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Transistorschaltung zur Erzeugung von Impulsen Die Erfindung bezieht
sich auf eine Transistorschaltung für Geräte und Einrichtungen der elektrischen
Nachrichten- und Meßtechnik, bestehend aus zwei und mehr monostabilen, in Kette
geschalteten Kippstafen.
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Bei bekannten Schaltungen dieser Art können die einzelnen Glieder
in einfacher Weise mit Hilfe eines im Ruhezustand leitenden und im Arbeitszustand
gesperrten Transistors in Emitterschaltung realisiert werden. Hierbei ist dem Steuereingang
des Transistors ein Kondensator vorgeschaltet. Außerdem weist er einen kollektorseitigen
und basisseitigen Widerstand auf, über die ihm die Betriebsgleichspannung zugeführt
ist. Die monostabile Eigenschaft der geschilderten Stufe kommt dadurch zustande,
daß der Kondensator durch einen ankommenden Impuls vorgegebener Polarität über die
Basis-Emitter-Strecke des Transistors ohne Beeinträchtigung seines leitenden Zustandes
rasch aufgeladen und nach Beendigung des Impulses über den Basiswiderstand gegen
die Betriebsgleichspannung hin, bei gleichzeitigem Sperren des Transistors, entladen
wird.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Transistorschaltung
der beschriebenen Art insbesondere für hohe Gliederzahlen weiterzubilden.
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Ausgehend von einer Transistorschaltung für Geräte und Einrichtungen
der elektrischen Nachrichten-und Meßtechnik, bestehend aus zwei und mehr monostabilen,
in Kette geschalteten Kippstufen, bei der jede monostabile Kippstufe einen im Ruhezustand
leitenden und im Arbeitszustand gesperrten Transistor in Emitterschaltung aufweist,
dessen Steuereingang ein Kondensator vorgeschaltet und dessen Kollektor und Basis
die Betriebsgleichspannung über je einen Widerstand zugeführt ist, wird gemäß
der Erfindung die Aufgabe dadurch gelöst, daß der Basis-Emitter-Strecke eines jeden
Transistors hierzu gleichsinnig die Reihenschaltung zweier Dioden unmittelbar parallelliegt,
und daß der Kondensator am gemeinsamen Verbindungspunkt der beiden Dioden angeschaltet
ist.
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Wie umfangreiche der Erfindung zugrunde liegende Untersuchungen ergeben
haben, treten bei der Kettenschaltung von mit nur einem Transistor aufgebauten monostabilen
Kippstufen parasitäre Pulse auf, die sich vor allem bei größerer Kettengliederzahl
außerordentlich störend auswirken können. Diese parasitären Pulse verdanken ihre
Entstehung, wie weiterhin erkannt werden konnte, der Aufladung des Kondensators
über die Basis-Emitter-Strecke des Transistors.
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Zur besseren Erläuterung des dieser neuen Erkenntnis zugrunde liegenden
Sachverhalts sind in der Zeichnung in der F i g. 1 einerseits zwei in Reihe
geschaltete nionostabile Kippstufen bekannter Bauart angegeben, die hierbei als
zwei aufeinanderfolgende Glieder einer vielgliedrigen Kette aufzufassen sind; andererseits
sind in den F i g. 2 bis 4 der Schaltung nach der F i g. 1 zugehörige
Spannungsdiagramme dargestellt.
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Die mit n-1 und n bezeichneten monostabilen Kippstufen bestehen jeweils
aus einem im Ruhezustand leitenden und im Arbeitszustand gesperrten TransistorTr,
dessen Basis über den WiderstandR und dessen Kollektor über den WiderstandR' die
Betriebsgleichspannung UB zugeführt ist. Ferner ist der Steuereingang eines
Transistors jeweils mit dem Kollektor des Transistors der vorhergehenden Stufen
über einen Ladekondensator C verbunden.
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In den Spannungsdiagrammen nach den F ig. 2 bis 4, die entsprechend
den in der F i g. 1 angegebenen Spannungen bezeichnet sind, ist angenommen,
daß die beiden Stufen n - 1 und n der F i g. 1
die beiden ersten
Glieder einer Kette sind, und daß dementsprechend die eingangsseitig der Stufe n
- 1
zugeführte pulsförinige Eingangsspannung u,("-,) noch keine parasitären
Pulse aufweist. Die Pulsfolge, die dem Eingang der Stufe n - 1 zugeführt
wird, hat die Periode To, und die Pulse haben die Dauer Tv 1.
Mit dem
Beginn eines Pulses wird der Ladekondensator C kurzzeitig über die Basis-Emitter-Strecke
des Transistors Tr aufgeladen. Da der Widerstand dieser Strecke einen endlichen,
wenn auch sehr kleinen Wert aufweist, äußert sich dieser Aufladevorgang an der Basis
in Form eines kleinen positiven Spannungssprungs mit exponentiellem Abfall. Mit
dem Ende des Pulses wird der Ladekondensator C auf der Seite der Eingangsspannung
durch die speisende Quelle auf Bezugspotential gelegt, so daß nunmehr die
Spannung
am Kondensator in Höhe der Amplitude des von ihm aufgeladenen Pulses als negative
Spannung an der Basis des Transistors auftritt. Diese negative Spannung, die den
Transistor von seiner Ruhelage in die Arbeitslage umschaltet, d. h. sperrt,
nimmt entsprechend der damit einsetzenden Entladung des Ladekondensators
C über den Basiswiderstand R gegen die Betriebsgleichspannung UB
näherungsweise
linear bis zum Bezugspotential des Emitters ab. In diesem Zeitpunkt geht der Transistor
wieder in den leitenden Zustand über. Während der Dauer Tv 2 dieses Entladevorgangs,
in dem der TransistorTr gesperrt ist, tritt an seinem Kollektor entsprechend dem
Diagramm u"", -,) ein Puls auf, der hinsichtlich des EingangspuIses um dessen Dauer
Tv 1
verzögert ist. Die Dauer Tv2 dieses Impulses ist durch eine entsprechende
Bemessung der durch den Basiswiderstand und den Ladekondensator C gegebenen
Zeitkonstante gleich der Dauer Tvl des eingangsseitigen Impulses gewählt. Wie das
Diagramm der Ausgangsspannung u,(, C - ) zeigt, tritt neben den um eine Impulsbreite
gegenüber der eingangsseitigen Pulsfolge verzögerten Pulsen im Zeitpunkt der Vorderflanke
der eingangsseitigen Pulse ein kleiner negativer Spannungssprung mit exponentiellem
Abfall auf, der durch den erhöhten Basisstrom während der Aufladung des Ladekondensators
verursacht wird. Dieser negative Spannungssprung wird auch zur Basis des Transistors
der folgenden Stufe n hin übertragen und wird am Ausgang dieser Stufe nunmehr als
positiver Puls wirksam. Wie das Diagramm der Ausgangsspannung u"" zeigt, ist dieser
Puls bereits relativ groß, weil der ihn auslösende negative Spannungssprung an der
Basis um den Faktor der Stromverstärkung des Transistors verstärkt am Kollektor
wirksam wird. Zusätzlich zu diesem störenden positiven Puls zeigt die Ausgangsspannung
im Zeitpunkt der Vorderflanke der der Stufe n eingangsseitig zugeführten Pulse einen
neuen negativen kleinen Spannungssprung mit exponentiellem Abfall, der am Ausgang
der der Stufe n nachgeschalteten Stufe wiederum als positiver Puls wirksam wird.
Es ist leicht einzusehen, daß diese Störpulse sich bei Ketten mit größerer Gliederzahl
einander überlagem und solche Werte annehmen können, daß sie in der Lage sind, die
Transistoren in die Arbeitslage umzusteuern. Dies muß aber auf alle Fälle vermieden
werden, weil ansonsten der gewünschte Ablauf der Vorgänge unmöglich gemacht wird.
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In der F i g. 2 ist die Pulsperiode To so gewählt, daß nach
Ablauf eines Entladevorgangs noch ein Zeitintervall von der Dauer Ts bis zu einer
neuen Entladung des Ladekondensators verbleibt, das_hier-_ bei größer als die Dauer
Tv2 seiner Entladung ist. Wird die Dauer Ts dieses Zeitintervalls klein gegen
J
die Dauer Tv 2 gewählt, dann ist es prinzipiell, wie die Diagramme der F
i g. 3 erkennen lassen, möglich, das Entstehen der parasitären Pulse zu unterbinden.
Zwar treten auch hierbei [Diagramm ua(n-1)1 am Ausgang der Stufe n - 1
die kleinen negativen Spannungssprünge mit exponentiellem Abfall auf, doch überlagern,
sie sich nunmehr, wie das Diagramm der Spannung ub, an der Basis des Transistors
der Stufen zeigt, der sägezahnförmig abfallenden Sperrspannung an der Basis des
Transistors Tr. Sofern diese überlagerung nicht gerade am unteren Ende der sägezahnförinigen
Sperrspannung erfolgt, tritt hierdurch keine Verlängerung der ausgangsseitigen Pulse
dieser Stufe auf, weil bis zum Zeitpunkt, in dem der Entladevorgang des Ladekondensators
durch das Umkippen des Transistors in seine leitende Ruhelage endet, der negative
Spannungssprung auf Grund seines exponentiellen Abfalls nicht mehr wirksam werden
kann. Diese Bedingung läßt sich stets dann erfüllen, wenn der über die Kette geführten
Pulsfolge keine Modulation aufgeprägt ist.
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Die Forderung, daß für eine ungestörte übertragung einer Pulsfolge
die Dauer Tv2 groß sein muß gegen die Dauer Ts, stellt eine erhebliche Einschränkung
der Anwendungsmöglichkeiten derartiger Transistorschaltungen dar. Bei Impulsverteilerschaltungen
beispielsweise ist in- der Regel sowohl die Periode To als auch die Pulsdauer Tv
vorgegeben, so daß über diese Größen nicht ohne weiteres im Sinne der Erfüllung
obiger Forderungen verfügt werden kann. Außerdem scheidet diese Lösung für solche
Pulsfolgen aus, denen eine Modulationsgröße in Form einer Pulsphasenmodulation aufgeprägt
ist. Dabei ist es unerheblich, ob der dem Eingang der Kette zugeführten Pulsfolge
die Modulationsgröße bereits aufgeprägt ist oder ob die Pulsfolge erst im Verlauf
der übertragung über die Kette moduliert wird.
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Der Erläuterung des letztgenannten Sachverhalts dienen die Diagramme
der F i g. 4. Diese Diagramme zeigen analog zu den Diagrammen der F i
g. 3 die Spannungsverläufe an den Ein- und Ausgängen der Stufen n
- 1 und n nach der F i g. 1 sowie die Spannungsverläufe an
den Basen der Transistoren dieser Stufen. Die Periode der Pulsfolge To ist
dabei genau so groß gewählt wie die der Pulsfolge nach der F i g. 3. Der
einzige Unterschied zur F i g. 3 besteht lediglich darin, daß die Pulsfolge
nunmehr phasenmoduliert ist, und zwar mit einem maximalen Hub von der Größe Tv 1/4
bzw. Tv 2/4 in beiden Richtungen um die Sollphasenlage der unmodulierten Pulse.
Insbesondere ist angenommen, daß die Pulse l und 2 aufeinander zu und die Impulse
2 und 3 voneinander weg um den maximalen Hub ausgelenkt sind. Die gegenüber
den Pulsen 1, 2, 3 am Eingang der Stufe n- 1 um eine Pulsdauer
zeitverzögerten Pulse l', 2, 3' am Ausgang dieser Stufe bzw. am Eingang der
Stufe n zeigen noch keine Verformungen auf. Die dazwischenliegenden kleinen negativen
Spannungssprünge mit exponentiellem Abfall überlagern sich auch hier der sägezahnförmigen
Sperrspannung UM an der Basis des Transistors der Stufe n. Je nachdem wie
groß die aufeinander bezogene Auslenkung zweier aufeinanderfolgender Pulse ist,
ist aber nun auch der Ort der überlagerung zwischen der sägezahnfönnigen Sper
- rspannung und den Spanmnigssprüngen -#r6f§c-liieden. Für die maximal gegeneinander
ausgelenkten Pulse l', 2', bedeutet dies, daß die überlagerung an der Spitze der
sägezahnförmigen Sperrspannung erfolgt und somit auf die Dauer Tv2 keinen Einfluß
haben kann. Auch stört der kleine positive Spannungssprung am Ende des Sägezahnes
nicht, da er das in diesem Zeitpunkt stattfindende Umkippen des Transistors der
Stufe n in den leitenden Zustand unterstützt. Der ausgangsseitige Puls
Y',
der diesem Sägezahn entspricht, gibt also den um die zweifache Pulsdauer
verzögerten Puls 1 am Eingang der Stufe n - 1 ungestört wieder.
Anders verhält es sich dagegen mit dem folgenden Puls 2" am Ausgang der Stufen.
Weil die ursprünglichen Pulse 2 und 3 am Eingang der Stufen-1 voneinander
weg maximal ausgelenkt sind, überlagert sich dem vom Puls 2' am
Eingang
der Stufe n ausgelösten sägezahnförmigen Spannungsverlauf der negative Spannungssprung
am hinteren Ende und verlängert dadurch den Puls Z' um die Dauer A
t. Da der minimale oder maximale Abstand, mit dem zwei aufeinanderfolgende Pulse
in Abhängigkeit der Modulationsgröße zusammenrücken oder auseinanderrücken können,
von der auf die Abtastfrequenz bezogenen Frequenz der Modulationsgröße abhängig
ist, erfährt somit die Modulationsgröße beim Durchgang der pulsphasenmodulierten
Pulsfolge durch die Kette einen Frequenzgang. Dies bedeutet eine unzulässige Verzerrung
des durch die Pulsfolge zu übertragenden Signals.
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Durch die erfindungsgemäße Verwendung zweier Dioden werden diese störenden
parasitären Impulse in einfacher Weise dadurch beseitigt, daß die Aufladung des
Ladekondensators einer Stufe in Abhängigkeit der am Ausgang der vorhergehenden Stufe
auftretenden Pulse nicht wie bisher über die Basis-Emitter-Strecke des Transistors
dieser Stufe, sondern durch eine der beiden hierfür in Durchlaßrichtung gepolten
Dioden erfolgt.
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Die Schaltung nach der Erfindung eignet sich aus diesem Grund in vorteilhafter
Weise als Impulsverteiler mit beliebig großer Gliederzahl. Gleiches gilt auch hinsichtlich
ihrer Verwendung als Verzögerungsleitung für pulsförinige bzw. pulsmodulierte Spannungen.
In beiden Anwendungsfällen ist es dabei zweckmäßig, die einzelnen monostabilen Kippstufen
gleich zu bemessen.
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Im folgenden soll an Hand des in der F i g. 5 dargestellten
Ausführungsbeispiels die Erfindung, soweit dies nicht bereits in den F i
g. 1 bis 4 erfolgt ist, noch näher erläutert werden.
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Die F! g. 5 zeigt zwei aufeinanderfolgende Stufen
n - 1 und n, von denen lediglich die Stufen vollständig einschließlich
der beiden Dioden nach der Erfindung dargestellt ist. Von den dem Steuereingang
des Transistors Tr in Reihe geschalteten Dioden D 1 und D 2,
die hierbei in der gleichen Richtung gepolt sind wie die Basis-Emitter-Strecke des
Transistors, dient die Diode Dl als Ersatz für die Basis-Emitter-Strecke
des Transistors bei der Aufladung des Ladekondensators C. Die Diode
D 2 dient dagegen der Entkoppelung des Steuereingangs des Transistors während
der Aufladung des Ladekondensators. Sobald der Puls am Kollektor des Transistors
der vorhergehenden Stufe beendet ist und der Ladekondensator an seinem mit dem Kollektor
verbundenen Anschluß -über die nach Beendigung eines Impulses leitende Kollektor-Emitter-Strecke
auf Bezugspotential zu liegen kommt und damit am gemeinsamen Verbindungspunkt der
beiden Dioden mit dem Ladekondensator eine negative Spannung auftritt, wird die
Diode D 1 in gewünschtem Sinne gesperrt. Gleichzeitig wird die Diode
D 2 leitend, so daß der Ladekondensator sich in der bereits beschriebenen
Weise über den Basiswiderstand gegen die Betriebsgleichspannung Ub entladen und
dabei den Transistor sperren kann.