DE4244608C2 - Mittels eines Computers durchgeführtes Radarverfahren zur Messung von Abständen und Relativgeschwindigkeiten zwischen einem Fahrzeug und vor ihm befindlichen Hindernissen - Google Patents

Mittels eines Computers durchgeführtes Radarverfahren zur Messung von Abständen und Relativgeschwindigkeiten zwischen einem Fahrzeug und vor ihm befindlichen Hindernissen

Info

Publication number
DE4244608C2
DE4244608C2 DE4244608A DE4244608A DE4244608C2 DE 4244608 C2 DE4244608 C2 DE 4244608C2 DE 4244608 A DE4244608 A DE 4244608A DE 4244608 A DE4244608 A DE 4244608A DE 4244608 C2 DE4244608 C2 DE 4244608C2
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
signals
frequency
phase
obstacles
signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
DE4244608A
Other languages
English (en)
Other versions
DE4244608A1 (de
Inventor
Ernst Dipl Ing Lissel
Herman Prof Dr Rohling
Wilfried Dipl Ing Plagge
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Volkswagen AG
Original Assignee
Volkswagen AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority to DE4244608A priority Critical patent/DE4244608C2/de
Application filed by Volkswagen AG filed Critical Volkswagen AG
Priority to PCT/EP1993/003714 priority patent/WO1994016340A1/de
Priority to EP99106444A priority patent/EP0939322A3/de
Priority to EP94904608A priority patent/EP0677172B1/de
Priority to US08/492,079 priority patent/US5768131A/en
Priority to ES94904608T priority patent/ES2144048T3/es
Priority to JP51641494A priority patent/JP3220463B2/ja
Publication of DE4244608A1 publication Critical patent/DE4244608A1/de
Application granted granted Critical
Publication of DE4244608C2 publication Critical patent/DE4244608C2/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/08—Systems for measuring distance only
    • G01S13/32—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
    • G01S13/34—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/08—Systems for measuring distance only
    • G01S13/10—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves
    • G01S13/26—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave
    • G01S13/28—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave with time compression of received pulses
    • G01S13/284—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave with time compression of received pulses using coded pulses
    • G01S13/286—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave with time compression of received pulses using coded pulses frequency shift keyed
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/50—Systems of measurement based on relative movement of target
    • G01S13/58—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems
    • G01S13/583—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems using transmission of continuous unmodulated waves, amplitude-, frequency-, or phase-modulated waves and based upon the Doppler effect resulting from movement of targets
    • G01S13/584—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems using transmission of continuous unmodulated waves, amplitude-, frequency-, or phase-modulated waves and based upon the Doppler effect resulting from movement of targets adapted for simultaneous range and velocity measurements
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/88—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications
    • G01S13/93—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications for anti-collision purposes
    • G01S13/931—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications for anti-collision purposes of land vehicles
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
    • G01S7/03—Details of HF subsystems specially adapted therefor, e.g. common to transmitter and receiver
    • G01S7/038—Feedthrough nulling circuits
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/08—Systems for measuring distance only
    • G01S13/32—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
    • G01S13/34—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal
    • G01S13/345—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal using triangular modulation
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/08—Systems for measuring distance only
    • G01S13/32—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
    • G01S13/34—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal
    • G01S13/346—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal using noise modulation
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/66—Radar-tracking systems; Analogous systems
    • G01S13/72—Radar-tracking systems; Analogous systems for two-dimensional tracking, e.g. combination of angle and range tracking, track-while-scan radar
    • G01S13/723—Radar-tracking systems; Analogous systems for two-dimensional tracking, e.g. combination of angle and range tracking, track-while-scan radar by using numerical data
    • G01S13/726—Multiple target tracking
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
    • G01S7/28—Details of pulse systems
    • G01S7/285—Receivers
    • G01S7/288—Coherent receivers
    • G01S7/2886—Coherent receivers using I/Q processing

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)

Description

Die Erfindung betrifft ein mittels eines Computers durchgeführtes Radarverfahren gemäß dem Oberbegriff des Hauptanspruchs.
Die Radartechnik hat zur Messung von Abständen und Relativgeschwindigkeiten bislang primär im Luftverkehr Anwendung gefunden. Dort geht es um die Erfassung eines Abstandsbereichs zwischen einigen hundert Metern bis zu vielen Kilometern. Demgegen­ über erfordern die besonderen Verhältnisse im Straßenverkehr die Erfassung eines Abstandsbereichs von weniger als einem Meter bis zu über hundert Metern. Darüber hin­ aus müssen entsprechende fahrzeugautarke Abstandswarn- und Sicherheitsanlagen angesichts der üblicherweise gegenüber Luftverkehrsstrecken unübersichtlichen und komplizierten Straßenszenen relativ viele Hindernisse gleichzeitig mit möglichst vielen charakterisierenden Daten erfassen können. Grundsätzlich ist die Erfassung von drei Daten, nämlich Abstand zwischen Fahrzeug und Hindernis, Relativgeschwindigkeit zwischen Fahrzeug und Hindernis (mittels des Doppler-Effekts) und Amplitude des am Hindernis reflektierten Sendesignals zur Gewinnung einer Aussage über die Größe des Hindernisses erwünscht.
Aus der deutschen Auslegeschrift DE 23 05 941 B2 ein Fahrzeughindernisradar zur Mes­ sung von Entfernung und relativer Geschwindigkeit von Hindernissen bekannt, dessen Sender schnell wechselnd frequenzmodulierte und unmodulierte Dauerstrichsignale über einen Zirkulator von einer Antenne abstrahlt.
Die von den Hindernissen reflektierten Signale werden in zwei Mischern mit den Sende­ signalen gemischt. Die Mischer liefern den Cosinus und den Sinus der Schwebungs­ frequenz. Diese Signale gelangen zur Erfassung der relativen Geschwindigkeit zwischen Kraftfahrzeug und Hindernis auf eine Geschwindigkeitsmeßeinrichtung. Eines der Signale wird für die Entfernungsmessung zum Hindernis verwendet.
In "Kleinheubacher Berichte" 1991, Band 35, S. 731 bis 740 sind weitere Dauerstrichradar­ verfahren beschrieben, die eine gleichzeitige Abstands und Relativgeschwindigkeitsmesung und die Erfassung mehrerer Hindernisse gestatten. Jedoch ist ein Serieneinsatz eines solchen Radarverfahrens als fahrzeugautarkes Verfahren aus wirtschaftlichen Gesichts­ punkten nicht möglich, da durch hohe Frequenzsteigungen hohe Differenzfrequenzen entstehen und die zu verarbeitende Bandbreite (im hohen MHz-Bereich) für kommerzielle Signalprozessoren zu groß ist.
Des weiteren ist aus der Patentanmeldung GB 2 249 448 A ein Radarsystem bekannt, bei dem die gesendete Trägerwelle in eine Mehrzahl von Stufen unterschiedlicher Frequenzen unterteilt ist, wobei die Dauer der Stufen in Abhängigkeit der Entfernung des zu detektie­ renden Hindernisses gewählt wird. Die Frequenzstufe des reflektierten Empfangssignals wird danach zur Gewinnung von Inphase- und Quadratursignalen mit der darauffolgenden Frequenzstufe des Sendesignals gemischt. Im weiteren werden diese Signale derart verar­ beitet, daß der Abstand zu dem das Sendesignal reflektierenden Hindernis ermittelt werden kann.
Der Erfindung liegt demgemäß die Aufgabe zugrunde, ein Radarverfahren zu schaffen, das für mehrere Hindernisse gleichzeitig die Abstände, die Relativgeschwindigkeiten und die Amplitude des reflektierten Signals als Maß für die Größe der Hindernisse unter Einsatz kommerzieller Signalprozessoren zu erfassen gestattet und damit einen Serieneinsatz im Kraftfahrzeug ermöglicht.
Die Aufgabe wird durch die Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Aus- und Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen dargestellt.
Das erfindungsgemäße Verfahren beinhaltet neue Modulationsschritte. Die Besonderheit der Modulation besteht darin, daß die kontinuierlichen Sendesignale in frequenzkonstante Stufen zeitlich konstanter Länge ohne zeitlichen Abstand zueinander zerlegt sind. Die zeitli­ che Länge einer solchen Stufe beträgt zweckmäßigerweise etwa 20 µs; nach Ablauf dieser Zeit sind sämtliche am Hindernis reflektierten Signale detektiert, d. h. das empfangene Signal der betreffenden Sendesignalstufe befindet sich im eingeschwungenen Zustand. Während jeder frequenzkonstanten Stufe des reflektierten empfangenen Signals wird ein komplexer Abtastwert erfaßt, der die eingeschwungene Phase des Reflexionslaufzeitprofils enthält. Bei einer Stufenlänge von 20 µs entspräche dies einer Abtastfrequenz von 50 kHz, die in vorteilhafter Weise also relativ niedrig ist.
Nach einer Ausbildung der Erfindung sind bei der Verarbeitung der empfangenen reflek­ tierten Signale insgesamt vier Verfahrensschritte oder Messungen vorgesehen. Dabei dienen die drei ersten Messungen der Erfassung der Hindernisse, gegeben durch die Zahl der Sendesignal-Stufen und die Zahl der Abstands- und Relativgeschwindigkeits-Fenster, während in der vierten Messung aus den in den drei ersten Messungen ermittelten poten­ tiellen Hindernissen die - bei der Auswertung entstandenen - Geister- oder Scheinhinder­ nisse ausgesondert werden, so daß anschließend nur die Daten für tatsächlich existierende Hindernisse weiter verarbeitet werden.
Für den Vergleich werden nach einer Weiterbildung der Erfindung die Schnittpunkte zu einer Folge mit abnehmenden Reflexionsamplituden geordnet. Danach wird die konjugiert komplexe Phase des amplitudengrößten Schnittpunktes mit den vierten Empfangssignalen korreliert und die Schnittpunkte, deren so gewonnener Korrelationswert unter einem vorge­ gebenen Wert liegt, werden als Geisterhindernisse ausgeschlossen. Dagegen wird iterativ jeweils nach Ermittlung eines Schnittpunktes mit hohem Korrelationswert auf das zugehö­ rige fiktive vierte Empfangssignal rückgeschlossen und dieses von den Empfangssignalen der vierten Messung subtrahiert.
Die weiteren Unteransprüche beschreiben Kalibrierverfahren, die mit besonderem Vorteil im Rahmen des erfindungsgemäßen Verfahrens angewendet werden können.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird im folgenden anhand der Zeichnung erläutert. In dieser zeigen:
Fig. 1 den grundsätzlichen, an sich bekannten Aufbau einer Radarvorrichtung, wie sie auch für das erfindungsgemäße Verfahren Einsatz finden kann,
Fig. 2 ein Frequenz-Zeit-Diagramm des erfindungsgemäßen Verfahrens,
Fig. 3 das Frequenz-Zeit-Diagramm zur Entfernungs- und Geschwindigkeitsmes­ sung eines Hindernisses,
Fig. 4 ein Geschwindigkeits-Abstands-Diagramm des erfindungsgemäßen Verfah­ rens,
Fig. 5 eine erfindungsgemäße Mittelwertbildung der reflektierten Signale,
Fig. 6, ein Schema für die Gesamtkalibrierung,
Fig. 7 bis 11 die Wirkung der Kalibrierung auf die Signalverläufe und
Fig. 12, 13 und 14 Ortsdiagramme ohne und mit Phasenfehler bzw. nach Kor­ rektur desselben.
Betrachtet man zunächst das Blockschaltbild nach Fig. 1, so gliedert sich die Vorrichtung in den Hochfrequenz- oder Mikrowellenteil H und den Signalverarbeitungsteil S. Der span­ nungsgesteuerte Oszillator (VCO), der in üblicher Weise ein kontinuierliches Mikrowellen­ signal (continuous wave) erzeugt dessen Frequenz beispielsweise mittels einer Varactor­ diode über mehrere 100 MHz proportional zu einer Steuer-Modulationsspannung f(t) ver­ ändert werden kann, dient bei dem erfindungsgemäßen Verfahren zur Erzeugung jeweils frequenzkonstanter, ohne zeitlichen Abstand zueinander folgender Sendesignal-Stufen zeitlich konstanter Länge, die über den Koppler 2 und den Zirkulator 3, dessen Arbeitsrich­ tung durch den Pfeil angedeutet ist, zur Sende- und Empfangsantenne 4 gelangen. Mit 5 ist ein auf der Fahrbahn vor dem mit dieser Vorrichtung ausgerüsteten Fahrzeug befindliches Hindernis bezeichnet. Die Wege der Sendesignal-Stufen und der reflektierten empfangenen Signale sind durch Pfeile angedeutet.
Der Zirkulator 3 trennt die Sendesignale von den empfangenen reflektierten Signalen, so daß nur die reflektierten Signale zu dem in der Figur rechten Eingang des Quadratur­ mischers 6 gelangen, während seinem in der Figur linken Eingang durch den Koppler 2 ausgekoppelte Sendesignale zugeführt werden. Der Mischer 6 bildet die Differenzfrequenz zwischen Sende- und Empfangssignal als Inphasesignal I und Quadraturphasesignal Q, die beide zunächst in analoger Form vorliegen, d. h. als sinusförmige Zeitsignale. In den Anlag- Digital-Wandlern 7 und 8 erfolgt eine Umsetzung in Digitalsignale yn, die dem - in seiner Arbeitsweise noch zu beschreibenden - digitalen Signalprozessor 9 zugeführt werden, an dessen Ausgängen 10, 11 und 12 dann Signale für den jeweiligen Abstand, die Relativgeschwindigkeit und die Amplitude, d. h. die Hindernisgröße, abgegriffen werden können.
Der Signalprozessor 9, dem der Taktgeber 13 zugeordnet ist, dient seinerseits über den Codegenerator 14 zur Erzeugung der Steuerspannung f(t) für den Oszillator 1.
Bei der folgenden Beschreibung des erfindungsgemäßen Verfahrens wird als Beispiel die Forderung angenommen, ein Abstandsbereich von 128 Metern solle mit einer Auflösung von einem Meter erfaßt werden. Ebenso ist eine Unterteilung des zu erfassenden Rela­ tivgeschwindigkeits-Bereichs in 128 Fenster angenommen. Damit ergibt sich also an sich die Notwendigkeit der Abarbeitung von 128 × 128 Fenstern, was nicht nur zu einem kaum vertretbaren Rechenaufwand führen würde, sondern auch zu einer relativ langen Rechen­ zeit, jedenfalls oberhalb 10 msec. Aus diesem Grunde sieht das erfindungsgemäße Verfah­ ren gemäß Fig. 2, in der die Sendefrequenz f über der Zeit t aufgetragen ist, drei Messun­ gen A, B, und C vor, in denen die Hindernisse erfaßt werden, sowie eine anschließende vierte Messung D, die der Aussortierung von dabei erzeugten Scheinhindernissen dient.
Wie bereits ausgeführt, arbeitet das erfindungsgemäße Verfahren mit Erzeugung jeweils frequenzkonstanten Stufen zeitlich konstanter Länge, in welche die Sendesignale zerlegt sind, und welche in den Messungen A, B und C Verwendung finden. In Fig. 2 ist vergrö­ ßert eine Folge derartiger Stufen 20 dargestellt, deren Dauer tB in dem angenommenen Beispiel 20 µsec beträgt und die in diesem Beispiel Frequenzinkremente fInkr. von 1 MHz definieren. Wie ebenfalls bereits erläutert, ermöglicht die Verwendung derartiger Sende­ signale-Stufen 20 eine Auswertung der reflektierten Signale bei eingeschwungener Phase.
Alle vier Messungen A, B, C und D erfolgen sequentiell, d. h. in der Vorrichtung nach Fig. 1 erfolgt zunächst für alle 128 Stufen 20 die Messung A, dann entsprechend Messung B, und so fort. Während Messung A wird der Oszillator 1 durch eine entsprechende Steuerspannung f(t) so angesteuert, daß er, ausgehend von einer Mindestfrequenz von in diesem Beispiel 77 GHz, eine linear inkremental auf einen Maximalwert von in diesem Beispiel 77, 128 GHz ansteigende Folge von Stufen 20 erzeugt. Während Messung B erzeugt der Oszillator 1 dagegen, nunmehr ausgehend von der Maximalfrequenz, eine lineare Folge von Stufen mit entgegengesetzter Steigung, so daß schließlich wieder die Frequenz von 77 GHz erreicht wird. Demgegenüber erfolgt während Messung C die Aussendung von 128 Stufen, die alle dieselbe Frequenz besitzen.
Die während der ersten drei Messungen A, B und C empfangenen reflektierten Signale werden jeweils mit einem Blackman-Cosinus­ fenster gewichtet und in eine Fouriertransformation (FFT) einge­ geben. Wie im einzelnen in "Introduction to Radar Systems" von M. I. Skolnik, 1962, Seite 88, dargelegt, ermöglichen die beiden ersten Messungen A und B für ein Hindernis, das sich durch eine hohe Reflexionsintensität hervorhebt, die gleichzeitige Messung von Abstand und Relativgeschwindigkeit. In Fig. 3 sind in einem Frequenz (f)-Zeit (t)-Diagramm die Verläufe 30 der Sendesignale und 31 der empfangenen reflektierten Signale wiedergegeben. Mit L ist die Echolaufzeit, mit ΔfDoppler die Dopplerfrequenz be­ zeichnet. Daraus sowie aus den Frequenzdifferenzen Δfup und Δfdown ergeben sich für die Relativgeschwindigkeit und den Ab­ stand bzw. die Entfernung die Beziehungen
ΔfDoppler = (Δfdown - Δfup)/2
ΔfEntf = (Δfdown + Δfup)/2.
Messung C trägt nun der Tatsache Rechnung, daß die Messungen A und B für mehr als ein Hindernis infolge Mehrdeutigkeit der mathematischen Beziehungen nicht brauchbar sind.
Jede nach den drei Messungen A, B und C mit den dabei empfange­ nen reflektierten Signalen ausgeführte Fouriertransformation liefert in dem angenommenen Beispiel 128 "Spektralwerte". Dabei sind an den Ausgangszellen der Fouriertransformation auftretende herausragende Maxima durch Reflexionen von Hindernissen begrün­ det. Bezüglich der ersten und zweiten Messung gelten die oben im Zusammenhang mit Fig. 3 angegebenen Beziehungen; in Messung C sind die durch die Maxima angezeigten Frequenzen gleich den Dopplerfrequenzen der Hindernisse.
In einem Geschwindigkeits-Entfernungs-Diagramm (Fig. 4) werden die in den drei Messungen A, B und C ermittelten Frequenzen durch Scharen sich schneidender Geraden gekennzeichnet, die jeweils potentielle Hindernispositionen darstellen. Die Geraden 40 und 41 beziehen sich auf die erste Messung A, die Geraden 42 und 43 auf die zweite Messung B und die Geraden 44, 45 und 46 auf die dritte Messung C. Nach Verknüpfung der Meßergebnisse der ersten drei Messungen kommen als potentielle Hindernisse nur noch die Schnittpunkte der Geraden 40 bis 46 in Frage. Dabei kann es sich um tatsächliche Hindernisse 47, 48 und 49 oder aber um ein Geister-Hindernis 50 handeln, das durch die Verknüpfung hervorgerufen wurde. Die drei ersten Messungen A, B und C liefern demgemäß Daten für eine definierte, gegenüber der Zahl der ursprünglichen Inkremente verringerte Anzahl potentieller Hindernisse, und mittels der vierten Messung D muß nun eine Möglichkeit zum Aussortieren der Geisterhindernisse geschaffen werden.
Im Prinzip geschieht dies dadurch, daß die durch die Messungen A, B und C als Schnittpunkte ermittelten potentiellen Hinder­ nisse mittels einer definierten Frequenzmodulation oder Fre­ quenzcodierung daraufhin überprüft werden, ob es sich um tat­ sächliche Hindernisse oder Geisterhindernisse handelt. Dabei werden mittels des Oszillators 1 zeitlich aufeinanderfolgende Stufen mit Frequenzen fn gemäß der Beziehung
fn = fT + fInkr. · (Anmod(P))
mit
n = O . . . N - 1, worin N = P - 1 und P = Primzahl,
A = natürliche Zahl, die für die jeweilige Länge N so gewählt ist, daß N unterschiedliche Koeffizienten entstehen;
fT= Trägerfrequenz des Oszillators,
fInkr. = Frequenzinkrement
mod = Modulo-Operator
erzeugt, und während jeder - jeweils einem der Koeffizienten (Anmod(P)) zugeordneten - reflektierten Stufe wird als viertes Empfangssignal ein komplexer Abtastwert
mit i = Zahl der Hindernisse,
eingeschwungener Phasenwert des Hindernisses i,
c = Lichtgeschwindigkeit,
Ri = Entfernung des Zieles Hindernisses i;
vi= Relativgeschwindigkeit des Hindernisses i,
fT= Trägerfrequenz des Oszillators,
fA= Abtastfrequenz,
ki = Amplitude
berechnet.
Anschließend erfolgt ein Vergleich der den Hindernissen in der vierten Messung zugeordneten Phasen ϕi;n mit den Phasen der Schnittpunkte 47, 48, 49 und 50 im Relativgeschwindigkeits-Ab­ stands-Diagramm der Fig. 4.
Zur Erleichterung des Verständnisses wird für die Frequenz­ codierung fn folgendes Zahlenbeispiel angenommen:
P = 37; N = P - 1 = 36; A = 5;
fT = 77 GHz; fInkr. = 1 MHz.
Die einzelnen Koeffizienten (Anmod(P)) lauten dann:
1; 5; 25; 14; 33; 17; 11; 18; 16; 6; 30; 2; 10; 13; 28; 29; 34; 22; 36; 32; 12; 23; 4; 20; 26; 19; 21; 31; 7; 35; 27; 24; 9; 8; 3; 15.
Diese Koeffizienten decken alle natürlichen Zahlen zwischen 1 und 36 ab und sind alle verschieden voneinander. Multipliziert mit dem Frequenzsprung-Inkrement, hier 1 MHz, ergeben sie den in Fig. 2 im Bereich D dargestellten Modulationsverlauf: Für jeden Koeffizienten erhält man eine frequenzkonstante Stufe und während jeder Stufe einen Empfangsabtastwert in Form von in Fig. 1 mit I und Q bezeichneten Signalen. In Abweichung von den in den ersten drei Messungen A, B und C erhaltenen Stufen bilden die in der vierten Messung D erhaltenen Stufen jedoch keine lineare Stufenfolge.
Die definierte Folge der Koeffizienten (Anmod(P)) hat nun beson­ dere mathematische Eigenschaften, die wesentliche Voraussetzun­ gen für die Anwendung im Radarsystem bilden:
  • 1. Multipliziert man die Folge mit einer beliebigen ganzen Zahl, ausgenommen 0, und bringt die Ergebnisfolge durch Modulorech­ nung wieder in den Bereich 1 . . . N, so ergibt sich eine zy­ klisch verschobene Version der Folge. Betrachtet man das obige Beispiel, so entsteht, wenn die dort angegebene Folge mit der Zahl 2 multipliziert und anschließend durch mod(37) in den Bereich 1 . . . 36 gebracht wird, die Folge 2; 10; 13; 28; 29; . . . die eine zyklisch verschobene Version der ursprüng­ lichen Folge ist.
  • 2. Subtrahiert man von der Koeffizientenfolge eine zyklisch ver­ schobene Version dieser Folge und bringt das Ergebnis durch Modulorechnung wieder in den Bereich 1 . . . N, so entsteht eine andere zyklisch verschobene Version der Folge. Im Beispiel: Von der Folge 1; 5; 25; 14; 33; . . . wird die Folge 2; 10; 13; 28; 29; . . . subtrahiert. Dadurch entsteht die zyklisch ver­ schobene Version 36; 32; 12; 23; 4; . . .
Wie bereits aus dem oben angegebenen Bildungsgesetz für das Empfangssignal yn der vierten Messung D ersichtlich, setzt sich dieses Empfangssignal aus der Überlagerung mehrerer Reflexions- Vorgänge an Hindernissen zusammen, die mit unterschiedlichen Reflexionsamplituden ki gewichtet empfangen werden und die jeweils die eingeschwungenen Phasenwerte ϕi;n über der diskreten Zeitachse n enthalten. Setzt man in die Beziehung für ϕi;n die Werte des obigen Zahlenbeispiels ein und nimmt eine Abtastfre­ quenz von 50 kHz an, so ergibt sich
Der erste, entfernungs- oder abstandsbedingte Summand erzeugt somit in der komplexen Ebene verteilte Phasen. Da der Abstand als Multiplikator in diese Phasen eingeht und durch die zyklische Periodizität der Phase bezüglich 360 Grad ein Modulo- Effekt erzeugt wird, entsteht gemäß der oben unter 1. defi­ nierten Voraussetzung je nach Abstand eine zyklisch verschobene Version der Phasenfolge.
Die mittels der ersten drei Messungen A, B und C gewonnenen potentiellen Hindernisse werden nun zu einer Folge mit abnehmen­ den Reflexionsamplituden ki geordnet und zwecks Aussortierung der Geisterhindernisse mit einem zu dem angenommenen Abstands- Geschwindigkeits-Vektor passenden Korrelator multipliziert; anschließend werden die Produkte addiert:
Zunächst wird der Korrelationswert W für das Hindernis mit der größten Reflexionsamplitude errechnet:
mit i = 0 (amplitudenstärkstes Ziel).
Gemäß dieser Korrelationsbeziehung wird also mit dem Empfangs­ signal yn der vierten Messung D eine konjugiert komplexe Folge multipliziert, die zu dem potentiellen Hindernis mit der stärksten Reflexionsamplitude paßt. Das bedeutet, daß die entsprechende Phasenfolge subtrahiert wird. Nur bei einem tatsächlichen Hindernis entsteht ein hoher Korrelationswert W, da nur dann die Empfangsphasenfolge yn durch die Korrelation zu einer phasenkonstanten Folge rückgängig gemacht wird. Bei einem Geisterhindernis liegt im Empfangssignal yn keine derartige Phasenfolge vor, und die Wichtung mit der Korrelation erzeugt wegen weiterer potentieller Hindernisse zyklisch verschobene Versionen der Phasenfolge gemäß der oben unter 2. angegebenen mathematischen Eigenschaft. Die Summe solcher phasengestreuter Vektoren, d. h. der zugehörige Korrelationswert W, ist niedrig, so daß Scheinhindernisse als solche erkannt und aussortiert werden können.
In dem Diagramm nach Fig. 4 wird also der Schnittpunkt 50 aus­ sortiert, und die verbleibenden Schnittpunkte 47, 48 und 49 werden als realen Hindernissen zugeordnet weiterbehandelt. Dies geschieht in der Weise, daß iterativ jeweils nach Ermittlung eines Schnittpunktes mit hohem Korrelationswert W, also hier der Schnittpunkte 47, 48 und 49, auf das zugehörige fiktive vierte Empfangssignal j ϕ i;n rückgeschlossen und dieses von dem Empfangssignal yn der vierten Messung subtrahiert wird:
für alle n = O . . . N - 1.
Diese Differenz enthält also nur noch die reflektierten Signale von dem zweitgrößten Ziel an abwärts. Dieses Vorgehen wird, wie gesagt, iterativ wiederholt, so daß anhand dieses neuen Empfangssignals yn wiederum eine Korrelationsüberprüfung für das nunmehr größte (also insgesamt zweitgrößte) Ziel durchgeführt wird; diese Vorgehensweise wiederholt sich entsprechend.
Schlagwortartig kann man also sagen, daß für reale Hindernisse die dem zugehörigen Schnittpunkt in dem Diagramm nach Fig. 4 zugeordnete Phase des Empfangssignals nach Art einer umgekehrten Fouriertransformation berechnet und mit dem Ergebnis aus der vierten Messung D verglichen wird. Da komplexe Werte vorliegen, erfolgt diese Überprüfung nach einer Korrelationsfunktion; die Korrelationswerte haben nur dann beispielsweise das Ergebnis 36, wenn ein echtes Hindernis vorliegt.
Nach der beschriebenen iterativen Überprüfung aller aus den Mes­ sungen A, B und c ermittelten potentiellen Hindernisse stehen nach der vierten Messung D die tatsächlichen Hindernisse mit hoher Detektionssicherheit zur Verfügung; die Fehlalarmraten bezüglich Scheinhindernissen sind extrem gering.
Grundsätzlich wäre es möglich, allein mit dem vierten Ver­ fahrensschritt D Abstände und Relativgeschwindigkeiten auch bei Vorhandensein von mehreren Hindernissen zu bestimmen. Bei einer hinreichend großen Auflösung würde sich jedoch eine derart lange Rechenzeit ergeben, daß eine Realtime-Anwendung des Verfahrens nicht möglich wäre. Aus diesem Grunde wird durch die ersten drei Verfahrensschritte A, B und C eine Vorauswahl der potentiellen Hindernisse getroffen, und auf die so reduzierte Zahl der vierte Verfahrensschritt D angewendet. Das Ergebnis ist ein Verfahren, das mit Rechnern üblicher Kapazität auskommt und eine sichere Detektierung von Hindernissen mit geringer Auswertezeit garan­ tiert.
Zur weiteren Erhöhung der Genauigkeit kann das im folgenden beschriebene Kalibrierverfahren Einsatz finden. Da nämlich der Quadraturmischer 6 zur Erzeugung eines komplexen Signals I, Q zwei Mischer enthält, kann dieses Signal im wesentlichen durch zwei Effekte verfälscht sein, nämlich einen durch ein Über­ sprechsignal bedingten "Offsetfehler" und durch einen "Quadra­ turkomponentenfehler".
Im folgenden werden die Entstehung und die Kompensation des Offsetfehlers beschrieben: Die Amplitude des in den Quadratur­ mischer 6 eingespeisten Sendesignals und damit die Ansprech­ empfindlichkeit seiner Mischerdioden hängt von der jeweiligen Frequenz, eingestellt durch die Steuerspannung f(t), ab, so daß auch das Sendesignal direkt am Ausgang des Quadraturmischers 6 anliegt.
Dieses "Übersprechsignal" ist im Vergleich zum eigentlichen empfangenen Signal (also dem reflektierten Signal) extrem stark, so daß die zu detektierenden Ziele oder Hindernisse gleichsam verdeckt werden. Der Pegelunterschied zwischen beiden Signal­ arten kann dabei je nach Größe und Entfernung der Ziele 40 . . . 100 dB betragen. Das "Übersprechsignal" wird hier als "Offsetfehler" bezeichnet, da es bei einer bestimmten Frequenz als weitgehend stationärer Offset des Ausgangssignals an einer Mischerdiode auftritt.
Der Schwankungsbereich des definierten Offsets umfaßt nur einen geringen Amplitudenbereich; zudem besitzen die Schwankungen eine große Zeitkonstante (einige Minuten), während das dem Offset überlagerte empfangene Signal bei einer betrachteten Frequenz von Messung zu Messung einen stochastischen Charakter hat. Daher kann der Offsetfehler durch Mittelwertbildung einer großen An­ zahl von reflektierten Signalen bei jeweils derselben Frequenz sehr genau bestimmt werden. Dieser Vorgang vollzieht sich vor­ teilhafterweise im laufenden Betrieb des Radarsystems. Ist der Offsetfehler hinreichend bekannt, kann er für jede Frequenz korrigiert werden, indem er einfach vom Mischer-Ausgangssignal I, Q subtrahiert wird.
Die Mittelwertbildung der empfangenen reflektierten Signale einer bestimmten Frequenz erfolgt vorteilhafterweise nicht durch das arithme­ tische Mittel, sondern durch eine exponentiell abklingende Ver­ gangenheitsbewertung w(t), die in Fig. 5 über der Zeit t darge­ stellt ist (der Abszissenwert t1 bedeutet mehrere Minuten). Der durch eine solche Vergangenheitsbewertung berechnete Mittelwert besitzt gegenüber dem arithmetischen Mittel im wesentlichen drei Vorteile: Zum einen kann der empfangene Mittelwert einer Fehler­ drift schnell folgen, da neue empfangene reflektierte Signale stärker ge­ wichtet werden als alte. Zum zweiten zeichnet sich der Mittel­ wert durch eine geringe Streuung aus, da insgesamt viele Signale zum Durchschnitt beitragen. Zum dritten ist eine solche Vergan­ genheitsbewertung einfach zu realisieren; der zuletzt berechnete Mittelwert bei einer bestimmten Frequenz f wird zum Zeitpunkt des Wiederkehrens dieser Frequenz f durch eine einfache rekur­ sive Vorschrift erneuert. Diese Vorschrift wird im folgenden erläutert.
Der aktuelle mittlere Offsetwert , (Re = Realteil, Im = Imaginärteil) bei der Frequenz f errechnet sich zu einem großen Anteil aus dem letzten mittleren Offsetwert , bei derselben Frequenz, addiert zu einem kleinen Anteil des neuen Abtastwertes Reneu(f), Imneu(f):
In Fig. 6 ist ein Schema für die Gesamtkalibrierung darge­ stellt. Dabei sind die Real- und Imaginäranteile für eine Frequenz f angegeben. Im linken Teil dieser Figur ist die Offsetkorrektur 0 des aus den Mischerdioden ankommenden Signals durch Subtraktion der mittleren Offsetwerte symbolisiert.
Die Fig. 7 bis 11 zeigen die Wirkung dieser Kalibrierung: Fig. 7 zeigt nochmals den zeitlichen Frequenzverlauf in den Messungen A bis D der Fig. 2. Von einem unbewegten Hindernis in beispielsweise 4 m Abstand liefert der Quadraturmischer 6 (s. Fig. 1) ohne Kalibrierung die Signalverläufe gemäß den Fig. 8 und 9, dagegen mit dem beschriebenen Kalibrierverfahren gemäß den Fig. 10 und 11.
Die Aktualisierung der mittleren Offsetwerte durch die rekursive Berechnungsvorschrift kann immer dann erfolgen, wenn ein be­ stimmter Frequenzwert (Stufe) wiederkehrt. Die Dauer der Wieder­ kehr ist allerdings in der gewählten Modulationscharakteristik nach Fig. 2 unterschiedlich. Daher wird als Aktualisierungspe­ riode TAK die gesamte Meßzeit für die vier Einzelmessungen A-D (s. Fig. 2) für die Auswertung eines Radarbildes gewählt, damit alle Frequenzen unter gleichen Bedingungen behandelt werden. Die Konstante Z muß entsprechend der gewünschten Zeitkonstante τkorr. für die exponentiell abklingende Vergangenheitsbewertung gewählt werden:
Beträgt beispielsweise die Gesamtmeßdauer der Radarauswertung 10 ms, so ergibt sich bei einer Rekursionszeitkonstanten von τkorr = 10 s der Wert Z = 0.001; d. h., der aktuelle mittlere Offset­ fehler berechnet sich zu 99,9% aus dem alten mittleren Offset­ fehler addiert zu 0,1% des aktuellen Empfangssignals.
Der Quadraturkomponentenfehler des Quadraturmischers 6 ist durch eine Amplituden- und eine Phasenfehlerkomponente charakteri­ siert.
Betrachtet man zunächst den Amplitudenfehler, so ist er durch unterschiedliche Ansprechempfindlichkeiten der Mischerdioden des Quadraturmischers 6 bei gleicher HF-Zuführleistung charakteri­ siert. Zur Korrektur des Amplitudenfehlers ist das Verhältnis B(f) von Bedeutung, das den Quotienten aus den Betragsmittel­ werten von Realteil und Imaginärteil nach Offsetkorrektur dar­ stellt. Da die Größe B(f) frequenzabhängig ist, wird sie wie bei der Offsetkorrektur für jede Frequenz im laufenden Empfangs­ betrieb des Radarsystems bestimmt:
Beide Betragsmittelwerte
(Mittelwerte der Beträge) werden durch die oben erläuterte Methode der ex­ ponentiell abklingenden Vergangenheitsbewertung errechnet.
Zur Korrektur des Amplitudenfehlers wird der ermittelte Faktor B(f) mit dem Imaginärteil Im(f) multipliziert (siehe Fig. 6).
Nachdem der Amplitudenfehler der Quadraturkomponenten korrigiert wurde, verbleibt der Phasenfehler. Er gibt die Abweichung von dem Phasenwert 90° der beiden in die Mischer einzuspeisenden Signale an. Zur Auswirkung eines solchen Phasenfehlers soll die Darstellung in Fig. 12 betrachtet werden:
In Fig. 12 sind jeweils ca. 10 000 Abtastwerte eines als Bei­ spiel angenommenen empfangenen Signals in Ortsdiagramme eingetragen. Dabei wurde immer nur Abtastwerte bezüglich einer bestimmten wiederkehrenden Frequenz gewählt. Unter der Voraussetzung, daß die Zielsituation nicht derart stationär ist, daß Abstände sich um weniger als einen Bruchteil einer HF-Wellenlänge (ca. 4 mm) innerhalb einiger Minuten verändern, weist eine größere Anzahl von empfangenen Signalen immer einen stochastischen Charakter auf. Im Ortsdiagramm macht sich der stochastische Charakter in Form einer zweidimensionalen gaußschen Wolke bemerkbar; d. h. ein beliebiger Querschnitt einer solchen Wolke durch den Koordi­ natenursprung hindurch erzeugt eindimensional gesehen eine gaußsche Verteilungsdichtefunktion.
Das Diagramm nach Fig. 12 zeigt eine konzentrische "Wolke", wie sie ohne Phasen- und Amplitudenfehler am Ausgang des Quadratur­ mischers 6 aussieht. Das Diagramm nach Bild 13 enthält das Er­ gebnis bei einem fehlerhaften Quadraturmischer. Man erkennt nach einer Langzeitbeobachtung die elliptische Ausprägung der Wolke mit zunächst beliebiger Richtungsachse, da hier Amplituden- und Phasenfehler vorliegen. Nach der oben beschriebenen Amplituden­ korrektur verbleiben die Phasenfehler; die elliptische Ausprä­ gung liegt jetzt nur noch in 45-Grad-Richtung vor (s. Fig. 14).
Da die Richtungsachse der Ellipse definitiv in 45-Grad-Richtung liegt, werden zur Beseitigung dieses Phasenfehlers sämtliche Empfangswerte um 45 Grad gedreht, so daß die elliptische Rich­ tungsachse jetzt in 90-Grad-Richtung vorliegt. Diese Drehung erfolgt, wie in Fig. 6 dargestellt, durch kreuzweise Addition bzw. Subtraktion der Quadraturkomponenten. Dabei wird zwar die Amplitude der Signale zusätzlich um √ erhöht, aber diese Ampli­ tudenveränderung wirkt sich nicht störend aus, sondern geht nur als Normierungskonstante in die Verarbeitung ein.
Nach der 45°-Drehung der Ellipse kann das Längen-Seiten-Verhäl­ tnis durch den Quotienten ψ(f), welcher sich aus der Division des Betragsmittelwertes des Realteils durch den Betragsmittel­ wert des Imaginärteils ergibt, bestimmt werden. Dies aber ent­ spricht derselben Vorgehensweise wie bei der Amplitudenkorrek­ tur, da die Phasenfehler der Quadraturkomponenten durch die 45-Grad-Drehung zu Amplitudenfehlern geworden sind. Auch die Korrektur des Phasenfehlers erfolgt daher entsprechend der Amplitudenkorrektur durch Multiplikation des Imaginärteils mit dem Faktor ψ(f) (s. Fig. 6).
In Bild 6 sind alle Korrekturmaßnahmen des aus für die aus den A/D-Wandlern 7 und 8 kommenden Signals yn bis zum endgültigen, fast idealen Empfangssignal Rekorr(f), Imkorr(f) dargestellt. Es entsteht die Frage, ob und inwieweit sich die einzelnen Korrek­ turmaßnahmen gegenseitig beeinflussen oder sogar zu "Regel­ schwingungen" führen.
Die Amplitudenkorrektur und die Phasenkorrektur der Quadratur­ komponenten beeinflussen sich gegenseitig nicht, da sie zueinan­ der orthogonal sind.
Die Offsetkorrektur und die Korrektur der Quadraturkomponenten können sich aber gegenseitig stören, weil z. B. ein noch nicht ausgeglichener Offsetfehler zu einer Verfälschung in der Ampli­ tudenkorrektur führen kann. Daher wird die Zeitkonstante τkorr bei der Offsetkorrektur etwa um den Faktor 10 niedriger ausge­ legt als bei der Korrektur der Quadraturkomponentenfehler.

Claims (15)

1. Mittels eines Computers durchgeführtes Radarverfahren zur Messung von Abständen und Relativgeschwindigkeiten zwischen einem Fahrzeug und vor diesem befindlichen Hindernissen, mit Aussendung mittels eines Oszillators erzeugter kontinuierlicher Sende­ signale, während des Aussendens der kontinuierlichen Sendesignale gleichzeitigem Empfangen an den Hindernissen reflektierter Signale, Mischen der reflektierten Signale mit den kontinuierlichen Sendesignalen zur Gewinnung von Inphase- und Quadratur­ signalen und Verarbeitung dieser Signale zu Ausgangssignalen für die Abstände und Relativgeschwindigkeiten der Hindernisse dadurch gekennzeichnet, daß die kontinuierlichen Sendesignale in frequenzkonstante Stufen zeitlich konstanter Länge ohne zeitlichen Abstand zueinander zerlegt sind und daß während jeder frequenzkonstanten Stufe des reflektierten empfangenen Signals ein komplexer Abtastwert erfaßt und mit dem Sendesignal der gleichen frequenzkonstanten Stufe gemischt wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Länge der frequenz­ konstanten Stufen im Bereich von 20 µs liegt.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß während einer ersten Messung der Oszillator im Sinne der Erzeugung frequenzkonstanter, zeitlich ohne Abstand aufeinanderfolgender Stufen mit in dieser Folge von einem Minimal- auf einen Maximalwert linear stufenförmig ansteigender Frequenz und mit durch die gewünschte Auflösung gegebener Anzahl angesteuert wird, daß danach während einer zweiten Mes­ sung der Oszillator im Sinne der Erzeugung entsprechender frequenzkonstanter Stufen mit von dem Maximalwert auf den Minimalwert linear stufenförmig abfallender Frequenz angesteuert wird, wobei in beiden Messungen während jeder frequenzkonstanten Stufe des empfangenen reflektierten Signals ein komplexer Abtastwert erfaßt und durch Mischen mit dem Sendesignal der gleichen frequenzkonstanten Stufe erste bzw. zweite Inphase- und Quadraturphasesignale (erste bzw. zweite Empfangssignale) für die Abstände und die Relativgeschwindigkeiten gewonnen werden, daß danach während einer dritten Messung der Oszillator im Sinne der Erzeugung entsprechender, jedoch frequenzgleicher, frequenzkonstanter Stufen angesteuert wird und auch hier während jeder Stufe des empfangenen, reflektierten Signals ein komplexer Abtastwert zur Gewin­ nung dritter Inphase- und Quadraturphasesignale (dritte Empfangssignale) für die Rela­ tivgeschwindigkeiten durch Mischen mit dem Sendesignal der gleichen frequenzkonstan­ ten Stufe erfaßt wird, daß alle Empfangssignale mittels Fourier-Transformation in rela­ tivgeschwindigkeits- und abstandsabhängige Frequenzwerte umgewandelt werden, die in einem Relativgeschwindigkeits-Abstands-Diagramm drei Scharen sich schneidender Geraden darstellen, deren Schnittpunkte potentielle Hindernisse wiedergeben, daß ferner zur durch Korrelation von Abtastwerten erfolgenden Eliminierung von Geisterhindernissen während einer vierten Messung der Oszillator im Sinne der Erzeugung zeitlich auf­ einanderfolgender Stufen mit Frequenzen fn gemäß der Beziehung fn = fT + fInkr. (Anmod(P))
mit
n = 0 . . . N - 1, worin N = P - 1 und P = Primzahl,
A = natürliche Zahl, die für die jeweilige Länge N so gewählt ist, daß N unterschiedliche Koeffizienten entstehen,
fT = Trägerfrequenz des Oszillators,
fInkr. = Frequenzinkrement,angesteuert wird, ferner während jeder - jeweils einem der Koeffizienten (Anmod(P)) zugeordneten - reflektierten Stufe als viertes Empfangssignal ein komplexer Abtastwert mit
i = Zahl der Hindernisse, c = Lichtgeschwindigkeit,
Ri = Entfernung des Hindernisses i;
vi = Relativgeschwindigkeit des Hindernisses i,
fT = Trägerfrequenz,
fA= Abtastfrequenz,
ki = Amplitudeerfaßt wird und ein Vergleich der den Hindernissen in der vierten Messung zugeordneten Abtastwerte in Form von Phasen (ϕi;n) mit den Phasen vorliegenden Abtastwerten der Schnitt­ punkte im Relativgeschwindigkeits-Abstands-Diagramm erfolgt.
4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß für den Vergleich die Schnittpunkte zu einer Folge mit abnehmen­ den Reflexionsamplituden (ki) geordnet werden, die konju­ giert komplexe Phase des amplitudengrößten Schnittpunktes mit den vierten Empfangssignalen (yn) gemäß der Funktion korreliert wird, Schnittpunkte, deren so gewonnener Korre­ lationswert (W) unter einem vorgegebenen Wert liegt, als Geisterhindernisse aussortiert werden, dagegen iterativ jeweils nach Ermittlung eines Schnittpunktes mit hohem Korrelationswert (W) auf das zugehörige fiktive vierte Empfangssignal · ej ϕ i;n rückgeschlossen und dieses von den Empfangssignalen (yn) der vierten Messung subtrahiert wird.
5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekenn­ zeichnet, daß zur Eliminierung von in den Inphase- und Quadraturphasesignalen (I, Q) enthaltenen Sendesignalen ("Übersprechsignal") zunächst durch Mittelwertbildung aus empfangenen reflektierten Signalen bei allen durch die Steuerspannung (f(t)) des Oszillators (1) gegebenen Frequen­ zen desselben das Übersprechsignal ermittelt und dann von den Inphase- und Quadraturphasesignalen (I, Q) subtrahiert wird.
6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß eine gleitende Mittelwertbildung mit zeitlich exponentiell ab­ klingender Vergangenheitsbewertung (w(t)) erfolgt.
7. Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß aktualisierte neue Übersprechsignale , bei einer vorgegebenen Frequenz rekursiv aus einem durch Mittelwertbildung ermittelten vorangegangenen Über­ sprechsignal , und einem Anteil eines neuen Übersprechsignals , ermittelt werden.
8. Verfahren nach Anspruch 3 oder 4 und einem der Ansprüchen 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Ermittlung der Über­ sprechsignale bei jedem Burst mit der vorgegebenen Frequenz erfolgt.
9. Verfahren nach Anspruch 3 oder 4 und den Ansprüche 7 und 8, dadurch gekennzeichnet, daß als Aktualisierungsperiode die für die vier Messungen (A, B, C, D) erforderliche Meßzeit gewählt ist.
10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekenn­ zeichnet, daß zur Korrektur eines Quadraturkomponenten­ fehlers in den durch Mischen gewonnenen Inphase- und Quadra­ turphasesignalen (I, Q) zunächst ein Amplitudenfehleranteil dieses Fehlers durch eine Mittelwertbildung der Beträge dieser beiden Signale (I, Q) - ggf. nach Eliminierung des Übersprechfehlers - und danach ein Phasenfehleranteil des Quadraturfehlers durch Phasendrehung von Inphase- und Quadraturphasesignalen (I, Q) beseitigt wird.
11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß eine gleitende Mittelwertbildung mit zeitlich exponentiell ab­ klingender Vergangenheitsbewertung (w(t)) erfolgt.
12. Verfahren nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß aktualisierte neue Betragswerte bei einer vorgegebenen Frequenz rekursiv aus durch Mittelwertbildung ermittelten Betragswerten und einem Anteil des Betrages eines neuen Inphase- und Quadraturphasesignals (I, Q) - ggf. nach Elimi­ nierung des Übersprechfehlers - ermittelt werden.
13. Verfahren nach einem der Ansprüche 10 bis 12, dadurch ge­ kennzeichnet, daß der Quotient aus den Betragsmittelwerten von Inphase- und Quadraturphasesignalen (I, Q) mit dem Quadraturphasesignal (Q) - ggf. nach Eliminierung des Übersprechfehlers - multipliziert wird.
14. Verfahren nach einem der Ansprüche 10 bis 13, dadurch ge­ kennzeichnet, daß zur Beseitigung des Phasenfehleranteils eine Phasendrehung um 45° durch kreuzweise Addition bzw. Subtraktion zwischen den Inphase- und Quadraturphasesignalen erfolgt, an die sich eine Multiplikation des Quadraturphase­ signals (Q) mit dem Quotienten aus den Betragsmittelwerten von Inphase- und Quadraturphasesignalen (I, Q) anschließt.
15. Verfahren nach den Ansprüchen 5 bis 14 mit Eliminierung des Übersprechsignals und Korrektur des Quadraturkomponenten­ fehlers, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrektur mit kleinerer Zeitkonstante als die Eliminierung erfolgt.
DE4244608A 1992-12-31 1992-12-31 Mittels eines Computers durchgeführtes Radarverfahren zur Messung von Abständen und Relativgeschwindigkeiten zwischen einem Fahrzeug und vor ihm befindlichen Hindernissen Expired - Fee Related DE4244608C2 (de)

Priority Applications (7)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE4244608A DE4244608C2 (de) 1992-12-31 1992-12-31 Mittels eines Computers durchgeführtes Radarverfahren zur Messung von Abständen und Relativgeschwindigkeiten zwischen einem Fahrzeug und vor ihm befindlichen Hindernissen
EP99106444A EP0939322A3 (de) 1992-12-31 1993-12-29 Computerisiertes Radarverfahren zur Messung von Abständen und Relativgeschwindigkeiten zwischen einem Fahrzeug und vor ihm befindlichen Hindernissen
EP94904608A EP0677172B1 (de) 1992-12-31 1993-12-29 Computerisiertes radarverfahren zur messung von abständen und relativgeschwindigkeiten zwischen einem fahrzeug und vor ihm befindlichen hindernissen
US08/492,079 US5768131A (en) 1992-12-31 1993-12-29 Computerised radar process for measuring distances and relative speeds between a vehicle and obstacles located in front of it
PCT/EP1993/003714 WO1994016340A1 (de) 1992-12-31 1993-12-29 Computerisiertes radarverfahren zur messung von abständen und relativgeschwindigkeiten zwischen einem fahrzeug und vor ihm befindlichen hindernissen
ES94904608T ES2144048T3 (es) 1992-12-31 1993-12-29 Procedimiento de radar controlado por ordenador para medir distancias y velocidades relativas entre un vehiculo y obstaculos que se encuentren delante del mismo.
JP51641494A JP3220463B2 (ja) 1992-12-31 1993-12-29 車両とその前方の障害物との距離および相対速度を測定するためのコンピュータ処理方式レーダ探知方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE4244608A DE4244608C2 (de) 1992-12-31 1992-12-31 Mittels eines Computers durchgeführtes Radarverfahren zur Messung von Abständen und Relativgeschwindigkeiten zwischen einem Fahrzeug und vor ihm befindlichen Hindernissen

Publications (2)

Publication Number Publication Date
DE4244608A1 DE4244608A1 (de) 1994-07-07
DE4244608C2 true DE4244608C2 (de) 1997-03-06

Family

ID=6476870

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE4244608A Expired - Fee Related DE4244608C2 (de) 1992-12-31 1992-12-31 Mittels eines Computers durchgeführtes Radarverfahren zur Messung von Abständen und Relativgeschwindigkeiten zwischen einem Fahrzeug und vor ihm befindlichen Hindernissen

Country Status (6)

Country Link
US (1) US5768131A (de)
EP (2) EP0939322A3 (de)
JP (1) JP3220463B2 (de)
DE (1) DE4244608C2 (de)
ES (1) ES2144048T3 (de)
WO (1) WO1994016340A1 (de)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10347976A1 (de) * 2003-10-15 2005-05-19 Volkswagen Ag Messgerät und Messverfahren für ein Kraftfahrzeug
DE10349919A1 (de) * 2003-10-25 2005-05-25 Volkswagen Ag Messgerät für ein Kraftfahrzeug
DE102008034997A1 (de) 2007-07-28 2009-02-26 Volkswagen Ag Verfahren zum Bestimmen der Azimutwinkel von Objekten in Bezug auf ein Messgerät
DE10355249B4 (de) 2003-11-26 2021-09-23 Volkswagen Ag Fahrassistenzsystem für ein Kraftfahrzeug

Families Citing this family (46)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1996014590A1 (de) * 1994-11-08 1996-05-17 Tagix Ag Verfahren zum erzeugen einer frequenzrampe für eine laufzeitmessung von rf-signalen
DE19538309C2 (de) * 1995-10-14 1998-10-15 Volkswagen Ag Radarverfahren zur Messung von Abständen und Relativgeschwindigkeiten zwischen einem Fahrzeug und einem oder mehreren Hindernissen
FR2756932B1 (fr) * 1996-12-09 1999-02-26 Fritz Joel Henri Louis Procede pour applications anticollision et asservissement de la vitesse de vehicules faisant appel a un radar pulse-doppler
US5923280A (en) * 1997-01-17 1999-07-13 Automotive Systems Laboratory, Inc. Vehicle collision radar with randomized FSK wave form
US5995900A (en) * 1997-01-24 1999-11-30 Grumman Corporation Infrared traffic sensor with feature curve generation
DE19754720C2 (de) * 1997-12-10 2000-12-07 Adc Automotive Dist Control Verfahren zum Betrieb eines Radarsystems
DE19851307B4 (de) * 1998-10-08 2007-12-27 Zoller & Fröhlich GmbH System und Verfahren zum Ermitteln mindestens einer physikalischen Größe
JP4045043B2 (ja) * 1999-02-24 2008-02-13 本田技研工業株式会社 レーダ装置
DE19922411A1 (de) * 1999-04-07 2000-10-12 Volkswagen Ag Radarverfahren zur Messung von Abständen und Relativgeschwindigkeiten zwischen einem Fahrzeug und einem oder mehreren Hindernissen
DE19919644C2 (de) * 1999-04-30 2002-05-08 Daimler Chrysler Ag Meß- und Steuerungssystem zur Querregelung aufeinanderfolgender Fahrzeuge und Verfahren hierzu
DE19922730A1 (de) 1999-05-18 2000-11-23 Mannesmann Vdo Ag Automatisches Notrufsystem für Kraftfahrzeuge
US6426718B1 (en) 2000-03-14 2002-07-30 The Boeing Company Subaperture processing for clutter reduction in synthetic aperture radar images of ground moving targets
DE10026032A1 (de) * 2000-05-25 2001-11-29 Bayerische Motoren Werke Ag Vorrichtung und Verfahren zur Abstands- und Geschwindigkeitsbestimmung
DE10050278B4 (de) * 2000-10-10 2005-06-02 S.M.S., Smart Microwave Sensors Gmbh Verfahren und Vorrichtung zur Bestimmung von Abstand und Relativgeschwindigkeit eines entfernten Objektes
US6806826B2 (en) * 2002-01-17 2004-10-19 The Ohio State University Vehicle obstacle warning radar
US7295154B2 (en) * 2002-01-17 2007-11-13 The Ohio State University Vehicle obstacle warning radar
US6860081B2 (en) * 2002-12-04 2005-03-01 The Ohio State University Sidelobe controlled radio transmission region in metallic panel
GB0228731D0 (en) * 2002-12-10 2003-01-15 Trw Ltd Frequency shift keying radar with ambiguity detection
US7196657B2 (en) * 2003-01-31 2007-03-27 The Ohio State University Radar system using RF noise
EP1519204B1 (de) * 2003-09-29 2010-03-24 Volkswagen Aktiengesellschaft Multistatischer Radar für ein Kraftfahrzeug
DE102004006015A1 (de) * 2004-02-06 2005-08-25 Robert Bosch Gmbh Verfahren und Vorrichtung zur Anpassung eines Schwellwertes einer Detektionseinrichtung
CA2555836C (en) 2004-03-25 2013-05-28 Bell Helicopter Textron Inc. Control system for vehicles
DE102004019651A1 (de) * 2004-04-22 2005-11-17 Siemens Ag Blindspot-Sensorsystem
DE102004024706B4 (de) 2004-05-19 2021-07-22 Robert Bosch Gmbh Radarsensor für Kraftfahrzeuge
DE102004030133A1 (de) * 2004-06-22 2006-01-19 Robert Bosch Gmbh Radarsensor und Verfahren zur Auswertung von Objekten
DE102004047087A1 (de) 2004-09-29 2006-03-30 Robert Bosch Gmbh Verfahren zur Objektverifaktion in Radarsystemen für Kraftfahrzeuge
DE102004047086A1 (de) * 2004-09-29 2006-03-30 Robert Bosch Gmbh Radarsensor für Kraftfahrzeuge
FR2897162B1 (fr) * 2006-02-09 2008-11-21 Schneider Electric Ind Sas Methode de detection hyperfrequence et detecteur utilisant cette methode
DE102006028465A1 (de) * 2006-06-21 2007-12-27 Valeo Schalter Und Sensoren Gmbh Kraftfahrzeug-Radarsystem und Verfahren zur Bestimmung von Geschwindigkeiten und Entfernungen von Objekten relativ zu dem einen Radarsystem
DE102007042954A1 (de) 2007-08-30 2009-03-05 Balluff Gmbh Mikrowellen-Näherungssensor und Verfahren zur Ermittlung des Abstands zwischen einem Messkopf und einem Zielobjekt
DE102007043535A1 (de) * 2007-09-12 2009-03-19 Robert Bosch Gmbh FMCW-Radarortungsvorrichtung und entsprechendes FMCW-Radarortungsverfahren
DE102007057701A1 (de) * 2007-11-30 2009-06-04 Robert Bosch Gmbh Verfahren zum Betreiben eines Messgerätes sowie Messgerät
GB2462148A (en) * 2008-07-31 2010-02-03 Mitsubishi Electric Inf Tech Automotive FMCW radar with multiple frequency chirps
US7791528B2 (en) * 2008-11-24 2010-09-07 Autoliv Asp, Inc. Method and apparatus for radar signal processing
EP2189809A1 (de) 2008-11-24 2010-05-26 Mitsubishi Electric R&D Centre Europe B.V. Objektabstandsmessung
WO2011056730A2 (en) * 2009-11-03 2011-05-12 Vawd Applied Science & Technology Corporation Standoff range sense through obstruction radar system
US9071337B2 (en) * 2010-02-17 2015-06-30 Saab Ab Wideband transmitter/receiver arrangement for multifunctional radar and communication
EP2439552A1 (de) * 2010-10-06 2012-04-11 Astrium Limited Signalverarbeitung in einem Radarsystem zur Unterdrückung von Tx-Rx-Übersprechen
JP5271992B2 (ja) * 2010-11-15 2013-08-21 日本電信電話株式会社 イメージング装置及びイメージング方法
DE102012008350A1 (de) 2012-04-19 2013-10-24 S.M.S Smart Microwave Sensors Gmbh Verfahren und Vorrichtung zur Abstimmung von Abstand und Radialgeschwindigkeit eines Objekts mittels Radarsignalen
US9425516B2 (en) 2012-07-06 2016-08-23 The Ohio State University Compact dual band GNSS antenna design
JP6303964B2 (ja) * 2014-10-03 2018-04-04 株式会社デンソー レーダ装置
US9994152B1 (en) * 2015-08-07 2018-06-12 Ryan Hess Active scanning collision avoidance system
US10151826B2 (en) * 2016-02-16 2018-12-11 Infineon Technologies Ag Radar employing preacquisition ramps
US10473775B2 (en) * 2017-03-20 2019-11-12 David Slemp Frequency modulated continuous wave antenna system
US11372096B2 (en) * 2017-03-20 2022-06-28 David Slemp Frequency modulated continuous wave antenna system

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2171961B1 (de) * 1972-02-17 1979-04-27 Labo Cent Telecommunicat
FR2220797B1 (de) * 1973-03-06 1977-09-02 Thomson Csf
GB1495387A (en) * 1973-12-22 1977-12-14 Lucas Ltd Joseph Road vehicle radar system
SE418018B (sv) * 1979-04-25 1981-04-27 Ericsson Telefon Ab L M Forfarande att i en foljeradar astadkomma stort entydighetsavstand for detekterade mal medelst radarpulser med hog repetitionsfrekvens
US4450444A (en) * 1981-05-29 1984-05-22 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Stepped frequency radar target imaging
FR2523315A1 (fr) * 1982-03-12 1983-09-16 Thomson Csf Procede de lever d'ambiguite de mesure de distance et radar utilisant ce procede
US4618864A (en) * 1984-01-31 1986-10-21 Westinghouse Electric Corp. Radar channel including an orthogonal MTI filter pair
GB2226204A (en) * 1988-12-07 1990-06-20 Philips Electronic Associated Continuously transmitting and receiving radar
US5134411A (en) * 1990-07-13 1992-07-28 General Microwave Corporation Near range obstacle detection and ranging aid
GB2248359A (en) * 1990-09-26 1992-04-01 Philips Electronic Associated Resolving range/Doppler coupling in a swept-frequency radar
GB2249448B (en) * 1990-10-30 1995-01-25 Roke Manor Research Improvements in or relating to radar systems
US5105195A (en) * 1990-12-10 1992-04-14 Hughes Aircraft Company System and method for compensation of in-phase and quadrature phase and gain imbalance
DE4040572A1 (de) * 1990-12-19 1992-06-25 Bosch Gmbh Robert Verfahren zur messung des abstandes und der geschwindigkeit eines objekts
IL101077A (en) * 1991-03-18 1995-08-31 Hydroacoustic Inc A system for measuring distances using echoes

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10347976A1 (de) * 2003-10-15 2005-05-19 Volkswagen Ag Messgerät und Messverfahren für ein Kraftfahrzeug
DE10349919A1 (de) * 2003-10-25 2005-05-25 Volkswagen Ag Messgerät für ein Kraftfahrzeug
DE10355249B4 (de) 2003-11-26 2021-09-23 Volkswagen Ag Fahrassistenzsystem für ein Kraftfahrzeug
DE102008034997A1 (de) 2007-07-28 2009-02-26 Volkswagen Ag Verfahren zum Bestimmen der Azimutwinkel von Objekten in Bezug auf ein Messgerät

Also Published As

Publication number Publication date
EP0677172A1 (de) 1995-10-18
US5768131A (en) 1998-06-16
EP0939322A2 (de) 1999-09-01
EP0677172B1 (de) 2000-03-01
JPH08509059A (ja) 1996-09-24
ES2144048T3 (es) 2000-06-01
DE4244608A1 (de) 1994-07-07
WO1994016340A1 (de) 1994-07-21
EP0939322A3 (de) 1999-10-06
JP3220463B2 (ja) 2001-10-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE4244608C2 (de) Mittels eines Computers durchgeführtes Radarverfahren zur Messung von Abständen und Relativgeschwindigkeiten zwischen einem Fahrzeug und vor ihm befindlichen Hindernissen
EP1043601B1 (de) Radarverfahren zur Messung von Abständen und Relativgeschwindigkeiten zwischen einem Fahrzeug und einem oder mehreren Hindernissen
EP0727051B1 (de) Radargerät und verfahren zu seinem betrieb
DE4242700C2 (de) Verfahren zur Messung des Abstandes und der Geschwindigkeit von Objekten
DE69507954T2 (de) Verfahren und vorrichtung zur milderung der entfernung-doppler-mehrdeutigkeiten in puls-doppler-radar-geräten
DE4407369C2 (de) Verfahren und Schaltungsanordnung zur Laufzeitmessung sowie deren Verwendung
DE102009000468B4 (de) Radarverfahren und -systeme mit Rampensequenzen
DE69319804T2 (de) Verfahren für Radargerät zum Eliminieren der Signale von Hindernissen und Anwendungen dafür
DE3038961C2 (de)
EP1002239B1 (de) Radar-entfernungsmesseinrichtung
DE19538309C2 (de) Radarverfahren zur Messung von Abständen und Relativgeschwindigkeiten zwischen einem Fahrzeug und einem oder mehreren Hindernissen
EP3418701A1 (de) Füllstandreflektometer mit veränderbarem messablauf
DE3789830T3 (de) Radargerät zur Messung der Entfernung zu einer Oberfläche.
DE2925576A1 (de) Fm-cw-radargeraet
EP1761800B1 (de) Radarsensor und verfahren zur auswertung von objekten
DE69310004T2 (de) Verfahren und Vorrichtung zur Feststellung des Erreichens eines vorausbestimmten Abstandes eines Punktreflektors mittels der Laufzeit einer kontinuierlichen Welle
EP0223129A2 (de) Verfahren zur Entfernungsmessung bei einem Pulsradar hoher Pulsfolgefrequenz
EP0965052B1 (de) Verfahren zum betrieb eines sensorsystems und sensorsystem
WO1992018876A1 (de) Verfahren und anordnung zur abstandsmessung nach dem rückstrahlprinzip radar
DE3030515A1 (de) Radargeraet zum erkennen und zum orten von fahrzeugen
DE69525227T2 (de) Verfahren und Vorrichtung zur Bestimmung der Geschwindigkeit eines bewegbaren Körpers mittels eines Radars oder Sonars mit Impulskompression
DE102009045677A1 (de) FMCW-Radarsensor für Kraftfahrzeuge
EP3418699A1 (de) Füllstandradargerät mit gesteuerter sendeleistung
DE1960862C3 (de) Radargerätsimulator
DE69818054T2 (de) Verfahren zur mehrdeutigkeitsauflösung der entfernungsmessungen eines radars

Legal Events

Date Code Title Description
OP8 Request for examination as to paragraph 44 patent law
D2 Grant after examination
8364 No opposition during term of opposition
8320 Willingness to grant licences declared (paragraph 23)
8339 Ceased/non-payment of the annual fee