DE3786024T2

DE3786024T2 - Steuerapparat für pulsbreitenmodulierte Umrichter.

Info

Publication number: DE3786024T2
Application number: DE87103371T
Authority: DE
Inventors: Toshihiko Ishida; Wataru Miyake; Kiyoshi Nakamura; Kiyoshi Yuni-Haitsu Nakata
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1986-03-11
Filing date: 1987-03-10
Publication date: 1993-10-21
Anticipated expiration: 2007-03-11
Also published as: EP0237012A3; EP0237012A2; DE3786024D1; EP0237012B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Steuerungsapparat für einen pulsbreitenmodulierten Leistungsumrichter, bei dem sich auf der Wechselstromeingangsseite eine Induktivität und auf der Gleichstromausgangsseite sich eine Kapazität befindet. Die Erfindung bezieht sich insbesondere auf einen verbesserten Steuerungsapparat, mit dem eine ausreichende Ausgangsleistung bei einem pulsbreitenmodulierten Umrichter erzielt werden kann, der eine relativ geringe Stromaufnahme hat.

BESCHREIBUNG DES STANDES DER TECHNIK

Neulich wurde ein Umrichter vorgeschlagen, der eine Induktivität auf der Wechselstromeingangsseite und einen Kondensator auf der Gleichstromseite hat, der mit einem pulsbreitenmodulationsverfahren gesteuert wird, der einen hohen Wirkungsgrad besitzt und mit dem eine verringerte Verzerrung eines Ausgangswechselstroms erreicht werden kann. Ein derartiger pulsbreitenmodulierter Umrichter (nachfolgend PWM-Umrichter genannt) kann mit einem Wirkungsgrad von 1,0 durch geeignete Einstellung der Große der Eingangswechselspannung des Umrichters und deren Phase, bezogen auf die Speisespannung, betrieben werden. Darüber hinaus, wenn die Schaltfrequenz der Schaltelemente des Umrichters genügend hoch gewählt werden kann, ist es möglich, den von einer Stromquelle an den Umrichter gelieferten Eingangswechselstrom nahezu sinusförmig zu machen.
Bei einer sinusförmigen Pulsbreitensteuerung, die als eines der Verfahren zur Steuerung des PWM-Umrichters bekannt ist, wird eine dreieckförmige Trägerwelle durch eine sinusförmige Steuerspannung moduliert, deren Frequenz gleich der Betriebsfrequenz des Umrichters ist. Auf der Basis des Modulationsergebnisses werden Torimpulse zur Steuerung des Ein-Aus-Betriebs der Schaltelemente eines Umrichters gebildet. Ein Verhältnis der Amplitude der sinusförmigen Steuerspannung zum Spitzenwert der Dreiecks-Trägerwelle wird üblicherweise Modulationsfaktor genannt. Ein Verhältnis der Ein- und Aus-Zeiten der Schaltelemente, d. h. ein Einschaltfaktor, kann durch Änderung dieses Modulationsfaktors gesteuert werden, so daß eine Ausgangsgleichspannung des Umrichters eingestellt werden kann. Ferner, um eine Zerstörung der Schaltelemente zu verhindern durch eine während des Betriebs erzeugte abnorme Hochspannung, werden die minimalen Ein- und Aus-Zeiten auf einen vorgegebenen Wert begrenzt und deshalb hat auch der Modulationsfaktor einen Grenzwert.
In der US-A-3 909 698 ist ein ausgangsgeregelter Wechselspannungs-Gleichspannungsumrichter veröffentlicht, der eine Gleichrichterstufe mit mehreren Thyristoren besitzt, denen jeweils eine Diode entgegengesetzter Polarität parallelgeschaltet ist. Die Erregung einer Selbstinduktionsspule, die zwischen einem Eingangstransformator des Umrichters und der Gleichrichterstufe angeordnet ist, wird durch selektive Änderung der Einschaltmuster der Thyristoren gesteuert, so daß die Ausgangsgleichspannung zur Transformatorausgangsspannung addiert oder subtrahiert werden kann, in Abhängigkeit von der Richtung der Abweichung des Ist-Stroms von einem vorgegebenen Bezugswert des Stroms durch die Selbstinduktion. Dieser Bezugswert des Stroms wird seinerseits hergeleitet als Sinusgröße, deren Phase mit der der Eingangswechselspannung des Umrichters übereinstimmt und deren Amplitude proportional der Differenz zwischen der Ausgangsgleichspannung des Umrichters und einem Sollwert ist.
In einem üblichen Steuerungsapparat für einen PWM-Umrichter wird die vorgenannte sinusförmige Steuerspannung durch Anwendung eines analogen Apparats auf der Basis eines Bezugswerts der Ausgangsgleichspannung des Umrichters, auf einem aktuellen Wert desselben, einer Speisespannung, die an den Umrichter über eine Drosselspule von einer Speisequelle angelegt wird und einem Ausgangswechselstrom des Umrichters, gebildet. Im Falle, daß versucht wird, das gleiche Verfahren wie im bekannten Apparat durch digitale Technik zu verwirklichen, müssen Augenblickswerte der vorgenannten sinusförmigen Steuerspannung z. B. durch einen Mikrocomputer berechnet werden. Diese Berechnung erfordert jedoch eine große Anzahl von Operationsschritten, die mit hoher Geschwindigkeit ausgeführt werden müssen. Deshalb ist das bekannte Verfahren zur Erzeugung der sinusförmigen Steuerspannung für einen digitalen Apparat ungeeignet.
Ein Verfahren, das für die Verwirklichung eines Steuerungsapparats auf digitaler Technik geeignet ist, ist in Transactions of The 1985 Tokyo Section Convention of The Institute of Electric Engineers of Japan, Seiten 85 bis 88 veröffentlicht. In Übereinstimmung damit weist ein Steuerungsapparat ein automatisches Spannungssteuerungssystem (AVR) und ein automatisches Phasensteuerungssystem (APR) auf.
Im AVR-System wird zuerst eine Differenz zwischen einem Bezugswert der Ausgangsgleichspannung des Umrichters und einem Istwert derselben ermittelt. Ein Bezugswert eines Eingangswechselstroms (nachfolgend AC-Strom genannt) des Umrichters wird aufgrund der vorstehend genannten Gleichspannungsdifferenz und einem Istwert des Lastgleichstroms erhalten. Weiterhin, ein imaginärer Teil einer Eingangswechselspannung (nachfolgend Umrichter-Eingangsspannung genannt) des Umrichters wird durch Modulation des Bezugswerts des AC-Stroms mit einer Impedanz ωL einer Drosselspule berechnet, die auf der Wechselspannungseingangsseite des Umrichters eingefügt ist, wobei ω die Kreisfrequenz einer Speisespannung und L einen Wert des Blindwiderstandes (Reaktanz) angibt.
Hierbei bedeutet der imaginäre Teil der Umrichter-Eingangsspannung eine Vektorkomponente der Umrichter-Eingangsspannung, die im rechten Winkel zum Vektor der Speisespannung steht. Dies wird nachfolgend die imaginäre Komponente der Eingangsspannung des Umrichters genannt, wogegen die Komponente, die parallel oder in der gleichen Phase wie der Vektor der Speisespannung ist, als die reelle Komponente bezeichnet wird. Das gleiche gilt für andere Veränderliche der Vektorgrößen. Eine reelle Komponente einer bestimmten Veränderlichen bedeutet nämlich die Komponente eines Vektors der Veränderlichen, die parallel zum Vektor der Speisespannung ist und eine imaginäre Komponente derselben bedeutet eine Komponente, die einen rechten Winkel mit dem Vektor der Speisespannung bildet.
Des weiteren wird im APR-System die reelle Komponente der Umrichter-Eingangsspannung auf der Basis der Phasendifferenz zwischen der Speisespannung und dem AC-Strom, d. h. des Eingangswechselstroms, bestimmt. Auf der Basis der so erhaltenen reellen und imaginären Komponenten der Umrichter-Eingangsspannung werden zwei Werte im Polarkoordinatensystem durch eine Koordinatentransformation erhalten, d. h. der Absolutbetrag der Umrichter-Eingangsspannung und deren Phasenlage, die mit Bezug auf die Speisespannung einzuhalten ist. Eine dreieckförmige Trägerwelle wird durch Anwendung dieses Absolutwerts und der Phasenlage moduliert. Torimpulse für die Schaltelemente des Umrichters werden in Übereinstimmung mit diesem Modulationsergebnis erzeugt.
Der oben genannte Absolutbetrag der Umrichter-Eingangsspannung bestimmt die Ein- und Aus-Zeiten der Schaltelemente des Umrichters. In dieser Hinsicht entspricht der Absolutbetrag der Umrichter-Eingangsspannung dem bereits beschriebenen Modulationsfaktor. Deshalb wird auch in der folgenden Erläuterung der Absolutbetrag der Umrichter-Eingangsspannung als Modulationsfaktor bezeichnet.
Bei diesem Verfahren nach dem bekannten Stand der Technik werden die Augenblickswerte der Sinuswelle nicht berechnet und deshalb sind die zwei Werte im Polarkoordinatensystem ausreichend, wenn sie in jeder Halbwelle der Speisespannung bestimmt werden. Dieses Verfahren erfordert somit keine Hochgeschwindigkeitsverarbeitung im Steuerungsapparat und deshalb ist es zur Realisierung eines Steuerungsapparats für einen PWM-Umrichter mit digitaler Technik geeignet.
Der Steuerungsapparat nach diesem Stand der Technik weist noch einige Probleme auf, wie das im nachfolgenden angegeben ist. Erstens, wenn ein großer Leistungsbetrag von der Last angefordert wird, ist es möglich, daß der Umrichter die erforderliche Leistung für die Last nicht liefern kann. Dies folgt aus dem Umstand, daß die Umrichter-Eingangsspannung durch Begrenzung des Modulationsfaktors auf einen gewissen Wert zum Schutz der Schaltelemente des Umrichters beschränkt ist.
Zweitens, wenn die imaginäre Komponente der Umrichter-Eingangsspannung zu sehr mit der Gleichspannungsabweichung ansteigt, gibt es den Fall, daß der Spitzenwert des AC-Stroms, einschließlich von Oberwellen, den zulässigen Strom der Schaltelemente übersteigt. Deshalb müssen Schaltelemente verwendet werden, die den genügenden Spielraum in ihrer Strombelastbarkeit aufweisen, so daß der Ausnutzungsfaktor der Strombelastbarkeit der Schaltelemente sehr niedrig wird.
Diese Umstande erhöhen die Größe des Umrichters in unnötiger Weise. Der angegebene Stand der Technik gibt weder eine Lösung für die angeführten Probleme an, noch gibt er einen Hinweis auf diese Probleme selbst.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Steuerungsapparat für einen PWM-Umrichter anzugeben, bei dem der Leistungsfaktor bei einem vorgegebenen Betriebszustand des Umrichters sich verschlechtern kann, wodurch eine große elektrische Leistung durch den Umrichter, der eine relativ geringe Strombelastbarkeit besitzt, geliefert werden kann.
Diese Aufgabe wird entsprechend der Erfindung durch die im Anspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst.
Ein Steuerungsapparat entsprechend der Erfindung wird bei einem PWM-Umrichter angewendet, der mit einer Wechselspannungsspeisequelle über ein induktives Element gekoppelt ist und an dessen Gleichstromseite ein kapazitives Element angeschlossen ist und der mit Halbleiterschaltelementen aufgebaut ist, die durch Torsignale gesteuert werden, die in Übereinstimmung mit einer PWM-Steuerung erzeugt werden.
Nach einem Merkmal der Erfindung wird in einem Steuerungsapparat zur Anwendung in einem solchen PWM-Umrichter die imaginäre Komponente der Umrichter-Eingangsspannung auf der Basis einer Abweichung zwischen einer Gleichstromspannung und einem Bezugswert berechnet und die reelle Komponente der Umrichter-Eingangsspannung wird auf der Basis einer Abweichung zwischen einer Phasendifferenz eines Wechselstroms mit Bezug auf eine Speisespannung und einen Bezugswert der Phasendifferenz berechnet. Ein Absolutwert der Umrichter-Eingangsspannung und deren Phasenlage, die mit Bezug auf die Speisespannung einzuhalten sind, werden in Übereinstimmung mit der imaginären und reellen Komponente, die, wie oben angegeben, erhalten werden, berechnet. Eine Trägerwelle wird mit dem so erhaltenen Absolutwert und der Phasenlage moduliert, bei der der augenblickliche Modulationsfaktor durch den berechneten Absolutwert bestimmt wird und wobei die Torimpulse der Schaltelemente auf der Basis des augenblicklichen Modulationsfaktors erzeugt werden. Ein Wert, der auf den augenblicklichen Modulationsfaktor bezogen ist, wird ermittelt und mit einem vorausbestimmten Grenzwert für einen Modulationsfaktor verglichen und, wenn der augenblickliche Modulationsfaktor den Grenzwert übersteigt, wird die berechnete reelle Komponente der Umrichter-Eingangsspannung in Übereinstimmung mit der Größe des Unterschiedsbetrags erniedrigt.
Nach der vorliegenden Erfindung kann, wenn von einer Last eine große Ausgangsleistung angefordert wird, die erforderliche Leistung, ohne den Modulationsfaktor über seinen Grenzwert hinaus zu erhöhen, geliefert werden durch Inkaufnahme einer Verschlechterung des Wirkungsgrades.
Nach einem weiteren Merkmal der vorliegenden Erfindung wird die Zunahme der imaginären Komponente der Umrichter-Eingangsspannung begrenzt, wenn die Gleichspannungsabweichung zu groß wird. Dadurch wird verhindert, daß ein Spitzenwert des Wechselstroms, einschließlich der Oberwellen, einen zulässigen Strom der Schaltelemente überschreitet, so daß der Grenzwert der Strombelastbarkeit der Schaltelemente verringert werden kann, wodurch der Ausnutzungsfaktor der Strombelastbarkeit verbessert wird. Das führt zu einer Verringerung der Abmessungen des Umrichters ohne Verringerung seiner Ausgangsleistung.
Weiterhin kann der Fall eintreten, daß es nicht möglich ist, den Wechselstrom bei verschlechtertem Wirkungsgrad zu begrenzen, sogar dann, wenn die imaginäre Komponente der Umrichter-Eingangsspannung begrenzt ist. Entsprechend einem weiteren Merkmal der vorliegenden Erfindung unterliegt der Wechselstrom (AC-Strom) einer Regelung mit geschlossener Rückführungsschleife, so daß der AC-Strom auf die erlaubte Stromgröße der Schaltelemente beschränkt ist, sogar dann, wenn die Überlast angefordert ist und die Gleichspannung absinkt.
Weitere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der Erfindung werden erkennbar nach Lesen der Beschreibung und der Durchsicht der Zeichnungen. Diese sind insbesondere in den Patentansprüchen angegeben.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1a ist ein Diagramm, das als Beispiel einen Hauptstromkreis eines elektrisch angetriebenen Fahrzeugs zeigt, das Umrichter aufweist, die durch einen Steuerungsapparat entsprechend der vorliegenden Erfindung gesteuert werden;
Fig. 1b ist ein Diagramm, das eine Schaltungsanordnung eines Umrichters zeigt, der im Hauptstromkreis der Fig. 1a verwendet wird;
Fig. 2 ist ein Vektordiagramm, das die Beziehung zwischen einer Speisespannung S, einer Umrichter-Eingangsspannung C, einer Selbstinduktionsspannung L und einem AC-Strom S zeigt, wenn der Umrichter mit einem Wirkungsgrad 1,0 arbeitet;
Fig. 3 zeigt eine Wellenform des PWM-gesteuerten AC-Stroms S;
Fig. 4 ist ein Blockschaltbild eines Steuerungsapparats für einen PWM-Umrichter entsprechend einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
Fig. 5 ist ein Vektordiagramm zur Erklärung der Arbeitsweise eines Steuerungsapparats nach Fig. 4, wenn vom Umrichter, der bereits mit einem maximalen Modulationsfaktor arbeitet, eine noch höhere Ausgangsleistung angefordert wird;
Fig. 6 ist ein Vektordiagramm zur Erklärung der Arbeitsweise des Steuerungsapparats nach Fig. 4, wenn die Speisespannung ansteigt;
Fig. 7 ist ein Blockschaltbild des Steuerungsapparats nach einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem jedoch nur ein Teil dieses Ausführungsbeispiels gezeigt ist;
Fig. 8 ist ein Blockschaltbild des Steuerungsapparats nach einem anderen, weiteren Ausführungsbeispiel, das wiederum nur einen Teil zeigt, der unmittelbar zu diesem Beispiel gehört;
Fig. 9 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Kennlinie eines Begrenzers zeigt, der im Ausführungsbeispiel nach Fig. 8 verwendet wird;
Fig. 10 ist ein Diagramm zur Erläuterung der Beziehung zwischen der Umrichter-Eingangsspannung C und der Gleichspannung Ed;
Fig. 11a und 11b sind Vektordiagramme zur Erläuterung der Funktion und der Arbeitsweise eines ACR-Untersystems, das im Steuerungsapparat nach Fig. 4 vorgesehen ist; und
Fig. 12 ist ein Blockschaltbild eines Steuerungsapparats nach einem weiteren Ausführungsbeispiel, bei dem ebenfalls nur ein Teil, der direkt auf dieses Beispiel bezogen ist, veranschaulicht ist.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE

Nachfolgend werden die bevorzugten Ausführungsbeispiele der Erfindung mit Bezug auf die Zeichnungen beschrieben.
Die Fig. 1a zeigt schematisch den Hauptstromkreis eines elektrisch angetriebenen Fahrzeugs, das einen Umrichter, der von einem Steuerungsapparat, entsprechend einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, gesteuert wird. In der Zeichnung wird eine Wechselspannung von einer Oberleitung 1 zur Primärwicklung 3 eines Haupttransformators 5 über einen Stromabnehmer 7 geführt. Der Transformator 5 hat mehrere Sekundärwicklungen 9, 11, die über Selbstinduktionen 17, 19 mit Umrichtern 13, 15 verbunden sind. Funktionsmäßig können die Selbstinduktionen 17, 19 durch die Streuinduktivität der Sekundärwicklungen 9, 11 des Transformators 5 ersetzt werden.
Beide Umrichter 13, 15 werden nach dem PWM-Verfahren gesteuert, um die entsprechenden Ausgangsgleichspannungen zu erzeugen. Diese Umrichter werden deshalb nachfolgend PWM-Umrichter genannt. Ein Kondensator 21 ist gemeinsam an die Ausgangsseite der Umrichter 13, 15 angeschlossen. Die Ausgangsgleichspannung der Umrichter 13, 15 liegt über den Anschlüssen des Kondensators 21. Ein Wechselrichter 23 wandelt die Gleichspannung des Kondensators 21 in eine veränderliche Wechselspannung mit veränderlicher Frequenz um, die einem Synchronmotor 25 zugeführt wird.
Im gezeigten Hauptstromkreis gibt es zwei Sätze von Umrichtern 13, 15. Dies geschieht zur Reduzierung der harmonischen Komponenten im Eingangswechselstrom durch den Betrieb dieser zwei Umrichter mit einer kleinen Differenz in der Betriebsphase. Die Anzahl der Sätze von parallelgeschalteten Umrichtern wird in Übereinstimmung mit dem Grad der gewünschten Verringerung der harmonischen Komponenten und der Strombelastbarkeit der Schaltelemente der Umrichter bestimmt. Da jedoch die Anzahl der Umrichter nicht in unmittelbarem Zusammenhang mit dem Wesen der vorliegenden Erfindung steht, wird deren weitere Beschreibung weggelassen.
Die Fig. 1b veranschaulicht ein Beispiel einer Schaltungsanordnung eines Umrichters, der bei den PWM-Umrichtern 13, 15, die in Fig. 1a gezeigt sind, verwendet werden kann. In der Zeichnung ist nur der Umrichter 13 gezeigt und die gleichen Bezugszeichen betreffen die identischen Teile der Fig. 1a.
Der Umrichter 13 wird durch Halbleiterschaltelemente 27, 29, 31, 33 gebildet, wie z. B. durch "Gate-turn-off"-Thyristoren (nachfolgend GTO genannt), die in einer Brückenschaltung angeschlossen sind. Eine der Anschlußklemmen der Wechselstrom-Speisequelle 9 ist an den Verbindungspunkt der GTOs 27, 29 über die Induktivität 17 angeschlossen und die andere Anschlußklemme mit dem der GTOs 31, 33. Dioden 35, 37, 39, 41 sind antiparallel an die betreffenden GTOs angeschlossen.
Zur Erleichterung der folgenden Erläuterung sind Steuerungsgrößen und deren Richtung von verschiedenen Teilen im Umrichter mit Bezugssymbolen und hinzugefügten Pfeilen angegeben, wie in der Figur gezeigt. Ein Bezugszeichen mit einem darüber angebrachten Punkt bedeutet, daß die durch das Symbol dargestellte Größe eine Vektorgröße ist.
Wenn der Umrichter 13 in Fig. 1b in Übereinstimmung mit dem PWM-Steuerungsverfahren betrieben wird, wird die Beziehung der Vektoren einer Speisespannung S, einer Eingangsspannung C und einer Induktivitätsspannung L zu:
S = C + L (1)
Wenn der Umrichter 13 mit dem Wirkungsgrad 1,0 betrieben wird, wird die Beziehung der Vektoren, die durch die obige Formel dargestellt ist, so wie das in Fig. 2 gezeigt ist. Üblicherweise, wie in der Figur gezeigt, eilt die Induktivitätsspannung L, im rechten Winkel zur Speisequellenspannung, der Spannung ES nach. Folglich wird der AC-Strom S da er mit der Induktivitätsspannung L einen rechten Winkel bildet, gleichphasig mit der Speisespannung S, wie das in der Figur gezeigt ist.
Wenn weiterhin die Kreisfrequenz der Speisespannung ω, ist und die Induktanz der Induktivität gleich L ist, wird der AC-Strom S durch die folgende Formel wiedergegeben:
In der obigen Formel wird ein zusätzliches Symbol Re{} verwendet, um eine reelle Komponente einer gewissen Vektorgröße darzustellen, wohingegen ein zusätzliches Symbol Im{} verwendet wird, um eine imaginäre Komponente derselben darzustellen. Re{ C} stellt eine reelle Komponente des Vektors der Umrichtereingangsspannung C und Im{ C} eine imaginäre Komponente derselben dar.
Es versteht sich aus der Formel (2), daß, wenn die Kreisfrequenz ω der Speisespannung S und der Wert L der Induktivität 17 konstant gehalten werden, die reelle Komponente Re{ S} des AC-Stroms, die als Wirkleistung dient, durch Änderung der imaginären Komponente Im{ C} der Umrichter-Eingangsspannung eingestellt werden kann und daß die imaginäre Komponente Im{ S} des AC-Stroms, die als Blindwiderstand dient, durch Steuerung einer reellen Komponente Re{ C} der Umrichter-Eingangsspannung eingestellt werden kann.
Es ist nämlich möglich, den Wirkungsgrad durch die reelle Komponente Re{ C] der Umrichter-Eingangsspannung unabhängig einzustellen, während die reelle Komponente Re{ S} des AC-Stroms, d. h. die Ausgangsleistung des Umrichters 13, durch dessen imaginäre Komponente Im{ C} gesteuert wird.
Im oben angeführten PWM-Umrichter wird ferner der AC-Strom S besser an die Sinusform angenähert, wenn die Schaltfrequenz des Umrichters bei der höchstmöglichen Frequenz arbeitet. Tatsächlich hat die Frequenz des Umrichters einen oberen Grenzwert, der von der minimalen Ein-Aus-Zeit und dem Schaltverlust der GTOs des Umrichters abhängt. Daraus folgt, daß der AC-Strom keine vollkommene Sinuswellenform aufweist, sondern vielmehr eine Wellenform mit überlagerten Welligkeiten wie bei i&sub5; in Fig. 3 gezeigt. In diesem Fall darf ein Spitzenwert ISP des AC-Stroms einen zulässigen Strom der GTOs nicht überschreiten. Deshalb muß der Umrichter in einem Bereich arbeiten, in welchem der Spitzenwert ISP niemals den zulässigen Strom der GTOs überschreitet.
Nebenbei bemerkt, wenn, wie in Fig. 1a gezeigt, zwei Sätze von Umrichtern 13, 15 mit einer Phasendifferenz von einer halben Periode der Schaltoperation des Umrichters untereinander betrieben werden, kann die Amplitude der überlagerten Wellenform beträchtlich verringert werden, weil zwei überlagerte Wellenformen, wie in Fig. 3 gezeigt, mit der Phasendifferenz überlagert werden. Folglich nähert sich der AC-Strom einer vollkommenen Sinuswelle an.
Mit Bezug auf Fig. 4 wird nun der Aufbau des Steuerungsapparats entsprechend einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erläutert, der für die Steuerung des PWM-Umrichters von Fig. 1b verwendet wird.
In der Figur wird eine Gleichspannung Ed, welche an den Anschlüssen des Kondensators 21 festgestellt wird, mit einer Bezugsspannung Ed* in einem Vergleicher 43 verglichen, so daß eine Abweichung ΣEd erhalten wird. Ein automatischer Spannungsregler (AVR) empfängt die Abweichung ΔEd und liefert an seinem Ausgang einen Bezugswert S0 * für die Amplitude des AC-Stroms. Dieser Bezugswert S0 * passiert einen Begrenzer 47 und wird zu S *, der auch einen Bezugswert für die Amplitude des AC-Stroms darstellt.
Wenn nunmehr S0 * einen vorbestimmten Grenzwert nicht überschreitet, ist S * proportional zu S0 *. Wenn S0 * größer als der Grenzwert wird, wird S * auf einen Grenzwert von S0 * beschränkt und auf diesem Wert gehalten, während S0 * den Grenzwert überschreitet.
In bezug auf die weitere detaillierte Funktion und Operation des Begrenzers 47 wird die Beschreibung später mit der Erläuterung der Wirkungsweise dieses Ausführungsbeispiels gegeben.
Ein Strommeßgerät 49 mißt die Amplitude S des AC-Stroms.
Obgleich in diesem Ausführungsbeispiel das Strommeßgerät ein Amplitudendetektor ist, kann natürlich eine andere Art von Meßgerät, wie z. B. ein Effektivwertmesser, ein Mittelwertmesser, usw. in Übereinstimmung mit der Art des Ausgangs des AVR 45 verwendet werden. Das muß entsprechend den Erfordernissen der Regelung bestimmt werden.
Der Bezugswert S * und der Istwert S werden in einem Vergleicher 51 miteinander verglichen, der eine Abweichung (Differenz) Δ S bildet. Ein automatischer Stromregler (ACR) 53 erhält die Abweichung Δ S und erzeugt ein Ausgangssignal Im{ C}. Wie bereits beschrieben, bedeutet Im{ C} die imaginäre Komponente der Umrichtereingangsspannung C.
Auf diese Weise ist ein Steuersystem, das AVR 45 und ACR 53 aufweist, d. h. ein AVR-System, gebildet, das die imaginäre Komponente Im{ C} der Umrichter-Eingangsspannung aus der Gleichspannungsabweichung ΔEd berechnet.
Andererseits stellt ein Phasendetektor 55 eine Phasendifferenz Φ zwischen der Speisespannung S und dem AC-Strom S fest. Die Phasendifferenz Φ wird in einem Vergleicher 57 mit einer Bezugsphase Φ&sub0;* verglichen. Gewöhnlich wird die Bezugsphase Φ&sub0;* auf 0º (elektrisch) gesetzt, so daß der Wirkungsgrad (cos Φ) auf 1,0 gehalten wird. Der Vergleicher 57 erzeugt eine Abweichung ΔΦ. Ein automatischer Phasenregler (APR) 59 erhält die Abweichung ΔΦ und gibt ein Signal Re{ C} aus. Wie bereits beschrieben, bedeutet Re{ C} die reelle Komponente der Umrichter-Eingangsspannung.
Das Ausgangssignal Re{ C} wird zu einem Begrenzer 61 geführt, durch den das Signal Re{ C} begrenzt wird, wenn es einen vorbestimmten Grenzwert überschreitet. Die Arbeitsweise dieses Begrenzers 61 ist die gleiche wie die des Begrenzers 47 in bezug auf das Ausgangssignal S0 * des AVR 45. Weitere Einzelheiten des Begrenzers 61 werden im Zusammenhang mit der Erläuterung der Wirkungsweise des Ausführungsbeispiels beschrieben.
Wie vorstehend beschrieben, ist ein Steuersystem, welches eine APR 59 aufweist, ein APR-System, ein Steuersystem, bei dem die reelle Komponente Re{ C} der Umrichter-Eingangsspannung berechnet wird auf der Basis der Phasendifferenz Φ zwischen der Speisespannung S und dem AC-Strom S.
Die imaginäre Komponente Im{ C} und die reelle Komponente Re{ C}, die so erhalten werden, werden in einen Koordinatenwandler 63 eingegeben, durch den sie in zwei Werte in Polarkoordinaten umgewandelt werden, d. h. in einen Absolutbetrag C des Vektors der Umrichter-Eingangsspannung und den Phasenwinkel e der Umrichter-Eingangsspannung C, der in bezug auf die Speisespannung S einzuhalten ist, in Übereinstimmung mit den folgenden Formeln:
Die so erhaltenen Werte C und R werden einem Torimpulsgenerator zugeführt, der eine dreieckförmige Trägerwelle, geliefert vom Trägerwellengenerator 67, in Übereinstimmung mit den Werten von C und R moduliert und Torimpulssignale für die GTOs des Umrichters 13 aufgrund des Modulationsergebnisses erzeugt.
Zum Beispiel wird zuallererst eine Sinuswelle mit einer Phasendifferenz R in bezug auf die Speisespannung S erzeugt. Die Winkelfrequenz dieser Sinuswelle ist gleich wie die der Speisespannung S. Danach wird die erzeugte Sinuswelle mit C multipliziert, so daß die Amplitude der Sinuswelle proportional zu C ist. Die Dreiecksträgerwelle wird mit der so erzeugten Sinuswelle moduliert. Nachdem die Sinuswelle zur Modulation der Trägerwelle erzeugt worden ist, ist das Verfahren der Modulation der Trägerwelle und der Erzeugung der Torimpulse für den Umrichter das gleiche wie beim herkömmlichen Verfahren.
Wie aus der vorstehenden Beschreibung hervorgeht, bestimmt der Absolutwert C die Amplitude der modulierenden Sinuswelle, die der sinusförmigen Steuerspannung entspricht, die in der Beschreibung des Standes der Technik erwähnt worden ist. Wenn deshalb der Spitzenwert (Scheitelwert) der dreieckförmigen Trägerwelle und die Gleichspannung Ed konstant gehalten werden, ist der Modulationsfaktor proportional zur Größe C . Mit anderen Worten, C kann als Äquivalent zum Modulationsfaktor betrachtet werden.
Das Ausgangssignal C wird auch zu einem Vergleicher 69 geführt, bei dem es mit einem Maximalmodulationsfaktor Mmax verglichen wird, so daß zwischen diesen eine Abweichung ΔM erhalten wird. Die Abweichung ΔM wird in einen Wirkungsgradregler 71 eingegeben, der in Übereinstimmung mit der Abweichung ΔM ein Wirkungsgrad-Begrenzungssignal LSpf erzeugt. Das Signal LSpf wird zum Begrenzer 61 geführt und ändert den Grenzwert von Re{ C}, der darin vorgesehen ist.
Ferner muß mit Bezug auf den Torimpulsgenerator 65 auf den Maximalmodulationsfaktor Mmax die Aufmerksamkeit gerichtet werden. Wenn nämlich der vom Koordinatenwandler 63 erhaltene Wert von C größer als Mmax ist, moduliert der Torimpulsgenerator 65 die Trägerwelle hinsichtlich Mmax zur Erzeugung der Torimpulse. Deshalb wird der Umrichter nicht bei einem Modulationsfaktor betrieben, der den Wert von Mmax überschreitet.
Bezugnehmend auf Fig. 5, in der die Beziehung der Vektoren der Speisespannung S, der Umrichter-Eingangsspannung C, der Selbstinduktionsspannung L und des AC-Stroms S gezeigt ist, wird nachfolgend die Wirkungsweise des obigen Ausführungsbeispiels erläutert.
Zuerst wird die Funktion und die Operation des APR-Systems erläutert; insbesondere die des Begrenzers 61 und die des Wirkungsgradreglers 71. Im Fall, daß kein Lastwechsel stattfindet, und deshalb keine Änderungen sowohl der Gleichspannung Ed als auch der Phasendifferenz Φ zwischen der Speisespannung S und dem AC-Strom I&sub5; auftreten, werden die imaginäre Komponente Im{ C} der Umrichter-Eingangsspannung und die reelle Komponente Re{ C} derselben, berechnet durch das AVR-System und das APR-System, unverändert aufrechterhalten. Folglich berechnet der Koordinatenwandler 63 auf der Basis von Im{ C} und Re{ C} den Modulationsfaktor, den Absolutwert der Umrichter-Eingangsspannung C , und die Phase R der Umrichter-Eingangsspannung C mit Bezug auf die Speisespannung S und der PWM-Umrichter arbeitet weiterhin in Übereinstimmung mit den erhaltenen Werten von C und R.
Es sei hier angenommen, daß die Last weiter ansteigt, so daß die Gleichspannung Ed absinkt, so daß das AVR-System beabsichtigt, die reelle Komponente Re{ S} des AC-Stroms durch Erhöhen der imaginären Komponente Im{ C} der Umrichter-Eingangsspannung zu erhöhen, weil die Abweichung ΔEd sich infolge der Verringerung der Gleichspannung Ed vergrößert.
Wenn die Ausgangsgröße Re{ C} des APR-Systems sich nicht verändert, wird dann der Absolutwert C der Umrichter-Eingangsspannung, die durch den Koordinatenwandler 63 auf der Basis des gestiegenen Wertes Im{ C} und des unveränderten Wertes Re{ C} berechnet wird, größer als der vorhandene Wert und kann den maximalen Modulationsfaktor Mmax überschreiten. Der Vektor der Umrichter-Eingangsspannung, der einen derart vergrößerten Wert aufweist, erreicht eine Größe C0, wie in Fig. 5 gezeigt. Der zu dieser Zeit erforderliche AC-Strom wird zu S0, wie ebenfalls in der Figur gezeigt. Wie aus der Figur ersichtlich, ist S0 proportional zu L0. Weiterhin ist L0 von gleicher Größe, aber in entgegengesetzter Richtung, wie Im{ C}.
Beim tatsächlichen Betrieb jedoch darf der Modulationsfaktor M ( C0 in diesem Fall) den Wert Mmax nicht überschreiten. Deshalb wird der Strom der Umrichter-Eingangsspannung beim tatsächlichen Betrieb, obwohl der Koordinatenwandler 63 einen Wert C0 erzeugt, der Mmax überschreitet, zu C1, wie in Fig. 5 gezeigt, so daß die Selbstinduktionsspannung zu L1 wird, und der AC-Strom S1 fließt durch die Wechselstromseite des Umrichters, weil der AC-Strom S1 im rechten Winkel zur Selbstinduktionsspannung L1 steht.
Wie aus dem Vektordiagramm von Fig. 5 ersichtlich, da der AC-Strom S1 die Phasendifferenz Φ&sub1; zur Speisespannung S aufweist, ist nur seine reelle Komponente Re{ S1} die zur Last geführte Leistung wirksam. Wie auch aus der Figur ersichtlich, ist Re{ S1} kleiner als S0, d. h., daß die zur Last gelieferte Leistung verringert ist und die Kürzung der erforderlichen Leistung verursacht ist.
Entsprechend dem Ausführungsbeispiel wird C vom Koordinatenwandler 63 mit Mmax im Vergleicher 69 verglichen und der Wirkungsgradregler 71 erzeugt das Wirkungsgradbegrenzungssignal LSpf auf der Basis des Vergleichsergebnisses. Das Signal LSpf verringert den Begrenzungspegel des Begrenzers 61. Im Vektordiagramm der Fig. 5 wird nämlich die reelle Komponente Re{ C1} weiter verringert auf Re{ C2}, so daß der Vektor C2 der Umrichter-Eingangsspannung in den Bereich innerhalb des maximalen Modulationsfaktors Mmax gebracht wird. Zu dieser Zeit verändert sich die imaginäre Komponente Im{ C0} nicht und bleibt gleich Im{ C0} (= L0), weil sie durch das AVR-System auf der Basis der Gleichspannungsabweichung ΔEd bestimmt wird.
Im Ergebnis werden die Induktionsspannung und der AC-Strom, wie gezeigt, zu L2 und S2. Der AC-Strom S2 hat einen Phasenwinkel von Φ&sub2; gegenüber der Speisespannung S, der größer als Φ&sub1; des AC-Stroms 151 ist. Der Wirkungsgrad (cos Φ) ist folglich verschlechtert. Die reelle Komponente Re{ S2} des AC-Stroms ist jedoch gleich S0, so daß die verlangte Leistung zur Last geliefert werden kann.
Entsprechend diesem Ausführungsbeispiel wird auf diese Weise, wenn die große Leistung angefordert wird, so daß der Modulationsfaktor den Wert Mmax überschreitet, der Wirkungsgrad verschlechtert, wodurch die erforderliche Leistung an die Last geliefert werden kann.
Nebenbei bemerkt, ist die Verschlechterung des Wirkungsgrads im üblichen Sinn für den Betrieb eines Umrichters nicht wünschenswert. In einem solchen Fall jedoch, bei dem ein Umrichter in einem elektrisch angetriebenen Fahrzeug verwendet wird, ist die Zeitspanne, während der die maximale Leistung angefordert wird, nicht allzu lang. In einem elektrisch angetriebenen Fahrzeug mit einer Höchstgeschwindigkeit von z. B. 300 km/h, wird die maximale Leistung im Geschwindigkeitsbereich zwischen 100 bis 200 km/h angefordert, der einem sogenannten Bereich der Steuerung auf konstante Leistung entspricht. Wenn die Beschleunigung des Fahrzeugs 2,0 km/h/sec beträgt, ist die Zeitspanne, während der die maximale Leistung erforderlich ist, höchstens eine Minute. Es tritt kein besonderes Problem auf, obwohl der Wirkungsgrad sich während dieser kurzen Zeitspanne verschlechtert.
Ferner ist auch der Wirkungsgradregler 71 für Schwankungen der Speisespannung S zuständig, insbesondere für das Problem, das durch den Anstieg der Speisespannung verursacht wird, wenn der Umrichter schwer belastet ist. Mit Bezug auf die Fig. 6 wird nun die Erläuterung der Steuerungsoperation für die Schwankungen der Speisespannung S gegeben.
Es sei angenommen, daß der Umrichter im Bereich konstanter Leistungssteuerung, wie vorstehend ausgeführt, arbeitet und daß zu dieser Zeit die Beziehung der Speisespannung, der Selbstinduktionsspannung und der Umrichter-Eingangsspannung so ist, wie die Vektoren S1, L1 und C1 in Fig. 6 es zeigen. Der notwendige AC-Strom ist dann proportional zu L1 und wird, wie gezeigt, zu S1. Wie aus der Zeichnung zu entnehmen ist, bleibt die Umrichter-Eingangsspannung C1 unterhalb Mmax. Unter solchen Umständen, angenommen, daß die Speisespannung sich auf S2 (> S1) von S1 aus verändert hat, ist die Selbstinduktionsspannung L0 erforderlich, wenn der Umrichter versucht, die konstante Ausgangsleistung beizubehalten unter Aufrechterhaltung des Wirkungsgrades von 1,0, ungeachtet des Anstiegs der Speisespannung S. Es folgt, daß die Umrichter-Eingangsspannung zu C0 wird und C0 überschreitet den Wert von Mmax, wie in der Figur gezeigt.
Eine strichpunktierte Linie ELd wird jetzt erläutert. Diese Linie gibt eine Ortskurve des einen Endes des Vektors der Selbstinduktionsspannung L an, um die Ausgangsleistung konstant zu erhalten unter Beibehaltung des Wirkungsgrades von 1,0, unbeachtlich des Ansteigens der Speisespannung S. Zum Beispiel, die Ausgangsleistung P wird dargestellt durch ESe·ISe, wobei ESe und ISe die Effektivwerte von S und S darstellen, d. h. ESe = S/ 2 und ISe = S/ 2. Der AC-Strom Sj wird daher wie folgt allgemein dargestellt:
sj = 2P/ sj (j = 1 , 2, 3, . . ..) (5)
Weiterhin, da die Beziehung L = jωL· S gibt, wird die Selbstinduktionsspannung Lj allgemein wie folgt dargestellt:
Lj = jωL·2Pd/ sj (6)
Die Linie ELd wird durch Zeichnen der Werte von Lj mit Bezug auf Sj in einer solchen Weise erhalten, daß die Vektoren von Lj rechtwinklig zu den Vektoren der entsprechenden Sj angeordnet sind. Ferner, mit Bezug auf die Zweipunkt-Strichlinie Lm in Fig. 6 wird die Erläuterung später gegeben.
Beiläufig bemerkt, versteht sich das folgende aus der obigen Beschreibung. Wenn ein Umrichter so gesteuert wird, daß im Vektordiagramm der Fig. 6 der Vektor der Selbstinduktionsspannung Lj sich parallel mit dem Vektor L1 zwischen dem Vektor der Speisespannung S und der Linie ELd bewegt, so daß beide Enden des Umrichterspannungsvektors mit diesen in Berührung kommen, dann erzeugt der Umrichter stets die konstante Ausgangsleistung, nämlich z. B. die Ausgangsleistung, die erzeugt wird unter der Bedingung der Speisespannung S1 und der Selbstinduktionsspannung L1 ist gleich der, die erzeugt wird unter der Bedingung der Speisespannung S2 und der Selbstinduktionsspannung L0.
Jetzt, wie bereits beschrieben, wird der Modulationsfaktor (der Absolutwert C0 der Umrichter-Eingangsspannung), der vom Koordinatenwandler 63 erhalten wird, der den Wert Mmax überschreitet, mit Mmax im Vergleicher 69 verglichen und die Abweichung ΔM zwischen diesen wird erhalten. Die Abweichung ΔM wird in das Wirkungsgradbegrenzungssignal LSpf durch den Wirkungsgradregler 71 umgewandelt. Der Begrenzer 61 verändert den darin erzeugten Grenzwert infolge des Signals LSpf. Folglich wird die reelle Komponente Re{ C0} (= S2) der Umrichter-Eingangsspannung verringert auf Re{ C2}, so daß die Umrichter-Eingangsspannung zu C2 wird, welche innerhalb des Bereichs von Mmax bleibt. Zu diesem Zeitpunkt wird die Selbstinduktionsspannung zu L2 und deshalb wird der AC-Strom zu S2 der in bezug auf die Speisespannung S2 einen Phasenwinkel Φ&sub2; aufweist.
Im Verlauf der vorstehend erwähnten Verringerung der reellen Komponente Re{ C0} der Umrichter-Eingangsspannung verändert das AVR-System die imaginäre Komponente Im/=?C0) nicht, so daß die imaginäre Komponente Im{ C2} der Umrichter-Eingangsspannung auf den Wert L0 gehalten wird. Folglich ist die Ausgangsleistung, die erzeugt wird, wenn die Selbstinduktionsspannung L2 ist, gleich der, die zu erzeugen ist, wenn die Selbstinduktionsspannung L0 ist. Ferner, wie bereits beschrieben, ist die letztere gleich der Ausgangsleistung, die im Fall der Speisespannung S1 und der Selbstinduktionsspannung L1 erzeugt worden ist. Deshalb wird die Ausgangsleistung, die unter der Bedingung der Speisespannung S2 und der Selbst induktionsspannung L2 erzeugt wird, gleich der Ausgangsleistung, die erzeugt worden ist wenn die Speisespannung S1 ist und die Selbstinduktionsspannung S ist; nämlich sogar dann, wenn die Speisespannung S erhöht wird, kann die konstante Ausgangsleistung weiterhin zu einer Last geliefert werden durch Verschlechterung des Wirkungsgrades.
Wie vorstehend beschrieben, fordert ein elektrisch angetriebenes Fahrzeug die höchste Ausgangsleistung während des Bereichs der Steuerung auf konstante Leistung an. In anderen Bereichen, wie z. B. im Bereich konstanten Drehmoments und in einem Bereich einer charakteristischen Beschleunigung, ist die angeforderte Ausgangsleistung geringer als im Bereich der Steuerung auf konstante Leistung. In diesen Bereichen wird die Umrichter-Eingangsspannung auch geringer als im Bereich der Steuerung auf konstante Ausgangsleistung. Folglich, wie oben beschrieben, ist es nur erforderlich, den Wirkungsgrad in den Fällen zu verringern, bei denen eine große Ausgangsleistung von der Last angefordert wird und wo die Speisespannung S erhöht wird.
Als nächstes wird die Wirkung dieses Ausführungsbeispiels betrachtet. Zu Vergleichszwecken wird auch die Beschreibung eines herkömmlichen Beispiels gemacht.
Üblicherweise wurde die Speisespannung S (z. B. eine Ausgangsspannung der Sekundärwicklungen 9, 11 des Haupttransformators 5) wie folgt festgelegt: Nämlich ein Maximalwert von S ist so bestimmt, daß der Modulationsfaktor niemals Mmax überschreitet, sogar dann, wenn der Wirkungsgrad 1,0 ist und der Umrichter die maximale Ausgangsleistung liefert, und der Mindestwert von S ist so festgelegt, daß unter den gleichen Bedingungen wie vorstehend der AC-Strom S niemals den zulässigen Strom des Umrichters überschreitet. Ein Nennwert von S wird gewählt im Hinblick auf den oben angegebenen Schwankungsbereich.
Im Gegensatz hierzu kann bei der vorliegenden Erfindung der Wirkungsgrad absinken, wenn S ansteigt. Deshalb kann der Maximalwert von S, mit dem Modulationsfaktor auf Mmax festgehalten, willkürlich bestimmt werden. Folglich kann der Nennwert von S im Vergleich mit dem Stand der Technik sehr hoch gewählt werden. Im Ergebnis wird der Wert von S bei der Nennspannung S geringer als üblich und deshalb wird S nicht so groß, sogar wenn S absinkt. Das bedeutet, daß die maximal zulässige Stromaufnahme des Umrichters verringert werden kann.
Des weiteren ist die Ausgangsleistung P gegeben durch P = ½· S· Scos Φ. Wenn deshalb der Wirkungsgrad absinkt (cos Φ < 1,0) muß S vergrößert werden, um die gleiche Ausgangsleistung P zu erhalten, wohingegen, wenn S zunimmt, kann die gleiche Ausgangsleistung P mit einem geringeren 15 erreicht werden. Obgleich im vorliegenden Ausführungsbeispiel der Wirkungsgrad sich verschlechtert, wenn S zunimmt, ist die Abnahme von S, verursacht durch den Anstieg von S, größer als dessen durch die Zunahme des Wirkungsgrads verursachter Anstieg. Das bedeutet auch, daß die maximal zulässige Stromaufnahme des Umrichters verringert werden kann.
Nach einer Schätzung des Erfinders kann beispielsweise die Stromaufnahme des Umrichters um etwa 15% verringert werden, wenn sich unter den schlechtest möglichen Umständen der Wirkungsgrad auf ungefähr 0,9 verschlechtert.
In dem vorerwähnten Ausführungsbeispiel ist das Ausgangssignal vom APR 59 infolge des Signals LSpf begrenzt worden. Die gleiche Wirkung kann jedoch durch Änderung des Bezugswertes Φ&sub0;* der Phasendifferenz zwischen der Speisespannung S und dem AC-Strom S in Übereinstimmung mit dem Signal LSpf erreicht werden. Ein anderes, dementsprechendes Ausführungsbeispiel ist in Fig. 7 gezeigt, bei welchem jedoch nur der Teil, der sich auf dieses Ausführungsbeispiel bezieht, dargestellt ist. Desgleichen stellen in der Zeichnung die gleichen Bezugszeichen und Symbole die identischen Teile und Symbole dar, wie in Fig. 4.
Bei diesem Ausführungsbeispiel ist ein Vergleicher 73 vorgesehen, der den Bezugswert Φ&sub0;* infolge des Signals LSpf ändert, um einen neuen Bezugswert Φ* zu bilden. Der Vergleicher 57 vergleicht die vorhandene Phasendifferenz Φ, festgestellt mit dem Detektor 55, mit dem neuen Bezugswert Φ* um die Abweichung ΔΦ zu bilden. Der APR 59 berechnet die reelle Komponente Re{ C} aufgrund der Abweichung ΔΦ. Das Ausgangssignal vom APR 59 wird direkt zum Koordinatenwandler 63 geleitet.
In den vor stehend beschriebenen Ausführungsbeispielen wird das Ausgangssignal C des Koordinatenwandlers 63 als Signal, das den augenblicklichen Modulationsfaktor M darstellt, betrachtet. Obgleich, wie bereits beschrieben, C unmittelbar den Modulationsfaktor darstellt, können andere Variable als Signal, das den Modulationsfaktor angibt, verwendet werden. Eines von diesen ist der Torimpuls, der an die Schaltelemente des Umrichters gegeben wird. Wie aus der Modulationsoperation im Torimpulsgenerator 65 ersichtlich ist, steht die Breite der Torimpulse in enger Beziehung zum Modulationsfaktor. Deshalb kann der Wirkungsgradregler 71 in derselben Weise wie in den vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispielen arbeiten, durch Feststellung der Ein- oder Aus-Zeiten der Torimpulse und deren Vergleich mit einem Grenzwert, d. h. mit einer maximalen Ein-Zeit oder einer minimalen Aus-Zeit, die im voraus vorgegeben sind.
Da ferner die Schaltelemente durch die oben beschriebenen Torimpulse gesteuert werden, entspricht die Ein- oder Aus-Zeit der Schaltelemente vollkommen den Ein- oder Aus-Zeiten der Torimpulse. Deshalb versteht es sich, daß die Ein- oder Aus-Zeit der Schaltelemente ebenfalls als das auf den Modulationsfaktor bezogene Signal verwendet werden kann. Diese Ein- oder Aus-Zeit der Schaltelemente wird aus der Umrichter-Eingangsspannung C bestimmt.
Auf diese Weise kann nicht nur durch C festgestellt werden, ob der augenblickliche Modulationsfaktor den maximalen Wert überschreitet oder nicht, sondern auch durch andere mit dem Modulationsfaktor verbundene Signale.
Mit dem Blick zurück auf Fig. 4 wird die Beschreibung der Funktion und der Operation des Begrenzers 47, der im AVR-Reglersystem vorgesehen ist, gegeben.
Wenn der AVR mit der Vergrößerung der augenblicklichen Komponente Im{ C} mit dem Anstieg der Gleichspannungsabweichung ΔEd fort fährt, wird die Amplitude des AC-Stroms S sehr groß. Wie jedoch in Fig. 3 gezeigt, enthält der AC-Strom die überlagerten Wellen und wenn deshalb deren Amplitude zu groß wird, kann möglicherweise der Scheitelwert ISP des mit Oberwellen behafteten AC-Stroms S den zulässigen Strom der GTOs überschreiten.
Wenn dann der Bezugswert S0 * wie die Gleichspannungsabweichung ΔEd ansteigt, um einen vorgegebenen Grenzwert ISL zu erreichen, begrenzt der Begrenzer 47 den Bezugswert S0 * auf den Grenzwert ISL, um zu verhindern, daß die imaginäre Komponente Im{ C} zu groß wird. Der Grenzwert ISL ist auf einen solchen Wert festgelegt, daß der Scheitelwert von ISP niemals den zulässigen Strom der GTOs überschreitet.
Folglich kann der AC-Strom S bis zum Grenzwert ISL ansteigen, ohne den unnötig großen Sicherheitsabstand der Strombelastbarkeit der GTOs zu beachten, der immer bei GTOs von Umrichtern erforderlich ist, die mit üblichen Steuerungsapparaten gesteuert werden. Der Ausnutzungsfaktor der Strombelastbarkeit der GTOs kann nämlich bei diesem Ausführungsbeispiel sehr verbessert werden. Wenn umgekehrt GTOs mit der gleichen Strombelastbarkeit für einen Umrichter verwendet werden, kann die größere Leistung zu einer Last geführt werden durch Steuerung des Umrichters durch den Steuerungsapparat nach der vorliegenden Erfindung.
Die Fig. 8 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel, bei dem der Ausnutzungsfaktor der Strombelastbarkeit der GTOs weiter verbessert ist. Die Figur zeigt jedoch nur den Teil, der direkt auf dieses Ausführungsbeispiel bezogen ist und die gleichen Bezugszeichen und Symbole geben die identischen Teile und Signale wie jene in Fig. 4 an.
Bei diesem Ausführungsbeispiel ist ein Spitzenwertdetektor 75 vorgesehen, der den augenblicklichen Spitzenwert ISP des mit Oberwellen behafteten AC-Stroms S feststellt. Der festgestellte Wert ISP wird zu einem Grenzwertregler 77 geführt, der den Grenzwert ISL infolge des festgestellten Spitzenwerts ISP bildet.
Der Grenzwertvergleicher 77 hat beispielsweise die in Fig. 9 gezeigte Kennlinie. Wenn nämlich der Spitzenwert ISP einen ersten vorgegebenen Wert ISP1 erreicht, wird der Grenzwert ISL konstantgehalten. Wenn der Spitzenwert ISP den Wert ISP1 überschreitet, beginnt der Grenzwert ISL zu sinken und wird zu Null, wenn der Spitzenwert ISP den Wert ISP2 erreicht. Mit anderen Worten, wenn der Spitzenwert ISP den Wert ISP1 überschreitet, um weiter anzusteigen, wird der Grenzwert ISL schrittweise verringert, und wenn der Grenzwert S0 * den Grenzwert ISL zu dieser Zeit erreicht, wird der Begrenzer 47 wirksam. Folglich ist der Spitzenwert ISP innerhalb ISP2 begrenzt. ISP2 ist auf einen Wert festgelegt, der kleiner ist als ein gesetzter Wert IOC eines Überstromrelais, das tätig wird, wenn ein Überstrom durch die Hauptschaltung fließt.
Die Größe der im AC-Strom S enthaltenen Oberwellen ("ripple") hängt vom Betriebszustand des Umrichters ab.
Deshalb kann nach dem Ausführungsbeispiel von Fig. 8, bei dem der Grenzwert ISL aufgrund des augenblicklich erfaßten Spitzenwertes ISP geändert wird, der AC-Strom S weiter bis nahe an den Grenzwert ISL ansteigen, wodurch der Ausnutzungsfaktor der Strombelastbarkeit der GTOs weiter verbessert wird.
Auf diese Weise, durch Vorgabe eines Spitzenwerts für die imaginäre Komponente Im{ C} wird der Ausnutzungsfaktor der Strombelastbarkeit der GTOs sehr verbessert, wodurch die Größe und das Gewicht des Umrichters verringert werden können. Dieser Effekt kann weiter durch Änderung des Grenzwertes, in Reaktion auf den Spitzenwert ISP des mit Oberwellen behafteten AC-Stroms S, verbessert werden.
Nachfolgend wird der ACR 53 erläutert. Zuvor wollen wir jedoch das Problem betrachten, das durch den Umstand verursacht wird, daß ein Umrichter mit einem Wirkungsgrad arbeitet, der kleiner als 1,0, d. h. cos Φ < 1,0 ist.
Es wird hier angenommen, daß der Umrichter unter den Betriebsbedingungen arbeitet, die durch die Spannungsvektoren S, C2 und L2, gegeben sind, die mit dicken festen Linien in Fig. 5 gezeichnet sind. Somit hat der AC-Strom S2 die Phasendifferenz Φ&sub2; in bezug auf die Speisespannung S. In diesem Fall gilt die folgende Beziehung zwischen der Selbstinduktionsspannung L2 und der imaginären Komponente Im{ C2}) der Umrichtereingangsspannung:
Wie aus der obigen Formel ersichtlich, da cos Φ immer kleiner als 1,0 ist, wird die Selbstinduktionsspannung L2 immer auf einem größeren Wert als die imaginäre Komponente Im{ C2} der Umrichtereingangsspannung gehalten.
Ferner wird der AC-Strom S2 wie folgt dargestellt:
Aus der vorstehenden Beschreibung geht hervor, daß der AC-Strom S2 überhaupt nicht begrenzt werden kann, wenn der Wirkungsgrad kleiner als 1,0 ist, d. h. cos Φ < 1,0, sogar dann, wenn die imaginäre Komponente Im{ C2} vom Grenzwert abhängt.
Im Ausführungsbeispiel der Fig. 4 ist ein Steuersystem vorgesehen, das aus dem Strommeßgerät 49, dem Vergleicher 51 und dem Regler ACR 53 besteht. Da dieses Steuerungssystem in dem Haupt-AVR-System enthalten ist, wird es ein ACR-Untersystem genannt.
Mit Bezug auf die Fig. 10, 11a und 11b wird die Funktion und Arbeitsweise des Unter-AVR-Systems erläutert. Wenn die Ausgangsleistung des Umrichters erhöht wird, während der Wirkungsgrad sich verschlechtert, erreicht der AC-Strom S schließlich den (höchst-)zulässigen Wert des Stroms des Umrichters. Zu dieser Zeit, wenn eine Last eine größere Leistung verbraucht, die größer ist als die maximale Ausgangsleistung des Umrichters, entlädt sich der Kondensator 21, der an die Ausgangsseite des Umrichters angeschlossen ist und die Gleichspannung Ed sinkt stufenweise ab.
Nebenbei gesagt, die Beziehung zwischen einer Umrichter-Eingangsspannung C und einer Gleichspannung Ed ist reziprok; deshalb kann eingesehen werden, daß eine sinusförmige Umrichter-Eingangsspannung C zu einer Gleichspannung Ed durch die PWM-Steuerung umgewandelt wird oder, umgekehrt, daß die Gleichspannung Ed in eine sinusförmige Umrichter-Eingangsspannung C durch die PWM-Steuerung umgewandelt wird. Wenn deshalb die Gleichspannung Ed absinkt, sinkt die Umrichter-Eingangsspannung C ebenfalls ab, sogar dann, wenn der Modulationsfaktor auf dem gleichen Wert gehalten wird.
Wie z. B. in Fig. 10 gezeigt, werden die Umrichter-Eingangsspannungen C1, C2 erzeugt durch scheibenweise Auftrennung der entsprechenden Gleichspannungen Ed1, Ed2 in Impulse. Sogar dann, wenn der Modulationsfaktor sich nicht verändert, d. h. die betreffenden Impulse behalten in beiden Fällen der Spannungen Ed1 und Ed2 die gleiche Breite und die Umrichter-Eingangsspannung wird von C1 auf C2 abgesenkt, wenn die Gleichspannung von Ed1 auf Ed2 abfällt.
Wie vorstehend beschrieben, sinkt die Umrichter-Eingangsspannung C wie die Gleichspannung Ed ab. Es wird nun angenommen, daß ein Umrichter mit einer Speisespannung S, mit einer Umrichter-Eingangsspannung C1 und der Selbstinduktionsspannung L1 arbeitet, wie in Fig. 11a gezeigt. In diesem Fall wird weiterhin angenommen, daß der Umrichter die maximale Ausgangsleistung liefert. Wenn daher eine Last weiterhin die Ausgangsleistung verbraucht, entlädt sich ein an der Ausgangsseite angeschlossener Kondensator und die Gleichspannung Ed über dem Kondensator fällt ab.
Wenn der AC-Strom S nicht durch das ACR-System geregelt wird, sinkt die Umrichter-Eingangsspannung ab, wie mit C2 in Fig. 11a gezeigt, wenn die Gleichspannung Ed absinkt. Wenn Ed weiter absinkt, wird die Umrichter-Eingangsspannung zu C3, wie das in der gleichen Figur gezeigt ist. Zu diesem Zeitpunkt wird ein Absolutwert der Selbstinduktionsspannung L3 größer als ein Wert ELm, d. h. ein Ende des Vektors von L3 liegt außerhalb des Umfangs eines Kreises mit dessen Mittelpunkt auf einem Ende des Vektors der Speisespannung S und mit einem Radius von ELm.
Weiterhin, der Wert von ELm ist gleich der Selbstinduktionsspannung L (= ωL· Smax) wenn der AC-Strom S seinen maximalen Wert Smax hat. Wenn folglich die Umrichter-Eingangsspannung C absinkt und deshalb das eine Ende des Vektors der Selbstinduktionsspannung L außerhalb der Linie ELm liegt, wie in Fig. 11a durch C3 und L3 gezeigt, dann übersteigt der AC-Strom den Wert Smax, d. h. es ergibt sich ein Überstrom.
Entsprechend diesem Ausführungsbeispiel begrenzt der Begrenzer 47 den Grenzwert S * auf seinen Maximalwert und das ACR-Untersystem regelt den AC-Strom S auf solche Weise, daß das eine Ende des Vektors der Selbstinduktionsspannung L der Linie ELm folgt. Die Veränderungen der Umrichter-Eingangsspannung C und der Selbstinduktionsspannung L werden so wie in Fig. 11b dargestellt. Als Ergebnis der Regelung durch das ACR-System ergibt sich, daß dann, wenn eine Last eine so große Leistung anfordert, daß die Strombelastbarkeit des Umrichters überschritten wird, der AC-Strom innerhalb der Belastbarkeit des Umrichters unterdrückt werden kann, sogar unter der Bedingung, daß der Leistungsfaktor kleiner als 1,0 ist.
Das ACR-Untersystem ist auch wirksam bei einem Problem, das durch die Tatsache verursacht ist, daß der Haupttransformator mehrere Sekundärwicklungen aufweist und daß mehrere Umrichter an die betreffenden Sekundärwicklungen angeschlossen sind, wie in Fig. 1a gezeigt. Da besonders die Größe des Haupttransformators in einem elektrisch angetriebenen Fahrzeug so klein als möglich gemacht werden muß, ist es sehr schwierig, Gegeninduktivitäten zwischen den vielen Sekundärwicklungen zu beseitigen. Es stellt sich daher das Problem, daß ein AC-Strom einer bestimmten Sekundärwicklung leicht durch eine andere Sekundärwicklung beeinflußt wird, so daß der AC-Strom der einzelnen Umrichter nicht genau gesteuert werden kann. Durch die Anordnung des ACR-Untersystems im AVR-System können die AC-Ströme der einzelnen Umrichter so gesteuert werden, daß sie genau den Vorgabewerten folgen und der Einfluß der Gegeninduktivität kann daher ausgeschaltet werden.
Mit Bezug auf Fig. 12 wird die Erläuterung noch eines anderen Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung gegeben. In Fig. 12 ist nur der darauf gerichtete Teil gezeigt, und die gleichen Bezugszeichen und Symbole bezeichnen die identischen Teile und Signale wie in den vorangehenden Ausführungsbeispielen. Bei diesem Beispiel ist ein Effektivwertdetektor 79 vorgesehen, der den Effektivwert ESM der Speisespannung S mißt. Der gemessene Effektivwert ESM wird zu einem Dividierer 81 geleitet, durch den eine andere Eingangsgröße Ed durch ESM dividiert wird. Ein Ausgangssignal des Dividierers 81 wird an einen Multiplizierer 83 gegeben, mit welchem der Bezugswert S0 * durch Multiplikation mit drei Faktoren, d. h. mit dem Ausgangssignal des Dividierers 81, einem Ausgangssignal des AVR 45 und einem Faktor 2, berechnet wird.
Bei diesem Ausführungsbeispiel muß festgestellt werden, daß das Ausgangssignal von AVR 45 nicht der Bezugswert S0 * des AC-Stroms wie in den vorangegangenen Beispielen ist, sondern der Bezugswert Id* des Gleichstroms, der auf der Basis der Gleichspannungsabweichung ΔEd erhalten wird. Der Bezugswert Id* des Gleichstroms ist nämlich in dem Bezugswert S0 * des AC-Stroms umgewandelt durch die Operation des Multiplizierers 82. Der so erhaltene Bezugswert S0 * wird zum Begrenzer 47 geleitet. Der Aufbau und die Wirkungsweise danach sind die gleichen wie bei den vorangegangenen Ausführungsbeispielen.
Nachfolgend wird das Prinzip und die Operation dieses Ausführungsbeispiels erklärt. Eine Leistung Pd, die für eine Gleichstromlast durch einen Umrichter geliefert wird und eine Leistung Pa, die für den Umrichter von einer Wechselstromquelle geliefert wird, können wie folgt dargestellt werden:
Pd = Ed·Id (10)
Pa = s · s /2 cos Φ (11)
Da beide Leistungen miteinander gleich sein müssen, wird der Absolutwert S des AC-Stroms durch die folgende Formel angegeben, bei der angenommen wird, daß der Wirkungsgrad zu 1,0 (cos Φ = 1,0) angenommen wird:
Die Teile, die in Fig. 12 hinzugefügt sind, d. h. der Effektivwertdetektor 79, der Dividierer 81 und der Multiplizierer 82 führen die oben angegebenen Operationen aus. Der Bezugswert Id* des Gleichstroms wird nämlich zuerst aufgrund der Gleichspannungsabweichung ΔEd erhalten und dann wird der Bezugswert S0 * des AC-Stroms aufgrund des Bezugswerts Id nach Formel (12) erhalten. Wie allgemein bekannt, wird die Gleichspannung Ed als Ergebnis der Integration des Gleichstroms Id erhalten, der durch den Kondensator fließt, der an der Ausgangsseite des Umrichters angeschlossen ist. Deshalb kann die Gleichspannung Ed zweckmäßiger und genauer durch den Bezugswert Td* des Gleichstroms gesteuert werden, als im Fall, bei dem der Bezugswert S0* des AC-Stroms angewendet wird.
Obgleich nur einige Ausführungsformen des Steuerungsapparats entsprechend der vorliegenden Erfindung gezeigt und beschrieben worden sind, so versteht es sich von selbst, daß zahlreiche Änderungen im Rahmen der angefügten Patentansprüche vorgenommen werden können.

Claims

1. Steuerungsapparat für einen PWM-Umrichter (13, 15), der mit einer Wechselstromspeisequelle (9) über eine Selbstinduktivität (17, 19) verbunden ist und der ein kapazitives Element (21) aufweist, das an dessen Gleichstromseite angeschlossen ist, wobei der Umrichter mit Halbleiterschaltelementen (27, 29, 31, 33) aufgebaut ist, die durch Torsignale gesteuert werden, die in Übereinstimmung mit einer PWM-Steuerung gebildet sind, bestehend aus:

einem Vergleicher (43) zum Vergleich einer gemessenen Gleichspannung Ed mit einer Bezugsgleichspannung Ed* zur Bildung des Wertes einer Abweichung ΔEd;

einem automatischen Spannungsregler (45), der den Wert der Abweichung ΔEd aufnimmt und der einen Bezugswert S0 * einer Amplitude des AC-Stroms ausgibt, der durch einen Begrenzer (47) geleitet wird, der einen Ausgangswert S * liefert, der seinerseits in einem weiteren Vergleicher (51) mit der gemessenen Amplitude S des AC-Stroms verglichen wird, um einen Wert einer Abweichung Δ S zu erzeugen;

einem automatischen Stromregler (53), der den Wert der Abweichung Δ S aufnimmt und der ein Ausgangssignal Im{ C} erzeugt, das der imaginären Komponente der Umrichtereingangsspannung entspricht, die an den Umrichter (13, 15) angelegt wird;

einem Phasendifferenzdetektor (55), der eine Phasendifferenz Φ zwischen der Spannung der AC-Speisequelle (9) und dem AC-Strom feststellt, die in einem Vergleicher (57) mit einem Bezugswert Φ&sub0;* verglichen wird, zur Bildung eines Wertes der Abweichung ΔΦ;

einem automatischen Phasenregler (59), der den Wert der Abweichung ΔΦ aufnimmt und der ein Signal Re{ C} erzeugt, das der reellen Komponente der Eingangsspannung des Umrichters (13, 15) entspricht und das durch einen Begrenzer (61) begrenzt wird;

einem Koordinatenwandler (62), der die Signale Im{ C} und Re{ C} empfängt und sie in zwei Werte umwandelt, nämlich in einen Absolutwert C der Umrichtereingangsspannung und in den Wert R der Phase, die mit Bezug auf die Speisespannung ES einzuhalten ist; und

einem Torimpulsgenerator (65), an den die Signale C und R angelegt werden, zur Modulation einer dreiecksförmigen Trägerwelle, die vom Trägerwellengenerator (67) geliefert wird, auf der Basis der angelegten Signale und zur Erzeugung von Torimpulsen für die Halbleiterschaltelemente (27, 29, 31, 33) des Umrichters (13, 15);

gekennzeichnet durch

einen Vergleicher (69) zum Vergleich des vom Koordinatenwandler (63) gelieferten Signals C mit einem maximalen Modulationsfaktor Mmax zur Bildung eines Wertes der Abweichung ΔM; und

einen Wirkungsgradregler (71), der den Wert ΔM empfängt zur Erzeugung des Wirkungsgradbegrenzungssignals LSpf, das zum Begrenzer (61) geleitet wird, zur Begrenzung des Signals Re{ C}, wenn dieses den Grenzwert des Begrenzungssignals LSpf überschreitet.

2. Steuerungsapparat nach Anspruch 1, bei dem der Grenzwert Mmax des auf den Modulationsfaktor bezogenen Wertes in der Form der Impulsbreite der Torimpulse der Schaltelemente (27, 29, 31, 33) gegeben ist und bei dem der Vergleicher (69) die Breite der Torimpulse feststellt, die vom Torimpulsgenerator (65) erzeugt sind, und die festgestellte Breite mit dem vorgegebenen Grenzwert vergleicht, um durch den Wirkungsgradregler (71) das Signal LSpf zu erzeugen, zur Verringerung der reellen Komponente der Umrichter-Eingangsspannung in Übereinstimmung mit dem Ergebnis des Vergleichs, wenn die festgestellte Breite den vorgegebenen Grenzwert überschreitet.

3. Steuerungsapparat nach Anspruch 1, bei dem der Grenzwert Mmax des auf den Modulationsfaktor bezogenen Wertes in der Form der Ein- oder Aus-Zeit der Schaltelemente (27, 29, 31, 33) gegeben ist und bei dem der Vergleicher (69) die Ein- oder Aus-Zeit der Schaltelemente ermittelt und die ermittelte Ein- oder Aus-Zeit mit dem vorgegebenen Grenzwert vergleicht, um durch den Wirkungsgradregler (71) das Signal LSpf zu erzeugen, zur Verringerung der berechneten reellen Komponente der Eingangsspannung in Übereinstimmung mit dem Vergleichsergebnis, wenn die ermittelte Ein- oder Aus-Zeit den vorgegebenen Grenzwert überschreitet.

4. Steuerungsapparat nach Anspruch 1, bei dem ein Spitzenwertdetektor (75) vorgesehen ist, zur Messung des Scheitelwerts des AC-Stroms und der Grenzwert des AC-Stroms S * durch den AC-Strombegrenzer (47) in Übereinstimmung mit dem gemessenen Scheitelwert des AC-Stroms geändert wird.

5. Steuerungsapparat nach Anspruch 1, bei dem ein Effektivwertdetektor (79) vorgesehen ist, zur Messung des Effektivwerts der Speisespannung und bei dem der Gleichstrombezugswert in den AC-Strombezugswert umgewandelt wird, unter Anwendung des Wertes der Gleichspannung und des Effektivwertes der Speisespannung.