に基づいて規定される請求項1
に記載の再生信号品質評価方法。2. The Pa is defined on the basis of a difference between an expected value and an actual sample value indicated by the first state transition sequence in the predetermined period j, and the Pb is in the predetermined period j. The definition is based on a difference between an expected value indicated by the second state transition sequence and the actual sample value.
The reproduction signal quality evaluation method described in.
る、前記第1の状態遷移列が示す時刻k−jから時刻k
までの期待値lk-j,・・・,lk-1,lkと前記実際の
サンプル値yk-j,・・・,yk-1,ykとの差の2乗の
累積値に対応し、前記Pbは、前記第2の状態遷移列が
示す時刻k−jから時刻kまでの期待値mk-j,・・
・,mk-1,mkと前記実際のサンプル値yk-j,・・
・,yk-1,ykとの差の2乗の累積値に対応する請求項
2に記載の再生信号品質評価方法。3. The Pa is from the time k−j to the time k indicated by the first state transition sequence in the predetermined period j.
Corresponding to the cumulative value of the square of the difference between the expected values l kj , ..., L k-1 , l k and the actual sample values y kj , ..., y k-1 , y k , Pb is an expected value m kj from time k−j to time k indicated by the second state transition sequence, ...
.., m k-1 , m k and the actual sample values y kj ,.
-, reproduced signal quality evaluation method according to claim 2 corresponding to the square of the cumulative value of the difference between y k-1, y k.
評価方法。4. The reproduction signal evaluation method according to claim 1, wherein n = 2.
遷移列とのユークリッド距離は最小値を有する請求項1
に記載の再生信号品質評価方法。5. The Euclidean distance between the first state transition sequence and the second state transition sequence has a minimum value.
The reproduction signal quality evaluation method described in.
とによって、前記復号結果の信頼性のバラツキを判断す
る工程をさらに包含する請求項1に記載の再生信号品質
評価方法。6. The reproduction signal quality evaluation method according to claim 1, further comprising the step of determining a variation in reliability of the decoding result by measuring | Pa-Pb | a plurality of times.
Pb|の分布の標準偏差を用いて示される請求項6に記
載の再生信号品質評価方法。7. The variation in reliability depends on the | Pa−
The reproduction signal quality evaluation method according to claim 6, wherein the reproduction signal quality evaluation method is performed using the standard deviation of the distribution of Pb |.
Pb|の標準偏差と前記|Pa−Pb|の分布の平均値
とを用いて示される請求項6に記載の再生信号品質評価
方法。8. The variation of the reliability depends on the | Pa−
7. The reproduction signal quality evaluation method according to claim 6, which is indicated by using a standard deviation of Pb | and an average value of the distribution of | Pa−Pb |.
頻度を検出することによって前記復号結果の信頼性のバ
ラツキを判断する請求項6に記載の再生信号品質評価方
法。9. The reproduction signal quality evaluation method according to claim 6, wherein the variation in reliability of the decoding result is determined by detecting the frequency at which | Pa−Pb | exceeds a predetermined value.
り、かつ、PR(C0,C1,C0)等化された再生信
号を復号することを特徴とする請求項1に記載の再生信
号評価方法。10. The reproduction signal evaluation according to claim 1, wherein the minimum polarity reversal interval of the recording code is 2 and the reproduction signal PR (C0, C1, C0) equalized is decoded. Method.
り、かつ、PR(C0,C1,C1,C0)等化された
再生信号を復号することを特徴とする請求項1に記載の
再生信号評価方法。11. The reproduction according to claim 1, wherein the minimum polarity reversal interval of the recording code is 2 and the reproduction signal which is PR (C0, C1, C1, C0) equalized is decoded. Signal evaluation method.
り、かつ、PR(C0,C1,C2,C1,C0)等化
された再生信号を復号することを特徴とする請求項1に
記載の再生信号評価方法。12. A recording signal having a minimum polarity reversal interval of 2 and decoding a PR (C0, C1, C2, C1, C0) equalized reproduction signal. Method for evaluating playback signal.
前記実際のサンプル値の2乗の計算を行なわないことを
特徴とする前記請求項2または3に記載の再生信号評価
方法。13. When calculating | Pa−Pb |
4. The reproduction signal evaluation method according to claim 2, wherein the square of the actual sampled value is not calculated.
ントローラと、 所定の等化特性となるように前記再生信号を波形整形す
る波形等化器と、 前記再生信号と同期がとられた再生クロックを生成する
再生クロック生成回路と、 前記再生信号を前記再生クロックでサンプリングを行な
うことによってサンプリングデータを生成し、前記サン
プリングデータを出力するA/D変換器と、 前記サンプリングデータから最も確からしいディジタル
情報を復号する最尤検出器と、 前記最尤検出器において最も確からしいと判断された第
1の状態遷移列の所定の期間における状態遷移の確から
しさを表す指標をPaとし、2番目に確からしい第2の
状態遷移列の前記所定の期間における状態遷移の確から
しさを示す指標をPbとするとき、|Pa−Pb|を算
出する差分メトリック演算器とを備える情報再生装置。14. A gain controller for adjusting the amplitude value of a reproduced signal, a waveform equalizer for waveform-shaping the reproduced signal so as to have a predetermined equalization characteristic, and a reproduced clock synchronized with the reproduced signal. A reproduced clock generating circuit, an A / D converter which generates sampling data by sampling the reproduced signal with the reproduced clock, and outputs the sampling data, and digital information most likely from the sampling data. And a maximum likelihood detector that decodes the maximum likelihood detector, and Pa is an index indicating the probability of state transition in a predetermined period of the first state transition sequence determined to be most likely by the maximum likelihood detector. When the index indicating the probability of state transition in the predetermined period of the second state transition sequence is Pb, | Pa−P | Information reproducing apparatus and a difference metric calculator for calculating a.
特性となるように波形整形を行なう追加の波形等化器を
更に備え、 前記再生クロックは、前記追加の波形等化器によって波
形整形された再生信号から生成される請求項14に記載
の情報再生装置。15. The apparatus further comprises an additional waveform equalizer that performs waveform shaping so as to have a predetermined equalization characteristic different from that of the waveform equalizer, and the reproduced clock is waveform-shaped by the additional waveform equalizer. The information reproducing apparatus according to claim 14, wherein the information reproducing apparatus is generated from a shaped reproduced signal.
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