DE102015117912A1 - Gerät zum Schätzen einer Drehposition eines vorbestimmten Magnetpols einer rotierenden elektrischen Maschine - Google Patents

Abstract

In einem Gerät zur Steuerung einer rotierenden elektrischen Maschine legt eine Spannungsanlegeeinrichtung eine Hochfrequenzspannung an die Feldwicklung oder die Ankerwicklung an. Eine der Feldwicklung und der Ankerwicklung ist als eine Eingangswicklung definiert, und die andere davon ist als eine Ausgangswicklung definiert. Eine Stromerfassungseinrichtung erfasst einen Hochfrequenzstrom, der durch die Ausgangswicklung auf der Grundlage der angelegten Hochfrequenzspannung fließt. Der Hochfrequenzstrom enthält Informationen, die mit der Drehposition eines Sollmagnetpols des Rotors als einen vorbestimmten der Magnetpole verknüpft sind. Eine Schätzeinrichtung schätzt die Drehposition des Sollmagnetpols des Rotors entsprechend dem durch die Stromerfassungseinrichtung erfassten Hochfrequenzstrom.

Description

• QUERVERWEIS ZU VERWANDTEN ANMELDUNGEN
• Diese Anmeldung beruht auf und beansprucht Priorität aus der japanischen Patentanmeldung 2014-214865 , die am 2. Oktober 2014 eingereicht worden ist, wobei deren Offenbarung hiermit durch Bezugnahme einbezogen ist.
• TECHNISCHES GEBIET
• Die vorliegende Offenbarung betrifft Geräte zum Schätzen der Drehposition eines vorbestimmten Magnetpols einer rotierenden elektrischen Maschine der Erregerwicklungsbauart.
• HINTERGRUND
• Herkömmliche Geräte, die die Drehposition eines vorbestimmten Magnetpols eines Motors mit einer Schenkelpolcharakteristik als ein Beispiel für rotierende elektrische Maschinen schätzen, finden breite Anwendung. Ein Beispiel für diese Geräte, die die Schenkelpolcharakteristik des Rotors verwenden, ist in der japanischen Patentveröffentlichung Nr. 3312472 offenbart, die als veröffentlichtes Patentdokument bezeichnet ist.
• Es sei bemerkt, dass die Drehposition eines vorbestimmten Magnetpols eines Motors die tatsächliche Drehposition der Richtung eines Magnetfeldes, d.h. eines Magnetflusses, repräsentiert, das bzw. der durch einen vorbestimmten Magnetpol, d.h. einem N-Pol, des Rotors des Motors erzeugt wird.
• Insbesondere wendet das in dem veröffentlichten Patentdokument offenbarte Gerät einen Wechselstromspannungsvektor für den Motor an. Diese Anwendung erzeugt eine erste Stromkomponente in einer ersten Richtung senkrecht zu dem Wechselspannungsvektor und eine zweite Stromkomponente in einer zweiten Richtung parallel zu dem Wechselspannungsvektor, außer wenn der Wechselspannungsvektor senkrecht oder parallel zu einer γ-Achse ist. Die γ-Achse repräsentiert eine geschätzte Position eines vorbestimmten Magnetpols des Rotors. Das Gerät misst ebenfalls die ersten und zweiten Stromkomponenten und schätzt entsprechend der geschätzten ersten Stromkomponente und/oder der geschätzten zweiten Stromkomponente die tatsächliche Position des vorbestimmten Magnetpols des Rotors unter Verwendung der Schenkelpolcharakteristik des Rotors. Es sei bemerkt, dass die Schenkelpolcharakteristik des Rotors die Differenz in der Reluktanz zwischen der tatsächlichen Richtung des durch den vorbestimmten Magnetpol erzeugten Magnetfeldes und der Richtung repräsentiert, die magnetisch senkrecht zu der tatsächlichen Richtung des durch den vorbestimmten Magnetpol erzeugten Magnetfeldes ist.
• ZUSAMMENFASSUNG
• Die Erfinder der vorliegenden Offenbarung haben die Anwendung des in dem veröffentlichten Patentdokument offenbarten Magnetpolpositionsschätzverfahrens bei Motoren der Erregerwicklungsbauart als ein Beispiel für rotierende elektrische Maschinen der Erregerwicklungsbauart berücksichtigt.
• Unglücklicherweise haben die Erfinder gefunden, dass die Anwendung des Magnetpolpositionsschätzverfahrens auf einen Motor der der Erregerwicklungsbauart, der eine Vollpolcharakteristik aufweist, eine Schwierigkeit beim Schätzen der Drehposition eines vorbestimmten Magnetpols des Rotors hat. Dies liegt daran, dass das Magnetpolpositionsschätzverfahren die Schenkelpolcharakteristik des Rotors benötigt. Anwender für rotierende elektrische Maschinen wünschen daher eine neue Magnetpolpositionsschätztechnologie, die zusätzlich zu rotierenden elektrischen Maschinen der Erregerwicklungsbauart, die jeweils eine Schenkelpolcharakteristik aufweisen, auf rotierende elektrische Maschinen der Erregerwicklungsbauart anwendbar ist, die eine Vollpolcharakteristik aufweisen.
• Im Hinblick auf die vorstehend beschriebenen Umstände zielt eine Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung darauf ab, eine neue Magnetpolpositionsschätztechnologie bereitzustellen, die zusätzlich zu rotierenden elektrischen Maschinen der Erregerwicklungsbauart, die jeweils eine Schenkelpolcharakteristik aufweisen, auf rotierende elektrische Maschinen der Erregerwicklungsbauart anwendbar ist, die eine Vollpolcharakteristik aufweisen.
• Insbesondere zielt eine alternative Ausgestaltung der vorliegenden Offenbarung darauf ab, die Magnetpolpositionsschätztechnologie in Praxis umzusetzen.
• Gemäß einer beispielhaften Ausgestaltung der vorliegenden Offenbarung wird ein Gerät zur Steuerung einer rotierenden elektrischen Maschine angegeben, das einen Rotor, der eine Feldwicklung zur Erzeugung von zumindest einem Paar von Magnetpolen aufweist, und einen Stator mit einer Ankerwicklung aufweist. Die Feldwicklung und die Ankerwicklung sind bei Speisung magnetisch miteinander gekoppelt sind. Das Gerät weist eine Spannungsanlegeeinrichtung auf, die eine Hochfrequenzspannung an eine der Feldwicklung und der Ankerwicklung anlegt. Eine der Feldwicklung und der Ankerwicklung ist als eine Eingangswicklung definiert ist, und die andere davon ist als eine Ausgangswicklung definiert ist. Das Gerät weist eine Stromerfassungseinrichtung auf, die einen Hochfrequenzstrom erfasst, der durch die Ausgangswicklung auf der Grundlage der angelegten Hochfrequenzspannung fließt. Der darin enthaltene Hochfrequenzstrom weist Informationen auf, die mit der Drehposition eines Sollmagnetpols des Rotors als einen vorbestimmten der Magnetpole verknüpft sind. Das Gerät weist eine Schätzeinrichtung auf, die die Drehposition des Sollmagnetpols des Rotors entsprechend dem durch die Stromerfassungseinrichtung erfassten Hochfrequenzstrom schätzt.
• Die elektromagnetische Kopplung zwischen der Feldwicklung und der Ankerwicklung bei Speisung ermöglicht ein Anlegen einer Hochfrequenzspannung an die Eingangswicklung als eine der Feld- und Ankerwicklungen, um zu bewirken, dass ein Hochfrequenzstrom durch die Ausgangswicklung als die andere der Feld- und Ankerwicklungen fließt. Der Hochfrequenzstrom enthält Informationen, die mit der Drehposition eines Zielmagnetpols des Rotors als einen vorbestimmten der Magnetpole verknüpft sind. Somit schätzt die Schätzeinrichtung die Drehposition des Sollmagnetpols des Rotors entsprechend dem durch die Stromerfassungseinrichtung erfassten Hochfrequenzstrom, d.h. der Informationen, die in dem Hochfrequenzstrom enthalten sind.
• Die beispielhafte Ausgestaltung der vorliegenden Offenbarung stellt daher die vorstehend beschriebene neue Magnetpolpositionsschätztechnologie bereit, die zusätzlich zu rotierenden elektrischen Maschinen der Erregerwicklungsbauart, die jeweils eine Schenkelpolcharakteristik aufweisen, auf rotierende elektrische Maschinen der Erregerwicklungsbauart anwendbar ist, die eine Vollpolcharakteristik aufweisen. Zusätzlich ermöglicht die beispielhafte Ausgestaltung der vorliegenden Offenbarung mit dem vorstehend beschriebenen Gerät, dass die Magnetpolpositionsschätztechnologie in Praxis umgesetzt wird.
• Die vorstehenden und/oder anderen Merkmale und/oder Vorteile von verschiedenen Ausgestaltungen der vorliegenden Offenbarung werden im Hinblick auf die nachfolgende Beschreibung in Zusammenhang mit den beiliegenden Zeichnungen deutlich. Verschiedene Ausgestaltungen der vorliegenden Offenbarung können unterschiedliche Merkmale und/oder Vorteile aufweisen und/oder ausschließen, wo anwendbar. Zusätzlich können verschiedene Ausgestaltungen der vorliegenden Offenbarung eines oder mehrere Merkmale von anderen Ausführungsbeispielen kombinieren, wo anwendbar. Die Beschreibungen von Merkmalen und/oder Vorteilen von besonderen Ausführungsbeispielen sollten nicht als eine Begrenzung von anderen Ausführungsbeispielen oder der Patentansprüche betrachtet werden.
• KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
• Andere Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung werden anhand der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf den beiliegenden Zeichnungen deutlich, in denen:
• 1 ein Schaltbild eines Steuerungssystems für einen Motor gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung zeigt;
• 2 ein Blockschaltbild zeigt, das schematisch funktionale Module einer Steuerungsvorrichtung des Steuerungssystems veranschaulicht, die äquivalent zu dadurch auszuführende Aufgaben gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel sind;
• 3 einen Graphen zeigt, der schematisch eine geschätzte Magnetpolposition einer γ-Achse und eine tatsächliche Drehposition einer d-Achse in Bezug auf eine α-Achse eines stationären Zwei-Phasen-Koordinatensystems gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel veranschaulicht;
• 4 eine Darstellung zeigt, die schematisch eine Magnetkopplung zwischen einer Feldwicklung und einer d-Achsen-Ankerwicklung bei Speisung veranschaulicht;
• 5A einen Graphen zeigt, der schematisch veranschaulicht, wie jeder der γ- und δ-Achsen-Ströme sich im Verlaufe der Zeit ändert, gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel;
• 5B einen Graphen zeigt, der schematisch veranschaulicht, wie sich eine Winkeldifferenz und ein Hochfrequenzfeldstrom sich jeweils im Verlaufe der Zeit ändern, gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel;
• 6 ein Blockschaltbild zeigt, das schematisch ein Beispiel für die Anordnung einer in 2 veranschaulichten Magnetpolpositionsschätzeinrichtung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel veranschaulicht;
• 7 ein Blockschaltbild zeigt, das ein Beispiel für die Anordnung einer Magnetpolpositionsschätzeinrichtung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung veranschaulicht;
• 8 ein Blockschaltbild zeigt, das schematisch ein Beispiel für die Anordnung einer Magnetpolpositionsschätzeinrichtung gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung veranschaulicht;
• 9 ein Blockschaltbild zeigt, das schematisch funktionale Module einer Steuerungsvorrichtung gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung veranschaulicht;
• 10A einen Graphen zeigt, der schematisch veranschaulicht, wie jeder der γ- und δ-Achsen-Ströme sich im Verlaufe der Zeit ändert, gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel;
• 10B einen Graphen zeigt, der schematisch veranschaulicht, wie die Winkeldifferenz und der Hochfrequenzfeldstrom sich jeweils im Verlaufe der Zeit ändern, gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel;
• 11 ein Blockschaltbild zeigt, das schematisch ein Beispiel für die Anordnung einer Magnetpolpositionsschätzeinrichtung einer Steuerungsvorrichtung gemäß einem sechsten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung veranschaulicht;
• 12 ein Blockschaltbild zeigt, das schematisch funktionale Module einer Steuerungsvorrichtung gemäß einem siebten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung veranschaulicht;
• 13A einen Graphen zeigt, der schematisch veranschaulicht, wie jeder der γ- und δ-Achsen-Ströme sich im Verlaufe der Zeit ändern, gemäß dem siebten Ausführungsbeispiel;
• 13B einen Graphen zeigt, der schematisch veranschaulicht, wie die Winkeldifferenz und der Hochfrequenzfeldstrom sich jeweils im Verlaufe der Zeit gemäß dem siebten Ausführungsbeispiel ändern;
• 14 ein Blockschaltbild zeigt, das schematisch ein Beispiel für die Anordnung einer Magnetpolpositionsschätzeinrichtung der Steuerungsvorrichtung gemäß dem siebten Ausführungsbeispiel veranschaulicht;
• 15 ein Blockdiagramm zeigt, das schematisch ein Beispiel für die Anordnung einer Magnetbildpositionsschätzeinrichtung der Steuerungsvorrichtung gemäß einem achten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung veranschaulicht;
• 16 ein Blockdiagramm zeigt, das schematisch ein Beispiel für die Anordnung einer Magnetpolpositionsschätzeinrichtung einer Steuerungsvorrichtung gemäß dem neunten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung veranschaulicht;
• 17A einen Graphen zeigt, der schematisch veranschaulicht, wie der Hochfrequenzfeldstrom und ein Sollstrom dafür sich im Verlaufe der Zeit gemäß einem zehnten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung ändern;
• 17B einen Graphen zeigt, der schematisch veranschaulicht, wie jeder der γ- und δ-Achsen-Ströme sich im Verlaufe der Zeit gemäß dem zehnten Ausführungsbeispiel ändern;
• 18 ein Blockschaltbild zeigt, das schematisch ein Beispiel für die Anordnung einer Magnetpolpositionsschätzeinrichtung einer Steuerungsvorrichtung gemäß einem elften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung veranschaulicht;
• 19A einen Graphen zeigt, der schematisch veranschaulicht, dass die Polaritäten von momentanen Änderungen des γ-Achsen-Stroms und des δ-Achsen-Stroms Korrelationen in Bezug auf jede einer ersten bis vierten Winkelregion gemäß dem elften Ausführungsbeispiel aufweisen; und
• 19B einen Graphen zeigt, der schematisch veranschaulicht, dass die Polarität einer momentanen Änderung des Feldstroms eine Korrelation in Bezug auf jede der ersten bis vierten Winkelregionen gemäß dem elften Ausführungsbeispiel aufweist.
• AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG VON AUSFÜHRUNGSBEISPIELEN
• Nachstehend sind Ausführungsbeispiele der vorliegenden Offenbarung unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben. Die Zeichnungen verwenden identische Bezugszeichen, um identische entsprechende Komponenten zu identifizieren.
• Erstes Ausführungsbeispiel
• Zunächst ist nachfolgend ein Gerät zum Schätzen der Position eines vorbestimmten Magnetpols eines Rotors einer rotierenden elektrischen Maschine, d.h. der tatsächlichen Drehposition der Richtung eines durch einen vorbestimmten Magnetpol, d.h. einen N-Pol, des Rotors erzeugten Magnetfeldes gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung beschrieben.
• Insbesondere veranschaulicht 1 ein Steuerungssystem CS, das in einem Motorfahrzeug mit einer nicht dargestellten Bremskraftmaschine als dessen Hauptkraftmaschine eingebaut ist, zur Steuerung eines Motors 10.
• Gemäß 1 ist der Motor 10 als eine rotierende elektrische Maschine der Erregerwicklungsbauart mit einer Vollpolcharakteristik, genauer, als einen Drei-Phasen-Synchronmotor der Erregerwicklungsbauart ausgelegt. Anders ausgedrückt ist der Motor 10 als ein Vollpolmotor 10 ausgelegt. Der Motor 10 gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel dient beispielsweise als ein integrierter Starter-Generator (ISG), der sowohl als Startermotor als auch als Generator (Alternator) als ein Beispiel für Generatoren dient.
• Das Steuerungssystem CS steuert den Motor 10, um die Brennkraftmaschine, die einfach als Kraftmaschine bezeichnet ist, anzukurbeln. Insbesondere führt, während die Kraftmaschine automatisch gestoppt ist, das Steuerungssystem CS eine Leerlaufreduktionsfunktion, d.h. eine Leerlaufstoppfunktion durch, um zu bewirken, dass der Motor 10 die Kraftmaschine bei Erfüllung von vorbestimmten Neustartbedingungen automatisch erneut startet.
• Der Motor 10 weist einen Rotor 11 mit einem Rotorkern und zumindest einer Feldwicklung, d.h. zumindest eine Erregungswicklung, 12 auf, die um den Rotorkern gewickelt ist, um beispielsweise zumindest ein Paar von Magnetpolen, d.h. N- und S-Pole, zu erzeugen. Der Rotor 11 weist eine Längsachse (d-Achse) in Übereinstimmung mit einer Richtung eines Magnetflusses auf, der durch den N-Pol des zumindest einen Magnetpolpaars erzeugt wird. Der Rotor 11 weist ebenfalls eine Querachse (q-Achse) mit einer Phase auf, die im elektrischen Winkel um π/2 Radiant in Bezug auf die d-Achse während der Drehung des Motors 11 voreilt. Anders ausgedrückt ist die q-Achse elektromagnetisch senkrecht zu der d-Achse. Die d- und q-Achsen bilden ein d-q-Koordinatensystem, d.h. ein erstes Zwei-Phasen-Drehkoordinatensystem, das in Bezug auf den Rotor 11 definiert ist.
• Die Vollpol-Anordnung des Motors 10, was wiedergibt, dass der Rotor 11 die Vollpol-Anordnung aufweist, bedeutet, dass eine Induktivität Ld in der d-Achse des Rotors 11 gleich einer Induktivität Lq in der q-Achse des Rotors 11 ist.
• Der Rotor 11 ist mit der Kurbelwelle der Kraftmaschine derart gekoppelt, dass Leistung zwischen dem Rotor 11 und der Kurbelwelle übertragbar ist.
• Der Motor 10 weist ebenfalls einen Stator mit einem Statorkern auf. Der Rotor ist drehbar in Bezug auf den Statorkern angeordnet. Der Stator weist ebenfalls Drei-Phasen-, d.h. U-, V- und W-Phasen-Wicklungen, das heißt Ankerwicklungen 14U, 14V und 14W auf, die an dem Statorkern derart gewickelt sind, dass die U-, V- und W-Phasen-Wicklungen 14U, 14V und 14W eine Phasendifferenz von beispielsweise 2π/3 Radiant voneinander aufweisen.
• Die Feldwicklung 12 und die Drei-Phasen-Wicklungen 14U bis 14W sind derart angeordnet, dass sie magnetisch miteinander gekoppelt sind, wenn sie gespeist werden.
• Das Steuerungssystem CS weist einen Wechselrichter 20, eine Gleichspannungsbatterie 21 als ein Beispiel für Gleichspannungsleistungsversorgungen, eine Steuerungsvorrichtung 40 und eine Felderzeugungseinrichtung 100 auf. Die Steuerungsvorrichtung 40 dient beispielsweise als das Gerät zum Schätzen der Position des N-Pols des Rotors 11 des Motors 10 gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel.
• Der Wechselrichter 20 ist elektrisch mit den Drei-Phasen-Wicklungen 14U, 14V und 14W und mit der Gleichspannungsbatterie 21 verbunden.
• Insbesondere können der Motor 10 und die Gleichspannungsbatterie 21 eine elektrische Verbindung dazwischen über den Wechselrichter 20 herstellen.
• Der Wechselrichter 20 dient beispielsweise als eine Schaltung, die konfiguriert ist, eine von der Gleichspannungsbatterie 21 abgegebene Gleichspannung in eine Wechselstromspannung umzuwandeln und die Wechselspannung an dem Motor 10 anzulegen. Insbesondere ist der Wechselrichter 20 als ein Drei-Phasen-Wechselrichter ausgelegt.
• Beispielsweise weist der Wechselrichter 20 ein erstes Paar von in Reihe geschalteten hoch- und niedrigseitigen (oberer und unterer Zweig) Schaltelementen SUp und SUn, ein zweites Paar von in Reihe geschalteten hoch- und niedrigseitigen (oberer und unterer Zweig) Schaltelementen SVp und SVn und ein drittes Paar von in Reihe geschalteten hoch- und niedrigseitigen (oberer und unterer Zweig) Schaltelementen SWp und SWn auf.
• Die ersten bis dritten Paare der Schaltelemente sind in einer Brückenkonfiguration parallel geschaltet.
• Der Verbindungspunkt, durch den die Schaltelemente SUp und SUn des ersten Paars miteinander in Reihe geschaltet sind, ist mit einer Ausgangsleitung verbunden, die sich von dem separaten Anschluss der U-Phasenwicklung erstreckt. Gleichermaßen ist der Verbindungspunkt, durch den die Schaltelemente SVp und SVn des zweiten Paars miteinander in Reihe geschaltet sind, mit einer Ausgangsleitung verbunden, die sich von dem separaten Ende der V-Phasen-Wicklung erstreckt. Weiterhin ist ein Verbindungspunkt, durch den die Schaltelemente SWp und SWn des dritten Paars miteinander in Reihe geschaltet sind, mit einer Ausgangsleitung verbunden, die sich von dem separaten Ende der W-Phasen-Wicklung erstreckt.
• Der Wechselrichter 20 weist ebenfalls Freilaufdioden DUp, DUn, DVp, DVn, DWp und DWn auf, die elektrisch antiparallel zu den jeweiligen Schaltelementen SUp, SUn, SVp, SVn, SWp und SWn geschaltet sind.
• Das erste Ausführungsbeispiel verwendet IGBTs als die jeweiligen Schaltelemente SUp, SUn, SVp, SVn, SWp und SWn.
• Das erste Ausführungsbeispiel kann ebenfalls Leistungs-MOSFETs wie N-Kanal-MOSFETs als die Schaltelemente S*# verwenden (* ist U, V und W, # ist P und Q). Diese Modifikation kann die inhärenten Dioden der Leistungs-MOSFETs als die Freilaufdioden verwenden, wodurch die Freilaufdioden D*# entfernt werden.
• Ein Ende der in Reihe geschalteten Schaltelemente von jedem der ersten, zweiten und dritten Paare, wie der Kollektor des entsprechenden hochseitigen Schaltelements, ist mit dem positiven Anschluss der Gleichspannungsbatterie 21 über einen positiven Anschluss des Wechselrichters 20 verbunden. Das andere Ende der in Reihe geschalteten Schaltelemente von jedem der ersten, zweiten und dritten Paare wie der Emitter des entsprechenden niedrigseitigen Schaltelements ist mit dem negativen Anschluss der Gleichspannungsbatterie 21 über einen negativen Anschluss des Wechselrichters 20 verbunden.
• Der Wechselrichter 20 weist einen Kondensator C auf, der parallel zu der Gleichspannungsbatterie 21 geschaltet ist. Der Kondensator C dient beispielsweise als ein Glättungselement.
• Zusätzlich weist das Steuerungssystem CS eine Feldstromerfassungseinrichtung 30 und eine Phasenstromerfassungseinrichtung 31 auf.
• Die Feldstromerfassungseinrichtung 30 misst einen Feldstrom Ifr, der durch die zumindest eine Feldwicklung 12 fließt. Die Phasenstromerfassungseinrichtung 31 misst beispielsweise einen V-Phasen-Strom IVr und einen W-Phasen-Strom IWr, die durch die jeweiligen V- und W-Phasen-Wicklungen 14V und 14W in einem stationären Drei-Phasen-(UVW-)Koordinatensystem in Ruhe fließen, das in dem Stator des Motors 10 definiert ist. Beispielsweise weist die Feldstromerfassungseinrichtung 30 einen Stromsensor auf, der mit einem Widerstand und einem Stromtransformator ausgerüstet ist, und weist die Phasenstromerfassungseinrichtung 31 derartige Stromsensoren auf, die zum Messen der V- und W-Phasen-Ströme IVr und IWr vorgesehen sind, die durch die jeweiligen V- und W-Phasen-Wicklungen 14V und 14W fließen.
• Die durch die Feldstromerfassungseinrichtung 30 und die Phasenstromerfassungseinrichtung 31 gemessenen Werte werden zu der Steuerungsvorrichtung 40 gesendet.
• Die Steuerungsvorrichtung 40 ist beispielsweise als eine Computerschaltung ausgelegt, die beispielsweise eine CPU und einen nichtflüchtigen Speicher aufweist. Beispielsweise führt die CPU Programme aus, die vorab in dem nichtflüchtigen Speicher gespeichert worden sind, wodurch verschiedene Aufgaben zur Steuerung des Motors 10 durchgeführt werden.
• Die Steuerungsvorrichtung 26 ist kommunizierbar mit beispielsweise einer Drehmomenteingabeeinheit TIU derart verbunden, dass sie kommunizieren kann, um ein Anforderungsdrehmoment, d.h. ein Befehlsdrehmoment, Trq* für den Motor 10 entsprechend beispielsweise einer Anforderung einer Maschinensteuerungseinheit zur Steuerung der Kraftmaschine in die Steuerungsvorrichtung 40 einzugeben.
• Insbesondere erzeugt die Steuerungsvorrichtung 40 entsprechend den durch die Feldstromerfassungseinrichtung 30 und die Phasenstromerfassungseinrichtung 31 gemessenen Werten und dem Anforderungsdrehmoment Trq* Antriebssignale zum Antrieb der Schaltelemente S*# des Wechselrichters 20, wodurch eine gesteuerte Variable wie ein Ausgangsdrehmoment des Motors 10 auf einen Befehlswert wie einem Befehlsdrehmoment dementsprechend justiert wird. Beispielsweise schaltet die Steuerungsvorrichtung 40 gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel periodisch jedes der Schaltelemente S*# ein oder aus, wodurch ein durch jede der Drei-Phasen-Wicklungen 14U, 14V und 14W fließender Strom mit einem entsprechenden Befehlsstrom von Befehlsströmen für die jeweiligen Drei-Phasen-Wicklungen 14U, 14V und 14W in Übereinstimmung gebracht wird. Die Befehlsströme für die jeweiligen Drei-Phasen-Wicklungen 14U, 14V und 14W müssen das Befehlsdrehmoment als das Ausgangsdrehmoment des Motors 10 erzielen. 1 zeigt die Antriebssignale für die jeweiligen Schaltelemente SUp, SUn, SVp, SVn, SWp und SWn als Antriebssignale gUp, gUn, gVp, gVn, gWp und gWn.
• Die Felderzeugungseinrichtung 100 weist beispielsweise eine Gleichstromleistungsquelle 100a, die zumindest eine Feldwicklung 12 und ein Schaltelement 100b auf, das zwischen der Gleichstromleistungsquelle 100a und der zumindest einen Feldwicklung 12 geschaltet ist (siehe 2).
• Die Steuerungsvorrichtung 40 steuert Ein-Aus-Operationen des Schaltelements 100b, wodurch bewirkt wird, dass die Felderzeugungseinrichtung 100 eine Gleichspannung, die an die zumindest eine Feldwicklung 12 zu legen ist, aus der Gleichstromleistungsquelle 100a erzeugt, während der Pegel der Gleichspannung justiert wird. Dies steuert den durch die zumindest eine Feldwicklung 12 fließenden Feldstrom.
• Insbesondere weist das Steuerungssystem CS keine Drehpositionserfassungseinrichtungen, d.h. Sensoren, zum direkten Erfassen der Drehposition des N-Pols des Rotors 11 auf. Somit ist die Steuerungsvorrichtung 40 des Steuerungssystems CS konfiguriert, eine Aufgabe zur Steuerung des Motors 10 durchzuführen, die eine Schätzaufgabe zum Schätzen der Drehposition des N-Pols des Rotors 11 aufweist.
• Nachstehend ist die Motorsteuerungsaufgabe, die durch die Steuerungsvorrichtung 40 ausgeführt wird, unter Bezugnahme auf 2 beschrieben.
• 2 veranschaulicht schematisch funktionale Module der Steuerungsvorrichtung 40, die äquivalent zu Vorgängen sind, die durch die Steuerungsvorrichtung 40 auszuführen sind.
• Wie es in 2 veranschaulicht ist, weist die Steuerungsvorrichtung 40 eine erste Hochfrequenzkomponenten-Eliminierungseinrichtung 41, eine Feldstromsteuerungseinrichtung 42, eine Feldstelleinrichtung 43 und eine erste Hochfrequenzkomponenten-Extraktionseinrichtung 44 auf. Die Steuerungsvorrichtung 40 weist ebenfalls einen Zwei-Phasen-Wandler 45, eine Magnetpolpositionsschätzeinrichtung 46, eine zweite Hochfrequenzkomponenten-Extraktionseinrichtung 47, eine zweite Hochfrequenzkomponenten-Eliminierungseinrichtung 48, eine γδ-Stromsteuerungseinrichtung 49, eine γ-Achsen-Überlagerungseinrichtung 50, einen Drei-Phasen-Wandler 51 und eine Antriebssignalerzeugungseinrichtung 52 auf.
• Die erste Hochfrequenzkomponenten-Eliminierungseinrichtung 41 eliminiert Hochfrequenzkomponenten, die in dem durch die Feldstromerfassungseinrichtung 30 gemessenen Feldstrom Ifr enthalten sind. Nachstehend kann der Feldstrom If, aus dem die Hochfrequenzkomponenten eliminiert worden sind, als ein Feldgleichstrom Ifdc beschrieben werden. Beispielsweise kann die erste Hochfrequenzkomponenten-Eliminierungseinrichtung 41 ein Tiefpassfilter aufweisen, das eine Grenzfrequenz aufweist, die verhindert, dass Hochfrequenzkomponenten, deren Frequenzen höher als die Grenzfrequenz sind, hindurch gelangen.
• Es sei bemerkt, dass die Hochfrequenzkomponenten gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel derart definiert sind, dass sie Frequenzen aufweisen, die ausreichend höher als die Frequenz der Fundamentalfrequenz einer Phasenspannung über jede der Drei-Phasen-Wicklungen 14U, 14V und 14W sind. Insbesondere sind die Hochfrequenzkomponenten gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel derart definiert, dass sie hoch genug sind, um klar die Hochfrequenzkomponenten von der Frequenz der Grundwelle einer Phasenspannung über jede der Phasenwicklungen 14U, 14V und 14W zu unterscheiden, während sie in der Lage sind, Welligkeiten (Rippel) in dem Motorausgang zu reduzieren.
• Die Feldstromsteuerungseinrichtung 42 weist eine Sollstromberechnungseinrichtung 42a zum Berechnen eines Sollstroms, d.h. einer Sollgleichstromkomponente, If* auf der Grundlage von beispielsweise des Anforderungsdrehmoments Trq* und der Drehzahl des Rotors 11 auf. Beispielsweise weist die Feldstromsteuerungseinrichtung 42 ein Kennfeld M in einem Datentabellenformat, in einem mathematischen Gleichungsformat und/oder einem Programmformat auf. Das Kennfeld M weist Informationen auf, die eine Beziehung zwischen Werten des Anforderungsdrehmoments Trq*, Werten der Drehzahl des Rotors 11 und Werten des Sollstroms If* angeben. Die Sollstromberechnungseinrichtung 42a bezieht sich auf das Kennfeld M und extrahiert einen Wert des Sollstroms If* entsprechend einem Wert des Anforderungsdrehmoments Trq* und eines Werts der Drehzahl des Rotors 11.
• Die Feldstromsteuerungseinrichtung 42 weist ebenfalls einen Regler 42b zum Berechnen einer Feldbefehlsspannung Vf auf, die ein Gleichspannungsbefehlswert ist, der an die Feldwicklung 12 zu legen ist; die Feldbefehlsspannung Vf dient als eine Stellgröße zur Regelung des Feldstroms Ifr, d.h. des Feldgleichstroms Ifdc, auf den Sollstrom If*.
• Beispielsweise berechnet der Regler 42b gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel eine Abweichung ∆If zwischen dem Feldstrom Ifr, d.h. dem Feldgleichstrom Ifdc, und dem Sollstrom If*. Dann führt der Regler 42b eine bekannte Proportional-Integral-(PI-)Rückkopplungsoperation unter Verwendung der berechneten Abweichung ∆If als Eingangsdaten, eines Proportionalverstärkungsterms und eines Integralverstärkungsterms eines PI-Regelungsalgorithmus (PI-Algorithmus) durch. Die PI-Rückkopplungsoperation berechnet die Feldbefehlsspannung Vf derart, dass die berechnete Abweichung ∆If auf Null konvergiert, wodurch bewirkt wird, dass der Feldstrom Ifr, d.h. der Feldgleichstrom Ifdc, dem Sollstrom If* nachfolgt. Die Verwendung des Feldgleichstroms Ifdc als der Feldstrom Ifr ermöglicht die Berechnung der Feldbefehlsspannung Vf mit geringem Einfluss der Hochfrequenzkomponenten.
• Die Feldstelleinrichtung 43 führt eine bekannte Pulsbreitenmodulations-(PWM-)Aufgabe durch, die die Feldbefehlsspannung Vf in der Amplitude mit einem zyklischen Trägersignal tc, beispielsweise einem zyklischen Dreieckträgersignal tc, vergleicht, das mit einem vorbestimmten Zyklus positiv und negativ oszilliert. Dann erzeugt die PWM-Aufgabe entsprechend den Vergleichsergebnissen ein Feldantriebssignal gf, das beispielsweise ein Impulssignal mit einem steuerbaren Tastgrad, d.h. einer steuerbaren aktiven Impuls-Breite für jeden Schaltzyklus ist, die mit dem Zyklus des Trägers tc übereinstimmt. Die Feldstelleinrichtung 43 gibt das Feldantriebssignal gf zu dem Schaltelement der Felderzeugungseinrichtung 100 aus, um dadurch Ein-Aus-Operationen des Schaltelements 100b entsprechend dem steuerbaren Tastgrad des Feldantriebssignals gf zu steuern. Dies bewirkt, dass der Feldstrom Ifr, d.h. der Feldgleichstrom Ifdc, dem Sollstrom If* nachfolgt.
• Die erste Hochfrequenzkomponenten-Extraktionseinrichtung 44 extrahiert einen Hochfrequenzfeldstrom Ifh, dessen Frequenzen mit den Hochfrequenzkomponenten übereinstimmen, aus den durch die Feldstromerfassungseinrichtung 30 gemessenen Feldstrom Ifr. Beispielsweise kann die erste Hochfrequenzkomponenten-Extraktionseinrichtung 44 ein Bandpassfilter oder ein Hochpassfilter aufweisen, das eine Grenzfrequenz aufweist, die verhindert, dass Niedrigfrequenzkomponenten, deren Frequenzen gleich wie oder kleiner als die Grenzfrequenz sind, hindurch gelangen. Anders ausgedrückt, lässt das Hochpassfilter die Hochfrequenzkomponenten durch, die höher als die Grenzfrequenz sind, während die Niedrigfrequenzkomponenten, die gleich wie oder niedriger als die Grenzfrequenz sind, gedämpft werden.
• Der Zwei-Phasen-Wandler 45 berechnet beispielsweise einen U-Phasen-Strom IUr entsprechend den V- und W-Phasenströmen IVr und IWr, die durch die Phasenstromerfassungseinrichtung 31 gemessen werden, beispielsweise unter Verwendung des Kirchhoffschen Gesetzes. Dann wandelt der Zwei-Phasen-Wandler 45 die U-, V- und W-Phasenströme IUr, IVr und IWr in dem stationären Drei-Phasen-Koordinatensystem in einen γ-Achsen-Strom Iγr und einen δ-Achsen-Strom Iδr in einem γ-δ-Koordinatensystem entsprechend einer geschätzten Magnetpolposition θγ um. Das γ-δ-Koordinatensystem weist eine γ-Achse und eine δ-Achse mit einer Phase auf, die in Bezug auf die γ-Achse während der Drehung des Rotors 11 um π/2 Radiant im elektrischen Winkel voreilt. Das γ-δ-Koordinatensystem ist ein zweites rotierendes Zwei-Phasen-Koordinatensystem, das in Bezug auf den Rotor 11 definiert ist, und die geschätzte Magnetpolposition θγ wird durch die nachstehend ausführlicher beschriebene Magnetpolpositionsschätzeinrichtung 46 geschätzt.
• 3 veranschaulicht schematisch die geschätzte Magnetpolposition θγ der γ-Achse und die tatsächliche Drehposition θ der d-Achse in Bezug auf eine α-Achse eines stationären Zwei-Phasen-Koordinatensystems, d.h. eines α-β-Koordinatensystems; die α-Achse stimmt mit der U-Achse des stationären Drei-Phasen-Koordinatensystems überein. Es sei bemerkt, dass eine β-Achse des α-β-Koordinatensystems elektromagnetisch senkrecht zu der α-Achse ist.
• Insbesondere werden die geschätzte Magnetpolposition θγ der γ-Achse und die tatsächliche Drehposition θ der d-Achse jeweils als ein entsprechender elektrischer Winkel in Bezug auf die α-Achse des α-β-Koordinatensystems wiedergegeben. Das γ-δ-Koordinatensystem und das d-q-Koordinatensystem drehen jeweils mit einer elektrischen Winkelgeschwindigkeit ω des Rotors 11 in Bezug auf das α-β-Koordinatensystem.
• Da das Steuerungssystem CS keine Drehpositionserfassungseinrichtungen, d.h. Sensoren, zum direkten Erfassen der Drehposition des N-Pols des Rotors 11, d.h. der Drehposition der d-Achse des Rotors 11, aufweist, schätzt die Magnetpolpositionsschätzeinrichtung 46 die Magnetpolposition θγ der γ-Achse als die tatsächliche Drehposition θ der d-Achse. Somit ist das Steuerungssystem CS konfiguriert, stabil zu bewirken, dass eine Winkeldifferenz ∆θ zwischen der geschätzten Magnetpolposition θγ und der tatsächlichen Drehposition θ der d-Achse auf Null konvergiert. Diese Konfiguration ermöglicht eine Verbesserung der Genauigkeit der Motorsteuerungsaufgaben.
• Es sei bemerkt, dass die Polarität von jeder der Magnetpolposition θγ der γ-Achse und der tatsächlichen Drehposition θ der d-Achse als positiv definiert ist, wenn jedes des γ-δ-Koordinatensystems und des d-q-Koordinatensystems von der α-Achse in der Richtung gegen den Uhrzeigersinn dreht. Somit ist die Polarität der Winkeldifferenz ∆θ als positiv definiert, wenn die γ-Achse in Bezug auf die d-Achse in der Richtung gegen den Uhrzeigersinn voreilt.
• Beispielsweise weist der Zwei-Phasen-Wandler 45 ein Kennfeld M1 in einem Datentabellenformat, in einem mathematischen Gleichungsformat und/oder einem Programmformat auf. Das Kennfeld M1 weist Informationen auf, die eine Beziehung zwischen Werten des γ-Achsen-Stroms Iγr, Werten des δ-Achsen-Stroms Iδr, Werten der geschätzten Magnetpolposition θγ und Werten von jedem der U-, V- und W-Phasenströmen IUr, IVr und IWr angeben. Der Zwei-Phasen-Wandler 45 greift auf das Kennfeld M1 zu und extrahiert einen Wert von jedem des γ-Achsen-Stroms Iγr und des δ-Achsen-Stroms Iδr entsprechend den erhaltenen Werten der jeweiligen U-, V- und W-Phasenströmen IUr, IVr und IWr und dem Wert der geschätzten Magnetpolposition θγ.
• Gemäß 2 extrahiert die zweite Hochfrequenzkomponenten-Extraktionseinrichtung 47 einen Hochfrequenz-γ-Achsen-Strom Iγh und einen Hochfrequenz-δ-Achsen-Strom Iδh aus dem jeweiligen γ-Achsen-Strom Iγr und dem δ-Achsen-Strom Iδr; der Hochfrequenz-γ-Achsen-Strom Iγh und der Hochfrequenz-δ-Achsen-Strom Iδh sind Hochfrequenzkomponenten. Beispielsweise kann die zweite Hochfrequenzkomponenten-Extraktionseinrichtung 47 ein Bandpassfilter oder ein Hochpassfilter aufweisen, das eine Grenzfrequenz aufweist und die Hochfrequenzkomponenten, die höher als die Grenzfrequenz sind, durchlässt, während die Niedrigfrequenzkomponenten, die gleich wie oder niedriger als die Grenzfrequenz sind, gedämpft werden.
• Die zweite Hochfrequenzkomponenten-Eliminierungseinrichtung 48 eliminiert Hochfrequenzkomponenten, die in jedem des γ-Achsen-Stroms Iγr und des δ-Achsen-Stroms Iδr enthalten sind. Nachstehend können der γ-Achsen-Strom Iγr und der δ-Achsen-Strom Iδr, aus denen die Hochfrequenzkomponenten eliminiert worden sind, jeweils als ein entsprechender γ-Achsen-Gleichstrom Iγdc und eines δ-Achsen-Gleichstrom Iδdc bezeichnet werden. Beispielsweise kann die zweite Hochfrequenzkomponenten-Eliminierungseinrichtung 48 ein Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz aufweisen, die verhindert, dass Hochfrequenzkomponenten, deren Frequenzen höher als die Grenzfrequenz sind, hindurch gelangen.
• Die γδ-Stromsteuerungseinrichtung 49 weist eine γδ-Befehlsstromberechnungseinrichtung 49a zur Berechnung der γ- und δ-Achsen-Befehlsströme Iγ* und Iδ* auf der Grundlage von beispielsweise des Anforderungsdrehmoments Trq* unter Verwendung von beispielsweise einem Kennfeld M2 in einem Datentabellenformat, in einem mathematischen Gleichungsformat und/oder einem Programmformat auf. Das Kennfeld M2 weist Informationen auf, die eine Beziehung zwischen Werten des Anforderungsdrehmoments Trq* und Werten von jedem der γ- und δ-Achsen-Befehlsströme Iγ* und Iδ* angeben. Die γδ-Befehlsberechnungseinrichtung 49a greift auf das Kennfeld M2 zu und extrahiert einen Wert von jedem der γ- und δ-Achsenbefehlsströme Iγ* und Iδ* entsprechend einem Wert des Anforderungsdrehmoments Trq*.
• Die γδ-Stromsteuerungseinrichtung 49 weist ebenfalls einen Regler 49b zur Berechnung von γ- und δ-Achsen-Befehlsspannungen Vγ* und Vδ* auf, die jeweils als Stellgröße zur Regelung eines Entsprechenden der γ- und δ-Achsen-Gleichströme Iγdc und Iδdc auf einen entsprechenden der γ- und δ-Achsen-Befehlsströme Iγ* und Iδ* dienen.
• Beispielsweise berechnet der Regler 49b eine Abweichung ∆Iγ zwischen dem γ-Achsen-Strom Iγr und den γ-Achsen-Befehlsströmen Iγ* und eine Abweichung ∆Iδ zwischen dem δ-Achsen-Strom Iδr und den δ-Achsen-Befehlsströmen Iδ*. Dann führt der Regler 49b eine bekannte Proportional-/Integral-(PI-)Rückkopplungsoperation unter Verwendung von jeder der berechneten Abweichungen ∆Iγ und ∆Iδ als Eingangsdaten und eines Proportionalverstärkungsterms und eines Integralverstärkungsterms eines PI-Regelungsalgorithmus (PI-Algorithmus) durch.
• Die PI-Rückkopplungsoperation berechnet die γ-Achsen-Befehlsspannung Vγ* derart, dass die berechnete Abweichung ∆Iγ auf Null konvergiert, wodurch bewirkt wird, dass der γ-Achsen-Gleichstrom Iγdc den γ-Achsen-Befehlsstrom Iγ* nachfolgt.
• Die PI-Rückkopplungsoperation berechnet ebenfalls die δ-Achsen-Befehlsspannung Vδ* derart, dass die berechnete Abweichung ∆Iδ auf Null konvergiert, wodurch bewirkt wird, dass der δ-Achsen-Gleichstrom Iδdc dem δ-Achsen-Befehlsstrom Iδ* nachfolgt.
• Die γ-Achsen-Überlagerungseinrichtung 50, die beispielsweise als eine Spannungsanlegeeinrichtung oder eine Spannungsanlegeeinheit dient, erzeugt eine Hochfrequenz-γ-Achsen-Spannung Vγh mit beispielsweise einer Sinuswellenform, und überlagert die Hochfrequenz-γ-Achsenspannung Vγh auf die γ-Achsen-Befehlsspannung Vγ*, die aus der γδ-Stromsteuerungseinrichtung 49 ausgegeben wird, wodurch eine kombinierte γ-Achsen-Befehlsspannung (Vγ* + Vγh) erzeugt wird. Dann gibt die γ-Achsen-Überlagerungseinrichtung 50 die kombinierte γ-Achsen-Befehlsspannung (Vγ* + Vγh) zu dem Drei-Phasen-Wandler 51 aus.
• Der Drei-Phasen-Wandler 51 wandelt entsprechend der geschätzten Magnetpolposition θγ die kombinierte γ-Achsen-Befehlsspannung (Vγ* + Vγh) und die δ-Achsen-Befehlsspannung Vδ* in U-, V- und W-Phasen-Befehlsspannungen VU*, VV* und VW* in dem stationären Drei-Phasen-Koordinatensystem um. Jede der U-, V- und W-Phasenbefehlsspannungen VU*, VV* und VW* weist beispielsweise eine im Wesentlichen pseudo-sinusförmige Wellenform auf.
• Beispielsweise weist der Drei-Phasen-Wandler 51 ein Kennfeld M3 in einem Datentabellenformat, in einem mathematischen Gleichungsformat und/oder einem Programmformat auf. Das Kennfeld M3 weist Informationen auf, die eine Beziehung zwischen Werten der kombinierten γ-Achsen-Befehlsspannung (Vγ* + Vγh) Werten der δ-Achsen-Befehlsspannung Vδ*, Werten von jedem der U-, V- und W-Phasenbefehlsspannungen VU*, VV* und VW*, und Werten der geschätzten Magnetpolposition θγ angeben. Der Drei-Phasen-Wandler 51 greift auf das Kennfeld M3 zu und extrahiert einen Wert von jeder der U-, V- und W-Phasenbefehlsspannungen VU*, VV* und VW* entsprechend den erhaltenen Werten der kombinierten γ-Achsen-Befehlsspannung (Vγ* + Vγh) und der δ-Achsen-Befehlsspannung Vδ* und dem Wert der geschätzten Magnetpolposition θγ.
• Die Antriebsignalerzeugungseinrichtung 52 führt eine PWM-Aufgabe auf der Grundlage eines Größenvergleichs zwischen den Drei-Phasen-Befehlsspannungen VU*, VV* und VW* und einem zyklischen Trägersignal tp, beispielsweise einem zyklischen Dreieckträgersignal tp, durch, wodurch auf diese Weise Antriebssignale gUp, gUn, gVp, gVn, gWp und gWn für die jeweiligen Schaltelemente SUp, SUn, SVp, SVn, SWp und SWn entsprechend den Vergleichsergebnissen erzeugt werden. Jedes der Antriebssignale gUp, gUn, gVp, gVn, gWp und gWn ist ein Impulssignal mit einem steuerbaren Tastgrad (steuerbare Impulsbreite). Dann legt die Antriebssignalerzeugungseinrichtung 52 jedes der Antriebssignale gUp, gUn, gVp, gVn, gWp und gWn an das Gate eines entsprechenden der Schaltelement-Antriebssignale gUp, gUn, gVp, gVn, gWp und gWn an.
• Dies führt Ein-Aus-Operationen von jedem der Schaltelemente SUp, SUn, SVp, SVn, SWp und SWn entsprechend dem Tastgrad eines Entsprechendem der Antriebssignale gUp, gUn, gVp, gVn, gWp und gWn durch. Die Ein-Aus-Operationen von jedem der Schaltelemente SUp, SUn, SVp, SVn, SWp und SWn bewirkt, dass sinusförmige U-, V- und W-Phasenströme, die eine Phasendifferenz von 120 elektrischen Grad dazwischen haben, durch die jeweiligen U-, V- und W-Phasen-Wicklungen des Stators des Motors 10 fließen.
• Nachstehend sind die Prinzipien zum Schätzen der Drehposition des N-Pols, d.h. der d-Achse, des Rotors 11 beschrieben und ist eine Magnetpolschätzaufgabe beschrieben, die durch die Magnetpolpositionsschätzeinrichtung 46 ausgeführt wird.
• Als Erstes sind nachstehend die Prinzipien des Schätzens der Drehposition des N-Pols, d.h. der d-Achse, des Rotors 11 beschrieben.
• Die nachfolgende Gleichung [eq1] beschreibt eine Spannungsgleichung für den Synchronmotor 10 mit der Vollpol-Anordnung, der die Winkeldifferenz ∆θ zwischen der geschätzten Magnetpolposition θγ und der tatsächlichen Drehposition θ der d-Achse aufweist, wenn die Drei-Phasen-Ankerwicklungen äquivalent in d- und q-Achsen-Ankerwicklungen umgewandelt sind:

  

  wobei
• (1) L0 = Ld + Lq / 2
• (2) L1 = Ld – Lq / 2
• (3) ∆θ = θγ – θ
• (4) Vγ eine Ist-Spannung in der γ-Achse darstellt,
• (5) Vδ eine Ist-Spannung in der δ-Achse darstellt,
• (6) Vf die an die Feldwicklung 12 angelegte Spannung darstellt,
• (7) Iγ einen in der in der γ-Achse fließenden Strom darstellt,
• (8) Iδ einen in der in der δ-Achse fließenden Strom darstellt,
• (9) If durch die Feldwicklung 12 fließenden Feldstrom darstellt,
• (10) Ld die Induktivität in der d-Achsen-Ankerwicklung darstellt,
• (11) Lq die Induktivität in der q-Achsen-Ankerwicklung darstellt,
• (12) R einen Widerstandswert von jedem der d- und q-Achsen-Ankerwicklungen darstellt,
• (13) Lf eine Selbstinduktivität der Feldwicklung 12 darstellt,
• (14) Rf einen Widerstandswert über die Feldwicklung 12 darstellt,
• (15) Mf eine Gegeninduktivität in der d-Achse zwischen der Feldwicklung 12 und den d- und q-Achsen-Ankerwicklungen darstellt,
• (16) s einen Differentialoperator darstellt.
• Wie es vorstehend beschrieben worden ist, sind die Feldwicklung 12 und die d-Achsen-Ankerwicklung magnetisch miteinander gekoppelt, wenn sie gespeist werden (siehe 4).
• Die Gleichung [eq1] ermöglicht das Herleiten der nachfolgenden Gleichung [eq2], wenn
• (1) die Drehzahl des Rotors 11 Null ist oder ein niedriger Wert ist, d.h. die Winkelgeschwindigkeit ω des Rotors 11 angenähert gleich Null ist, d.h. ω ≈ 0.
• (2) die Widerstände R und Rf ignoriert werden, da die Hochfrequenzkomponenten der Spannungen Vγ, Vδ, Vf und der Ströme Iγ, Iδ, If angewendet werden:
  
• Wo der Index h jedem der Spannungen Vγ, Vδ und Vf, und den Strömen Iγ, Iδ und If zugeordnet ist, repräsentiert dies die Hochfrequenzkomponenten einer bzw. eines entsprechenden der Spannungen Vγ, Vδ und Vf und der Ströme Iγ, Iδ und If.
• Der Motor 10 ist als ein Vollpol-Motor 10 ausgelegt, was bewirkt, dass L1 angenähert Null ist (L1 ≈ 0). Dies ermöglicht ein Umwandeln der Gleichung [eq2] in die nachfolgende Gleichung [eq3]:

  
• Das Lösen der Gleichung [eq3] im Hinblick auf die Ströme Iγ, Iδ und If leitet die nachfolgende Gleichung [eq4] her:

  
• Wie es vorstehend beschrieben worden ist, wendet das erste Ausführungsbeispiel, d.h. die γ-Achsen-Überlagerungseinrichtung 50, die sinusförmige Hochfrequenz-γ-Achsen-Spannung Vγh auf die γ-Achsen-Befehlsspannung Vγ* an; die sinusförmige Hochfrequenz-γ-Achsen-Spannung Vγh wird durch die nachfolgende Gleichung [eq5] ausgedrückt:

  
• Dabei repräsentiert V0 die Amplitude der Hochfrequenz-γ-Achsen-Spannung Vγh, repräsentiert fh die Frequenz der Hochfrequenz-γ-Achsen-Spannung Vγh und repräsentiert t die Zeit. Das Anwenden der Hochfrequenz-γ-Achsen-Spannung Vγh auf die γ-Achsen-Befehlsspannung Vγ* ermöglicht, dass der Hochfrequenz-Feldstrom Ifh durch die Feldwicklung 12 fließt; der Hochfrequenz-Feldstrom Ifh wird durch die nachfolgende Gleichung [eq6] ausgedrückt:

  
• Die Gleichung [eq6] zeigt, dass die Amplitude des Hochfrequenzfeldstroms Ifh die Kosinusfunktion, d.h. cos(∆θ) aufweist, mit einer Winkeldifferenz ∆θ zwischen der γ-Achse und der d-Achse als deren unabhängige Variable. Dies ermöglicht, dass die Amplitude des Hochfrequenzfeldstroms Ifh maximiert wird, wenn die Winkeldifferenz ∆θ Null wird, so dass cos(∆θ) gleich 1 ist.
• 5A und 5B veranschaulichen, dass die Amplitude des Hochfrequenz-Feldstroms Ifh maximiert ist, wenn die Winkeldifferenz ∆θ Null wird. Insbesondere veranschaulicht 5A, wie jeder der γ- und δ-Achsen-Ströme Iγr und Iδr sich im Verlaufe der Zeit ändern, und veranschaulicht 5B, wie die Winkeldifferenz ∆θ und der Hochfrequenzfeldstrom Ifh sich jeweils im Verlaufe der Zeit ändern. 5B zeigt, dass die Amplitude des Feldstroms Ifr mit dem Hochfrequenzfeldstrom Ifh als eine Funktion von cos(∆θ) variiert wird.
• Die Magnetpolpositionsschätzeinrichtung 46 gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel ist konfiguriert, die Magnetpolposition θγ des Rotors 11 entsprechend der Gleichung [eq6] zu schätzen, die wiedergibt, dass die Amplitude des Hochfrequenzfeldstroms Ifh zu maximieren ist, falls die Winkeldifferenz ∆θ Null wird.
• Nachstehend ist ein Beispiel der Anordnung der Magnetpolpositionsschätzeinrichtung 46 beschrieben.
• Gemäß 6 weist die Magnetpolpositionsschätzeinrichtung 46 eine Winkeldifferenzberechnungseinrichtung, d.h. eine ∆θ-Berechnungseinrichtung, 46a und eine Winkeldifferenzkorrektureinrichtung 46b auf. Beispielsweise schätzt die Magnetpolpositionsschätzeinrichtung 46 periodisch die Magnetpolposition θγ des Rotors 11, während die Drehung des Motors 10, d.h. des Rotors 11, gestoppt ist, oder die Drehzahl des Motors 10, d.h. des Rotors 11, gleich wie oder niedriger als eine vorbestimmte Schwellwertdrehzahl ist, das heißt, die Drehzahl des Motors 10 annähernd gleich Null ist. Es sei bemerkt, dass die Sollstromberechnungseinrichtung 42a den Sollstrom, d.h. die Sollgleichstromkomponente, If* auf Null oder einen anderen Wert als Null jedes Mal bestimmen kann, wenn die Magnetpolpositionsschätzeinrichtung 46 die Magnetpolposition θγ des Rotors 11 schätzt.
• Insbesondere berechnet die Winkeldifferenzberechnungseinrichtung 46a die Winkeldifferenz ∆θ entsprechend den nachfolgenden Gleichungen [eq7a] und [eq7b] und dem durch die erste Hochkomponentenextraktionseinrichtung 44 extrahierten Hochfrequenzfeldstrom Ifh; wobei ein Umordnen der Gleichung [eq6] die nachfolgenden Gleichungen [eq7a] und [eq7b] erhält:

  
• Der Motor 10 weist die vorbestimmten konstanten Werte der vorstehenden Parameter LO, Lf und Mf auf. Anders ausgedrückt, sind der Winkeldifferenzberechnungseinrichtung 46a die Werte der vorstehenden Parameter LO, Lf und Mf in der Gleichung [eq7b] bekannt. Zusätzlich kann, da die γ-Achsen-Überlagerungseinrichtung 50, d.h. die Steuerungsvorrichtung 40, die Hochfrequenz-γ-Achsen-Spannung Vγh erzeugt, die Winkeldifferenzberechnungseinrichtung 46a die Werte der vorstehend beschriebenen Parameter VO, fh und t in den Gleichungen [eq7a] und [eq7b] erhalten.
• Somit ist die Winkeldifferenzberechnungseinrichtung 46a in der Lage, entsprechend der Gleichung [eq7b] zyklisch die Winkeldifferenz ∆θ unter Verwendung des Hochfrequenzfeldstroms Ifh als deren Eingang zu berechnen, während die Drehzahl des Motors 10 gleich wie oder niedriger als die vorbestimmte Schwelldrehzahl ist. Es sei bemerkt, dass die Winkeldifferenzberechnungseinrichtung 46a die Winkeldifferenz ∆θ mit dem Bereich von einschließlich Null bis ausschließlich 2π berechnet; der elektrische Winkel 2π repräsentiert eine elektrische Winkelperiode des Rotors 11.
• Die Winkeldifferenzkorrektureinrichtung 46b schätzt zyklisch einen Wert der Magnetpolposition θγ des Rotors 11 entsprechend einem Wert der Winkeldifferenz ∆θ, die zyklisch durch die Winkeldifferenzberechnungseinrichtung 46a berechnet wird. Insbesondere schätzt die Winkeldifferenzkorrektureinrichtung 46b einen Wert θγ(N) der Magnetpolposition θγ in einem gegenwärtigen Zyklus N, wobei N eine ganze Zahl ist, die gleich wie oder größer als 2 ist, entsprechend einem Wert θγ(N – 1) der Magnetpolposition θγ, die in dem letzten vorhergehenden Zyklus (N – 1) geschätzt worden ist, und einem Wert ∆θ(N) der Winkeldifferenz ∆θ, die durch die Winkeldifferenzkorrektureinrichtung 46b in dem gegenwärtigen Zyklus N berechnet wird.
• Genauer subtrahiert die Winkeldifferenzkorrektureinrichtung 46b den durch die Winkeldifferenzkorrektureinrichtung 46b in dem gegenwärtigen Zyklus N berechneten Wert ∆θ(N) der Winkeldifferenz ∆θ von dem Wert θγ(N – 1) der Magnetpolposition θγ, die in dem letzten vorhergehenden Zyklus (N – 1) geschätzt worden ist. Dies korrigiert den Wert θγ(N – 1) der Magnetpolposition θγ, der in dem letzten vorhergehenden Zyklus (N – 1) geschätzt worden ist, um dadurch den Wert θγ(N) der Magnetpolposition θγ in dem gegenwärtigen Zyklus N zu schätzen.
• Das heißt, dass der in dem gegenwärtigen Zyklus N geschätzte Wert θγ(N) der Magnetpolposition θγ im Wesentlichen gleich wie die tatsächliche Drehposition θ der d-Achse des Rotors 11 ist.
• Dann gibt die Winkeldifferenzkorrektureinrichtung 46b zyklisch den Wert θγ(N) der Magnetpolposition θγ zu dem Zwei-Phasen-Wandler 45 und dem Drei-Phasen-Wandler 51 aus, die vorstehend beschrieben worden sind.
• Das vorstehend beschriebene Steuerungssystem CS, insbesondere die Steuerungsvorrichtung 40, gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel, schätzt die Magnetpolposition θγ, deren Wert im Wesentlichen mit der tatsächlichen Drehposition θ der d-Achse des Rotors 11 übereinstimmt, d.h. nachfolgt, entsprechend dem Hochfrequenzfeldstrom Ifh. Der Hochfrequenzfeldstrom Ifh, der auf der Grundlage des Anwendens der Hochfrequenz-γ-Achsen-Spannung Vγh auf die γ-Achsen-Befehlsspannung Vγ* erzeugt wird, enthält Informationen bezüglich der Winkeldifferenz ∆θ. Anders ausgedrückt wird der Hochfrequenzfeldstrom Ifh als eine Funktion mit der Winkeldifferenz ∆θ als deren unabhängige Variable ausgedrückt.
• Diese Konfiguration des Steuerungssystems CS ermöglicht, dass die Magnetpolposition θγ, dessen Wert im Wesentlichen der tatsächlichen Drehposition θ der d-Achse des Rotors 11 nachfolgt, zu schätzen ist, selbst wenn der Motor 10 eine Vollpol-Charakteristik aufweist.
• Zusätzlich weist die Steuerungsvorrichtung 40 des Steuersystems CS die erste Hochfrequenzkomponenten-Extraktionseinrichtung 44 zum Extrahieren des Hochfrequenzfeldstroms Ifh aus dem durch die Feldstromerfassungseinrichtung 30 gemessenen Feldstrom Ifr auf. Dies ermöglicht ein Schätzen der Magnetpolposition θγ, deren Wert im Wesentlichen der tatsächlichen Drehposition θ der d-Achse des Rotors 11 nachfolgt, selbst wenn der Motor 10 in Betrieb ist.
• ZWEITES AUSFÜHRUNGSBEISPIEL
• Nachstehend ist eine Steuerungsvorrichtung 40A zum Schätzen der Magnetpolposition θγ des Rotors 11 gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung beschrieben. Die Anordnung und/oder Funktionen der Steuerungsvorrichtung 40A gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel unterscheiden sich von der Steuerungsvorrichtung 40 gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel in den nachfolgenden Punkten. Daher sind nachstehend hauptsächlich die unterschiedlichen Punkte beschrieben.
• 7 veranschaulicht schematisch ein Beispiel für die Anordnung einer Magnetpolpositionsschätzeinrichtung 46A der Steuerungsvorrichtung 40A. Die Magnetpolpositionsschätzeinrichtung 46A gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel ist konfiguriert, die Magnetpolposition θγ des Rotors 11 derart zu ändern, dass die Winkeldifferenz ∆θ auf Null konvergiert, anders ausgedrückt, dass die Amplitude des Hochfrequenzfeldstroms Ifh maximiert wird.
• Gemäß 7 weist die Magnetpolpositionsschätzeinrichtung 46A die vorstehend beschriebene Winkeldifferenzberechnungseinrichtung 46A und eine Stellgrößen-Berechnungseinheit 46C auf.
• Die Stellgrößen-Berechnungseinheit 46C führt eine bekannte Integralrückkopplungsoperation unter Verwendung der berechneten Winkeldifferenz ∆θ als Eingangsdaten und eines Rückkopplungsverstärkungsterms Ki eines Regelungsalgorithmus durch. Es sei bemerkt, dass das Bezugszeichen S einen Laplace-Operator repräsentiert.
• Das heißt, dass die Rückkopplungsoperation zyklisch das Produkt des Rückkopplungsverstärkungsterms Ki und der zeitlichen Integration der berechneten Winkeldifferenz ∆θ als die Magnetpolposition θγ des Rotors 11 berechnet. Dies ermöglicht, dass die berechnete Winkeldifferenz ∆θ auf Null konvergiert, was die Amplitude des Hochfrequenzfeldstroms Ifh maximiert.
• Wie die Steuerungsvorrichtung 40 schätzt die vorstehend beschriebene Steuerungsvorrichtung 40A gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel die Magnetpolposition θγ, deren Wert im Wesentlichen der tatsächlichen Drehposition θ der d-Achse des Rotors 11 übereinstimmt, d.h. nachfolgt, entsprechend dem Hochfrequenzfeldstrom Ifh. Dementsprechend erzielt die Steuerungsvorrichtung 40a dieselben vorteilhaften Wirkungen wie die Steuerungsvorrichtung 40.
• DRITTES AUSFÜHRUNGSBEISPIEL
• Nachstehend ist eine Steuerungsvorrichtung 40B zum Schätzen der Magnetpolposition θγ des Rotors 11 gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung beschrieben. Die Anordnung und/oder Funktionen der Steuerungsvorrichtung 40B gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel unterscheiden sich von der Steuerungsvorrichtung 40A gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel in den nachfolgenden Punkten. Daher sind nachstehend hauptsächlich die unterschiedlichen Punkte beschrieben.
• 8 veranschaulicht schematisch ein Beispiel für die Anordnung einer Magnetpolpositionsschätzeinrichtung 46B der Steuerungsvorrichtung 40B. Die Magnetpolpositionsschätzeinrichtung 46B gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel ist konfiguriert, die Magnetpolposition θγ des Rotors 11 derart zu ändern, dass die Winkeldifferenz ∆θ auf Null konvergiert, anders ausgedrückt, dass die Amplitude des Hochfrequenzfeldstroms Ifh maximiert wird, in einem Ansatz, der sich von dem durch das zweite Ausführungsbeispiel verwendeten Ansatz unterscheidet.
• Gemäß 8 weist die Magnetpolschätzeinrichtung 46B eine Erfassungsschaltung 46B1, eine Extremumermittlungseinheit 46B2 und die vorstehend beschriebene Stellgrößen-Berechnungseinrichtung 46c auf.
• Die Erfassungsschaltung 46B1 wendet eine Amplitudenerfassungsaufgabe auf den Hochfrequenzfeldstrom Ifh an, wodurch die Amplitudenkomponente des Hochfrequenzfeldstroms Ifh aus dem Hochfrequenzfeldstrom Ifh extrahiert wird.
• Beispielsweise weist die Erfassungsschaltung 46B1 einen ersten Multiplizierer 46d und ein erstes Tiefpassfilter (LPF) 46e auf. Der erste Multiplizierer 46d multipliziert den Hochfrequenzfeldstrom Ifh mit einem Hochfrequenzsignal Kosinus(2π·fh·t) mit derselben Phase und derselben Frequenz wie der Hochfrequenzfeldstrom Ifh, wodurch ein multipliziertes Hochfrequenzsignal S1 ausgegeben wird, das durch Ifh × Kosinus(2π·fh·t) ausgedrückt wird, zu dem Tiefpassfilter 46e ausgegeben wird.
• Die Produkt-Summen-Formel für den Kosinus, die als cosXcosY = 1/2{cos(X + Y) + cos(X – Y)} repräsentiert ist, ermöglicht, dass das multiplizierte Hochfrequenzsignal S1 wie folgt ausgedrückt wird: S1 = α / 2{cos(β + β) + cos(β – β)} = α / 2{cos2β + 1} wobei

  
• Dies drückt das multiplizierte Hochfrequenzsignal S1 wie folgt aus:

  
• Das erste Tiefpassfilter 46e eliminiert die Hochfrequenzkomponente

  

  aus dem multiplizierten Hochfrequenzsignal S1, wodurch die Amplitudenkomponente, die als ε(∆θ) bezeichnet ist, aus dem multiplizierten Hochfrequenzsignal S1 extrahiert wird; die Amplitudenkomponente ε(∆θ) wird durch die nachfolgende Gleichung [eq8] ausgedrückt:

  
• Es sei bemerkt, dass der tatsächliche Ausgang des ersten Tiefpassfilters 46e Komponenten auf der Grundlage einer Hochfrequenzkomponenten A·sin(ω1·t) aufweist, so dass der tatsächliche Ausgang des ersten Tiefpassfilters 46e durch die linke Seite ε(∆θ + A·sin(ω1·t)) der nachstehend beschriebenen Gleichung [eq10] ausgedrückt wird.
• Die Extremumermittlungseinheit 46B2 und die Stellgrößen-Berechnungseinheit 46c sind konfiguriert, die Winkeldifferenz ∆θ zum Maximieren der Amplitudenkomponente ε(∆θ) zu ändern, wodurch bewirkt wird, dass die Winkeldifferenz ∆θ auf Null konvergiert.
• Insbesondere weist die Extremumermittlungseinheit 46B2 beispielsweise ein Hochpassfilter (HPF) 46f, einen zweiten Multiplizierer 46g, ein zweites Tiefpassfilter (LPF) 46h, einen Integrierer 46i und einen Addierer 46j auf.
• Das Hochpassfilter 46f wendet eine Hochpassfilterungsaufgabe auf die Amplitudenkomponente ε(∆θ) an, wodurch eine Gleichstromkomponente η aus der Amplitudenkomponente ε(∆θ) eliminiert wird. Die Fluktuationskomponente, die aus dem Hochpassfilter 46f ausgegeben wird, die als {ε(∆θ) – η} bezeichnet wird, wird durch die nachfolgende Gleichung [eq9] ausgedrückt: ε(∆θ) – η = A·sin(ω1·t) dε / d(∆θ) [eq9]
• Nachstehend ist beschrieben, wie die Gleichung [eq9] hergeleitet wird.
• Eine Taylor-Entwicklung auf der Grundlage der Gleichung [eq8] leitet die nachfolgende Gleichung [eq10] her: ε(∆θ + A·sin(ω1·t)) = ε(∆θ) + A·sin(ω1·t) dε(∆θ) / d(∆θ) [eq10]
• Der zweite Term auf der rechten Seite der Gleichung [eq10] repräsentiert die Fluktuationskomponente {ε(∆θ) – η}.
• Der zweite Multiplizierer 46h multipliziert die Fluktuationskomponente {ε(∆θ) – η} mit einer Hochfrequenzkomponente A·sin(ω1·t), wodurch ein multipliziertes Hochfrequenzsignal S2 ausgegeben wird.
• Insbesondere ermöglicht die Produkt-Zu-Summe-Formel für den Sinus, die als sinXsinY = 1/2{cos(X – Y) – cos(X + Y)} repräsentiert ist, dass das multiplizierte Hochfrequenzsignal S2 wie folgt ausgedrückt werden kann: S2 = α / 2{cos(β – β) – cos(β + β)} = α / 2{1 – cos2β} Wobei α = A²· dε(∆θ) / d(∆θ) und β = ω1·t
• Dies drückt das multiplizierte Hochfrequenzsignal S2 wie folgt aus:

  
• Das zweite Tiefpassfilter 46h eliminiert die Hochfrequenzkomponente

  

  aus dem multiplizierten Hochfrequenzsignal S2, wodurch eine Gleichstromkomponente ξ aus dem multiplizierten Hochfrequenzsignal S2 extrahiert wird; die Gleichstromkomponente ξ wird durch die nachfolgende Gleichung [eq11] ausgedrückt:

  
• Der Integrierer 46i multipliziert die Gleichstromkomponente ξ, die aus dem zweiten Tiefpassfilter 46h ausgegeben wird, mit einer Integralverstärkung Kθ und integriert die multiplizierte Gleichstromkomponente ξ über der Zeit, wodurch eine Winkeldifferenzschätzung ∆θe berechnet wird.
• Der Addierer 46j addiert ein Sinussignal A·sin(ω1·t) zu der durch den Integrierer 46e berechneten Winkeldifferenzschätzung ∆θe, wodurch ein Signal ausgegeben wird, das durch {∆θe + A·sin(ω1·t)} ausgedrückt wird. Das Addieren des Sinussignals A·sin(ω1·t) zu der Winkeldifferenzschätzung ∆θe ermöglicht, dass das durch {∆θe + A·sin(ω1·t)} ausgedrückte Ausgangssignal maximiert wird, wenn die Winkeldifferenz ∆θe Null wird.
• Die Stellgrößen-Berechnungseinheit 46c führt eine bekannte Integralrückkopplungsoperation unter Verwendung des durch {∆θe + A·sin(ω1·t)} ausgedrückte Signal als Eingangsdaten und eines Rückkopplungsverstärkungsterms Ki eines Regelungsalgorithmus durch. Die Rückkopplungsoperation berechnet einen Wert der Magnetpolposition θγ des Rotors 11 derart, dass das durch {∆θe + A·sin(ω1·t)} ausgedrückte Signal auf Null konvergiert, was die Amplitudenkomponente ε(∆θ) des Hochfrequenzfeldstroms Ifh maximiert.
• Das heißt, dass die Rückkopplungsoperation das Produkt des Rückkopplungsverstärkungsterms Ki und des durch {∆θe + A·sin(ω1·t)} ausgedrückten Signals als die Magnetpolposition θγ des Rotors 11 berechnet. Dies ermöglicht, dass die berechnete Winkeldifferenzschätzung ∆θe auf Null konvergiert, was die Amplitude des Hochfrequenzfeldstroms Ifh maximiert.
• Wie die Steuerungsvorrichtung 40A schätzt die vorstehend erwähnte Steuerungsvorrichtung 40B gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel die Magnetpolposition θγ, deren Wert im Wesentlichen mit der tatsächlichen Drehposition θ der d-Achse des Rotors 11 übereinstimmt, d.h. dieser nachfolgt, entsprechend dem Hochfrequenzfeldstrom Ifh. Dementsprechend erzielt die Steuerungsvorrichtung 40B dieselben vorteilhaften Wirkungen wie die Steuerungsvorrichtung 40A.
• VIERTES AUSFÜHRUNGSBEISPIEL
• Nachstehend ist eine Steuerungsvorrichtung 40C zum Schätzen der Magnetpolposition θγ des Rotors 11 gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung beschrieben. Die Anordnung und/oder Funktionen der Steuerungsvorrichtung 40C gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel unterscheiden sich von der Steuerungsvorrichtung 40 gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel in den nachfolgenden Punkten. Daher sind nachstehend hauptsächlich die unterschiedlichen Punkte beschrieben.
• 9 veranschaulicht schematisch funktionale Module der Steuerungsvorrichtung 40C, die äquivalent zu Operationen sind, die durch die Steuerungsvorrichtung 40C ausgeführt werden. Die in 9 veranschaulichten funktionalen Module, die im Wesentlichen identisch zu den in 2 veranschaulichten funktionalen Modulen sind, weisen dieselben diesen zugeordneten Bezugszeichen wie die Bezugszeichen der funktionalen Module gemäß 2 auf.
• Gemäß 9 weist die Steuerungsvorrichtung 40C eine δ-Achsen-Überlagerungseinrichtung 53 anstelle der γ-Achsen-Überlagerungseinrichtung 50 auf.
• Die δ-Achsen-Überlagerungseinrichtung 53, die beispielsweise als eine Spannungsanlegeeinrichtung oder eine Spannungsanlegeeinheit dient, erzeugt eine Hochfrequenz-δ-Achsen-Spannung Vδh mit beispielsweise einer sinusförmigen Wellenform und überlagert die Hochfrequenz-δ-Achsen-Spannung Vδh auf die δ-Achsen-Befehlsspannung Vδ*, die aus der γδ-Stromsteuerungseinrichtung 49 ausgegeben wird, wodurch eine kombinierte δ-Achsen-Befehlsspannung (Vδ* + Vδh) erzeugt wird. Dann gibt die δ-Achsen-Überlagerungseinrichtung 53 die kombinierte δ-Achsen-Befehlsspannung (Vδ* + Vδh) zu dem Drei-Phasen-Wandler 51 aus.
• Der Drei-Phasen-Wandler 51 wandelt entsprechend der geschätzten Magnetpolposition θγ die γ-Achsen-Befehlsspannung Vγ* und die kombinierte δ-Achsen-Befehlsspannung (Vδ* + Vδh) in U-, V- und W-Befehlsspannungen VU*, VV* und VW* in dem stationären Drei-Phasen-Koordinatensystem um. Jede der U-, V- und W-Phasenbefehlsspannungen VU*, VV* und VW* weist beispielsweise eine im Wesentlichen pseudo-sinusförmige Wellenform auf.
• Insbesondere wendet die δ-Achsen-Überlagerungseinrichtung 53 die sinusförmige Hochfrequenz-δ-Achsenspannung Vδh auf die δ-Achsen-Befehlsspannung Vδ* entsprechend der nachfolgenden Gleichung [eq12] an:

  
• Das Anwenden der Hochfrequenz-δ-Achsen-Spannung Vδh auf die δ-Achsen-Befehlsspannung Vδ* ermöglicht, dass der Hochfrequenzfeldstrom Ifh durch die Feldwicklung 12 fließt; der Hochfrequenzfeldstrom Ifh wird durch die nachfolgende Gleichung [eq13] ausgedrückt:

  
• Die Gleichung [eq13] zeigt, dass die Amplitude des Hochfrequenzfeldstroms Ifh die Kosinusfunktion, d.h. sin(∆θ) mit der Winkeldifferenz ∆θ zwischen der γ-Achse und der d-Achse als deren unabhängige Variable aufweist. Dies ermöglicht, dass die Amplitude des Hochfrequenzfeldstroms Ifh minimiert wird, wenn die Winkeldifferenz ∆θ Null wird, so dass sin(∆θ) gleich Null ist.
• 10A und 10B veranschaulichen, dass die Amplitude des Hochfrequenzfeldstroms Ifh minimiert wird, wenn die Winkeldifferenz ∆θ Null wird. Insbesondere veranschaulicht 10A, wie jeder der γ- und δ-Achsen-Ströme Iγr und Iδr sich im Verlaufe der Zeit ändern, und 10B veranschaulicht, wie die Winkeldifferenz δθ und der Hochfrequenzfeldstrom Ifh sich jeweils im Verlaufe der Zeit ändern. 10B zeigt, dass die Amplitude des Feldstroms Ifr mit dem Hochfrequenzfeldstrom Ifh als eine Funktion von sin(∆θ) variiert wird.
• Die Magnetpolpositionsschätzeinrichtung 46 gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel ist konfiguriert, die Magnetpolposition θγ des Rotors 11 entsprechend der Gleichung [eq13] zu schätzen, die wiedergibt, dass die Amplitude des Hochfrequenzfeldstroms Ifh zu minimieren ist, falls die Winkeldifferenz ∆θ Null wird.
• Insbesondere berechnet die Winkeldifferenzberechnungseinrichtung 46a die Winkeldifferenz ∆θ entsprechend den nachfolgenden Gleichungen [eq14a] und [eq14b] und dem durch die erste Hochfrequenzkomponenten-Extraktionseinrichtung 44 extrahierten Hochfrequenzfeldstrom Ifh; ein Umordnen der Gleichung [eq13] ergibt die nachfolgenden Gleichungen [eq14a] und [eq14b]:

  
• Wie gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel schätzt die Winkeldifferenzkorrektureinrichtung 46b zyklisch einen Wert der Magnetpolposition θγ des Rotors 11 entsprechend einem Wert der Winkeldifferenz ∆θ, der zyklisch durch die Winkeldifferenzberechnungseinrichtung 46a berechnet wird.
• Die vorstehend beschriebene Steuerungsvorrichtung 40c gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel schätzt die Magnetpolposition θγ, deren Wert im Wesentlichen mit der tatsächlichen Drehposition θ der d-Achse des Rotors 11 übereinstimmt, d.h. dieser nachfolgt, entsprechend dem Hochfrequenzfeldstrom Ifh. Dementsprechend erzielt die Steuerungsvorrichtung 40c dieselben vorteilhaften Wirkungen wie die Steuerungsvorrichtung 40.
• FÜNFTES AUSFÜHRUNGSBEISPIEL
• Nachfolgend ist eine Steuerungsvorrichtung zum Schätzen der Magnetpolposition θγ des Rotors 11 gemäß dem fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung beschrieben. Die Anordnung und/oder Funktionen der Steuerungsvorrichtungen gemäß dem fünften Ausführungsbeispiel unterscheiden sich von der Steuerungsvorrichtung 40c gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel in den nachfolgenden Punkten. Daher sind nachstehend hauptsächlich die unterschiedlichen Punkte beschrieben.
• Die Steuerungsvorrichtung gemäß dem fünften Ausführungsbeispiel weist die Magnetpolschätzeinrichtung 46a gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel auf. Insbesondere ist die Magnetpolschätzeinrichtung 46a gemäß dem fünften Ausführungsbeispiel konfiguriert, die Magnetpolposition θγ des Rotors 11 derart zu ändern, dass die Winkeldifferenz ∆θ auf Null konvergiert, anders ausgedrückt, dass die Amplitude des Hochfrequenzfeldstroms Ifh minimiert wird.
• Das heißt, dass die Stellgrößen-Berechnungseinheit 46c eine bekannte Integralrückkopplungsoperation unter Verwendung der berechneten Winkeldifferenz ∆θ als Eingangsdaten und eines Rückkopplungsverstärkungsterms Ki eines Regelungsalgorithmus durchführt. Die Rückkopplungsoperation berechnet einen Wert der Magnetpolposition θγ des Rotors 11 derart, dass die berechnete Winkeldifferenz ∆θ auf Null konvergiert, was die Amplitude des Hochfrequenzfeldstroms Ifh minimiert.
• Wie die Steuerungsvorrichtung 40c schätzt die vorstehend beschriebene Steuerungsvorrichtung gemäß dem fünften Ausführungsbeispiel die Magnetpolposition θγ, deren Wert im Wesentlichen mit der tatsächlichen Drehposition θ der d-Achse des Rotors 11 übereinstimmt, d.h. dieser nachfolgt, entsprechend dem Hochfrequenzfeldstrom Ifh. Dementsprechend erzielt die Steuerungsvorrichtung dieselben vorteilhaften Wirkungen wie die Steuerungsvorrichtung 40c.
• SECHSTES AUSFÜHRUNGSBEISPIEL
• Nachstehend ist eine Steuerungsvorrichtung 40d zum Schätzen der Magnetpolposition θγ des Rotors 11 gemäß dem sechsten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung beschrieben. Die Anordnung und/oder die Funktionen der Steuerungsvorrichtung 40d gemäß dem sechsten Ausführungsbeispiel unterscheiden sich von der Steuerungsvorrichtung gemäß dem fünften Ausführungsbeispiel in den nachfolgenden Punkten. Daher sind nachstehend hauptsächlich die unterschiedlichen Punkte beschrieben.
• 11 veranschaulicht schematisch ein Beispiel für die Anordnung einer Magnetpolpositionsschätzeinrichtung 46D der Steuerungsvorrichtung 40D. Funktionale Module der Magnetpolpositionsschätzeinrichtung 46D, die im Wesentlichen identisch zu den funktionalen Modulen gemäß 8 sind, weisen dieselben zugeordneten Bezugszeichen wie die Bezugszeichen der funktionalen Module gemäß 8 auf.
• Gemäß 11 weist die Magnetpolschätzeinrichtung 46D die Erfassungsschaltung 46B1 und eine Phasenregelkreis-(PLL-)Schaltung 46D1 auf. Die PLL-Schaltung 46D1 weist eine PI-Berechnungseinrichtung 46k und einen Integrierer 46l auf.
• Wie es vorstehend beschrieben worden ist, erfasst die Erfassungsschaltung 46B1 die Amplitudenkomponente ε(∆θ), die durch die nachfolgende Gleichung [eq14X] ausgedrückt ist:

  
• Die Amplitudenkomponente ε(∆θ) wird der PI-Berechnungseinrichtung 46k zugeführt.
• Die PI-Berechnungseinrichtung 46k führt eine PI-Operation unter Verwendung einer Winkelgeschwindigkeitsproportionalverstärkung Kpa, einer Winkelgeschwindigkeitsintegralverstärkung Kia und der nachfolgenden Gleichung [eq14Y] durch, wodurch ein geschätzter Wert ω_est der Winkelgeschwindigkeit ω des Rotors 11 berechnet wird: ω_est = Kpa·ε(∆θ) + Kia·ε(∆θ) / s [eq14Y]
• Das heißt, dass die PI-Berechnungseinrichtung 46k die Amplitudenkomponente ε(∆θ) mit der Winkelgeschwindigkeitsproportionalverstärkung Kpa multipliziert, um den Wert Kpa·ε(∆θ) zu erhalten, und das Produkt der Amplitudenkomponente ε(∆θ) und der Winkelgeschwindigkeitsintegralverstärkung Kiω über die Zeit integriert, um einen Wert Kia·ε(∆θ) / s zu erhalten. Dann berechnet die PI-Berechnungseinrichtung 46k die Summe des Werts Kpa·ε(∆θ) und des Werts Kia·ε(∆θ) / s , wodurch der geschätzte Wert ωest der Winkelgeschwindigkeit ω des Rotors 11 berechnet wird.
• Die Operationen der PI-Berechnungseinrichtung 46k beruhen auf der Tatsache, dass die Amplitudenkomponente ε(∆θ) proportional zu der Winkeldifferenz ∆θ ist, wenn die Winkeldifferenz ∆θ ein Wert nahe an Null ist, da die Amplitudenkomponente ε(∆θ) als eine Sinusfunktion ausgedrückt ist.
• Der Integrierer 46l integriert den geschätzten Wert ω_est der Winkelgeschwindigkeit ω des Rotors 11 über die Zeit, wodurch ein Wert der Magnetpolposition θγ des Rotors 11 derart geschätzt wird, dass die berechnete Winkeldifferenz ∆θ auf Null konvergiert, was die Amplitude des Hochfrequenzfeldstroms Ifh minimiert.
• Wie die Steuerungsvorrichtung gemäß dem fünften Ausführungsbeispiel schätzt die vorstehend erwähnte Steuerungsvorrichtung 40D gemäß dem sechsten Ausführungsbeispiel die Magnetpolposition θγ, deren Wert im Wesentlichen mit der tatsächlichen Drehposition θ der d-Achse des Rotors 11 übereinstimmt, d.h. dieser nachfolgt, entsprechend dem Hochfrequenzfeldstrom Ifh. Dementsprechend erzielt die Steuerungsvorrichtung 40D dieselben vorteilhaften Wirkungen wie die Steuerungsvorrichtung gemäß dem fünften Ausführungsbeispiel.
• SIEBTES AUSFÜHRUNGSBEISPIEL
• Nachstehend ist eine Steuerungsvorrichtung 40E zum Schätzen der Magnetpolposition θγ des Rotors 11 gemäß dem siebten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung beschrieben. Die Anordnung und/oder Funktionen der Steuerungsvorrichtung 40E gemäß dem siebten Ausführungsbeispiel unterscheiden sich von jeder der Steuerungsvorrichtungen 40 und 40C in den nachfolgenden Punkten. Daher sind nachstehend hauptsächlich die unterschiedlichen Punkte beschrieben.
• 12 veranschaulicht schematisch funktionale Module der Steuerungsvorrichtung 40E, die äquivalent zu Operationen sind, die durch die Steuerungsvorrichtung 40E auszuführen sind. Die in 12 veranschaulichten funktionalen Modulen, die im Wesentlichen identisch zu den in 2 veranschaulichten funktionalen Modulen sind, sind dieselben Bezugszeichen wie die Bezugszeichen der in 2 veranschaulichten funktionalen Modulen zugeordnet.
• Gemäß 12 weist die Steuerungsvorrichtung 40E eine Feldüberlagerungseinrichtung 54 anstelle der γ-Achsen-Überlagerungseinrichtung 50 auf.
• Die Feldüberlagerungseinrichtung 54, die beispielsweise als eine Spannungsanlegeeinrichtung oder eine Spannungsanlegeeinheit dient, erzeugt eine Hochfrequenzfeldspannung Vfh mit beispielsweise einer sinusförmigen Wellenform, und überlagert die Hochfrequenzfeldspannung Vfh auf die aus der Feldstromsteuerungseinrichtung 42 ausgegebenen Feldbefehlsspannung Vf, wodurch eine kombinierte Feldbefehlsspannung (Vf + Vfh) erzeugt wird. Dann gibt die Feldüberlagerungseinrichtung 54 die kombinierte Feldbefehlsspannung (Vf + Vfh) zu der Feldstelleinrichtung 43 aus.
• Die Feldstelleinrichtung 43 führt die PWM-Aufgabe durch, die die kombinierte Feldbefehlsspannung (Vf + Vfh) mit dem zyklischen Trägersignal tc vergleicht.
• Dann erzeugt die PWM-Aufgabe entsprechend den Vergleichsergebnissen das Feldantriebssignal gf. Die Feldstelleinrichtung 43 gibt das Feldantriebssignal gf zu dem Schaltelement der Felderzeugungseinrichtung 100 aus, um dadurch Ein-Aus-Operationen des Schaltelements entsprechend dem steuerbaren Tastgrad des Feldantriebssignals gf zu steuern. Dies bewirkt, dass der Feldstrom Ifr, d.h. der Feldgleichstrom Ifdc, dem Sollstrom If* nachfolgt.
• Insbesondere wendet die Feldüberlagerungseinrichtung 54 die sinusförmige Hochfrequenzfeldspannung Vfh auf die Feldbefehlsspannung Vf entsprechend der nachfolgenden Gleichung [eq15] an:

  
• Das Anwenden der Hochfrequenzfeldspannung Vfh auf die Feldbefehlsspannung Vf ermöglicht, dass ein Hochfrequenz-γ-Achsen-Strom Iγh in der γ-Achse fließt und ein Hochfrequenz-δ-Achsen-Strom Iδh in der δ-Achse fließt. Der Hochfrequenz-γ-Achsen-Strom Iγh und der Hochfrequenz-γ-Achsen-Strom Iγh werden jeweils durch die nachfolgenden Gleichungen [eq16] und [eq17] ausgedrückt:

  
• 13A und 13B, die jeweils den 5A und 5B entsprechen, veranschaulichen, dass die Amplitude des Hochfrequenz-γ-Achsen-Stroms Iγh maximiert ist, wenn die Winkeldifferenz ∆θ Null wird, und dass die Amplitude des Hochfrequenz-δ-Achsen-Stroms Iδh minimiert wird, wenn die Winkeldifferenz ∆θ Null wird.
• Eine Magnetpolpositionsschätzeinrichtung 46E gemäß dem siebten Ausführungsbeispiel ist unter Bezugnahme auf 14 konfiguriert, die Magnetpolposition θγ des Rotors 11 entsprechend dem Hochfrequenz-γ-Achsen-Strom Iγh, der durch die Gleichung [eq16] ausgedrückt wird, oder dem Hochfrequenz-γ-Achsen-Strom Iγh, der durch die Gleichung [eq17] ausgedrückt wird, zu schätzen.
• Gemäß 14 weist die Magnetpolpositionsschätzeinrichtung 46E eine Winkeldifferenzberechnungseinrichtung 46m und die Winkeldifferenzkorrektureinrichtung 46b auf, die gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel beschrieben worden ist.
• Bei Verwendung des durch die Gleichung [eq16] ausgedrückten Hochfrequenz-γ-Achsen-Stroms Iγh berechnet die Winkeldifferenzberechnungseinrichtung 46m die Winkeldifferenz ∆θ entsprechend den nachfolgenden Gleichungen [eq18a] und [eq18b] und des durch die zweite Hochfrequenzkomponenten-Extraktionseinrichtung 47 extrahierten Hochfrequenz-γ-Achsen-Stroms Iγh; ein Umordnen der Gleichung [eq16] ergibt die nachfolgenden Gleichungen [eq18a] und [eq18b]:

  
• Danach berechnet, wenn der durch die Gleichung [eq17] ausgedrückte Hochfrequenz-δ-Achsen-Strom Iδh verwendet wird, die Winkeldifferenzberechnungseinrichtung 46m die Winkeldifferenz ∆θ entsprechend den nachfolgenden Gleichungen [eq19a] und [eq19b] und den durch die zweite Hochfrequenzkomponenten-Extraktionseinrichtung 47 extrahierten Hochfrequenz-δ-Achsen-Strom Iδh; ein Umordnen der Gleichung [eq17] ergibt die nachfolgenden Gleichungen [eq19a] und [eq19b]:

  
• Wie gemäß jedem der ersten und vierten Ausführungsbeispiele schätzt die Winkeldifferenzkorrektureinrichtung 46b zyklisch einen Wert der Magnetpolposition θγ des Rotors 11 entsprechend einem Wert der Winkeldifferenz ∆θ, die zyklisch durch die Winkeldifferenzberechnungseinrichtung 46m berechnet wird.
• Die vorstehend beschriebene Steuerungsvorrichtung 40E gemäß dem siebten Ausführungsbeispiel schätzt die Magnetpolposition θγ, deren Wert im Wesentlichen mit der tatsächlichen Drehposition θ der d-Achse des Rotors 11 übereinstimmt, d.h. dieser nachfolgt, entsprechend dem Hochfrequenz-γ- oder δ-Achsen-Strom Iγh oder Iδh. Dementsprechend erzielt die Steuerungsvorrichtung 40E dieselben vorteilhaften Wirkungen wie jede der Steuerungsvorrichtungen 40 und 40C.
• Zusätzlich weist die Steuerungsvorrichtung 40E die zweite Hochfrequenzkomponenten-Extraktionseinrichtung 47 zum Extrahieren des Hochfrequenz-γ- oder δ-Achsen-Stroms Iγh oder Iδh aus dem γ- oder δ-Achsen-Strom Iγ oder Iθ auf. Dies ermöglicht ein Schätzen der Magnetpolposition θγ, deren Wert im Wesentlichen der tatsächlichen Drehposition θ der d-Achse des Rotors 11 nachfolgt, selbst wenn der Motor 10 in Betrieb ist.
• ACHTES AUSFÜHRUNGSBEISPIEL
• Nachstehend ist eine Steuerungsvorrichtung 40F zum Schätzen der Magnetpolposition θγ des Rotors 11 gemäß dem achten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung beschrieben. Die Anordnung und/oder Funktionen der Steuerungsvorrichtung 40F gemäß dem achten Ausführungsbeispiel unterscheiden sich von der Steuerungsvorrichtung 40E in den nachfolgenden Punkten. Daher sind nachfolgend hauptsächlich die unterschiedlichen Punkte beschrieben.
• 15 veranschaulicht schematisch ein Beispiel für die Anordnung einer Magnetpolpositionsschätzeinrichtung 46F der Steuerungsvorrichtung 40F. Die Magnetpolschätzeinrichtung 46F gemäß dem achten Ausführungsbeispiel ist konfiguriert, die Magnetpolposition θγ des Rotors 11 derart zu ändern, dass die Winkeldifferenz ∆θ auf Null konvergiert, anders ausgedrückt, die Amplitude des Hochfrequenz-γ-Achsen-Stroms Iγh, der in der γ-Achse auf der Grundlage des Anlegens des Hochfrequenz-Feldstroms Ifh fließt, maximiert wird. Die Magnetpolschätzeinrichtung 46F gemäß dem achten Ausführungsbeispiel ist konfiguriert, die Magnetpolposition θγ des Rotors 11 derart zu ändern, dass die Winkeldifferenz ∆θ auf Null konvergiert, anders ausgedrückt, die Amplitude des Hochfrequenz-δ-Achsen-Stroms Iδh, der in der δ-Achse auf der Grundlage des Anlegens des Hochfrequenzfeldstroms Ifh fließt, minimiert wird.
• Gemäß 15 weist die Magnetpolschätzeinrichtung 46F die Winkeldifferenzberechnungseinrichtung 46m und die Stellgrößen-Berechnungseinheit 46c auf, die vorstehend beschrieben worden sind.
• Insbesondere führt bei Verwendung des Hochfrequenz-γ-Achsen-Stroms Iγh die Stellgrößen-Berechnungseinheit 46c eine bekannte Integralrückkopplungsoperation unter Verwendung der berechneten Winkeldifferenz ∆θ als Eingangsdaten und eines Rückkopplungsverstärkungsterms Ki eines Regelungsalgorithmus durch. Die Rückkopplungsoperation berechnet einen Wert der Magnetpolposition θγ des Rotors 11 derart, dass die berechnete Winkeldifferenz ∆θ auf Null konvergiert, was die Amplitude des Hochfrequenz-γ-Achsen-Stroms Iγh maximiert.
• Zusätzlich führt bei Verwendung des Hochfrequenz-δ-Achsen-Stroms Iδh die Stellgrößen-Berechnungseinheit 46c eine bekannte Integralrückkopplungsoperation unter Verwendung der verwendeten Winkeldifferenz ∆θ als Eingangsdaten und eines Rückkopplungsverstärkungsterms Ki eines Regelungsalgorithmus durch. Die Rückkopplungsoperation berechnet einen Wert der Magnetpolposition θγ des Rotors 11 derart, dass die berechnete Winkeldifferenz ∆θ auf Null konvergiert, was die Amplitude des Hochfrequenz-δ-Achsen-Stroms Iδh minimiert.
• Wie die Steuerungsvorrichtung 40E schätzt die vorstehend beschriebene Steuerungsvorrichtung 40F gemäß dem achten Ausführungsbeispiel die Magnetpolposition θγ, deren Wert im Wesentlichen mit der tatsächlichen Drehposition θ der d-Achse des Rotors 11 entspricht, d.h. dieser nachfolgt, entsprechend dem Hochfrequenz-γ- oder -δ-Achsen-Strom Iγh oder Iδh. Dementsprechend erzielt die Steuerungsvorrichtung 40F dieselben vorteilhaften Wirkungen wie die Steuerungsvorrichtung 40E.
• NEUNTES AUSFÜHRUNGSBEISPIEL
• Nachstehend ist eine Steuerungsvorrichtung 40G zum Schätzen der Magnetpolposition θγ des Rotors 11 gemäß dem neunten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung beschrieben. Die Anordnung und/oder Funktionen der Steuerungsvorrichtung 40G gemäß dem neunten Ausführungsbeispiel unterscheiden sich von der Steuerungsvorrichtung 40E in den nachfolgenden Punkten. Daher sind nachstehend hauptsächlich die unterschiedlichen Punkte beschrieben.
• Gemäß 16 weist eine Magnetpolpositionsschätzeinrichtung 46G eine Winkeldifferenzberechnungseinrichtung 46n und die Winkeldifferenzkorrektureinrichtung 46b auf, die gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel beschrieben worden sind.
• Die Winkeldifferenzberechnungseinrichtung 46n berechnet die Winkeldifferenz ∆θ auf der Grundlage von sowohl dem durch die Gleichung [eq16] ausgedrückten Hochfrequenz-γ-Achsen-Strom Iγh als auch dem durch die Gleichung [eq17] ausgedrückten Hochfrequenz-γ-Achsen-Strom Iγh.
• Insbesondere berechnet die Winkeldifferenzberechnungseinrichtung 46n auf der Grundlage der Hochfrequenz-γ- und -δ-Achsen-Ströme Iγh und Iδh, die durch die zweite Hochfrequenzkomponenten-Extraktionseinrichtung 47 extrahiert werden, die Winkeldifferenz ∆θ entsprechend der nachfolgenden Gleichung [eq20]: ∆θ = tan^–1(– Iδh / Iγh) [eq20]
• Es sei bemerkt, dass die Winkeldifferenzberechnungseinrichtung 46n die Winkeldifferenz ∆θ mit dem Bereich von ausschließlich – π / 2 bis ausschließlich π / 2 berech net.
• Wie die Steuerungsvorrichtung 40E schätzt die vorstehend beschriebene Steuerungsvorrichtung 40G gemäß dem neunten Ausführungsbeispiel die Magnetpolposition θγ, deren Wert im Wesentlichen mit der tatsächlichen Drehposition θ der d-Achse des Rotors 11 übereinstimmt, d.h. dieser nachfolgt, entsprechend beiden der Hochfrequenz-γ- und δ-Achsen-Ströme Iγh und Iδh. Dementsprechend erzielt die Steuerungsvorrichtung 40F dieselben vorteilhaften Wirkungen wie die Steuerungsvorrichtung 40E.
• ZEHNTES AUSFÜHRUNGSBEISPIEL
• Nachstehend ist eine Steuerungsvorrichtung zum Schätzen der Magnetpolposition θγ des Rotors 11 gemäß dem zehnten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung beschrieben. Die Anordnung und/oder Funktionen der Steuerungsvorrichtung gemäß dem zehnten Ausführungsbeispiel unterscheiden sich von jedem der Steuerungsvorrichtungen 40, 40C und 40E in den nachfolgenden Punkten. Daher sind nachstehend hauptsächlich die unterschiedlichen Punkte beschrieben.
• Die Steuerungsvorrichtung gemäß dem zehnten Ausführungsbeispiel weist keine Überlagerungseinrichtungen 50, 53 und 54 auf, die jeweils in den 2, 9 und 12 veranschaulicht sind. Insbesondere führt die Feldstelleinrichtung 43 der Steuerungsvorrichtung gemäß dem zehnten Ausführungsbeispiel die PWM-Aufgabe durch, die die Feldbefehlsspannung Vf mit dem zyklischen Trägersignal tc in der Amplitude vergleicht.
• Dann erzeugt die PWM-Aufgabe entsprechend den Vergleichsergebnissen das Feldantriebssignal gf für jeden Schaltzyklus, der mit dem Zyklus des Trägers tc übereinstimmt. Die Feldstelleinrichtung 43 gibt das Feldantriebssignal gf zu dem Schaltelement der Felderzeugungseinrichtung 100 aus, um dadurch Ein-Aus-Operationen des Schaltelements 100b entsprechend dem steuerbaren Tastgrad des Feldantriebssignals gf zu steuern. Dies bewirkt, dass die Hochfrequenzfeldspannung Vfh auf den Feldstrom Ifr, d.h. den Feldgleichstrom Ifdc, überlagert wird. Dies bewirkt, dass der Hochfrequenzfeldstrom Ifh auf den Feldstrom Ifr, d.h. den Feldgleichstrom Ifdc überlagert wird (siehe 17A). Das heißt, dass die Feldstelleinrichtung 43 beispielsweise als eine Spannungsanlegeeinrichtung zum Anlegen bzw. Anwenden der Hochfrequenzfeldspannung Vfh auf den Feldstrom If dient.
• Der durch die Feldwicklung 12 fließende Hochfrequenzstrom Ifh bewirkt, dass der Hochfrequenz-γ-Achsen-Strom Iγh in der γ-Achse fließt und der Hochfrequenz-δ-Achsen-Strom Iδh in der δ-Achse fließt.
• Somit ermöglicht die Magnetpolpositionsschätzeinrichtung 46 gemäß dem zehnten Ausführungsbeispiel ein Schätzen der Magnetpolposition θγ, deren Wert im Wesentlichen mit der tatsächlichen Drehposition θ der d-Achse des Rotors 11 übereinstimmt, d.h. dieser nachfolgt, entsprechend dem Hochfrequenz-γ-Achsen-Strom Iγh und/oder dem Hochfrequenz-δ-Achsen-Strom Iδh unter Verwendung von einem der Schätzverfahren, die in den siebten bis neunten Ausführungsbeispielen beschrieben worden sind.
• ELFTES AUSFÜHRUNGSBEISPIEL
• Nachstehend ist eine Steuerungsvorrichtung 40H zum Schätzen der Magnetpolposition θγ des Rotors 11 gemäß dem elften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung beschrieben. Die Anordnung und/oder Funktionen der Steuerungsvorrichtung gemäß dem elften Ausführungsbeispiel unterscheiden sich von jeder der Steuerungsvorrichtungen gemäß den vorstehend beschriebenen ersten bis zehnten Ausführungsbeispielen in den nachfolgenden Punkten. Daher sind nachstehend hauptsächlich die unteren Punkte beschrieben.
• Eine Magnetpolpositionsschätzeinrichtung 46H der Steuerungsvorrichtung 40H gemäß dem elften Ausführungsbeispiel ist konfiguriert, zu bestimmen, ob die Winkeldifferenz ∆θ sich in einem von ersten bis vierten Winkelregionen in einer elektrischen Winkelperiode, d.h. 2π, des Rotors 11 befindet; wobei eine elektrische Winkelperiode gleichmäßig in die ersten bis vierten Winkelregionen unterteilt ist. Dann korrigiert die Magnetpolpositionsschätzeinrichtung 46H die geschätzte Winkeldifferenz ∆θ entsprechend den Bestimmungsergebnissen.
• Gemäß 18 weist die Magnetpolpositionsschätzeinrichtung 46H eine Regionsbestimmungseinrichtung 46p und eine Korrektureinrichtung 46q auf. Die Magnetpolpositionsschätzeinrichtung 46H kann einen Wert der Magnetpolposition θγ des Rotors 11 gemäß einem der vorstehend beschriebenen ersten bis zehnten Ausführungsbeispielen schätzen.
• Die Regionsbestimmungseinrichtung 46p bestimmt, in welcher der ersten bis vierten Winkelregionen sich die tatsächliche Winkeldifferenz ∆θ befindet, entsprechend der Polarität der momentanen Änderung von jedem des γ-Achsen-Stroms Iγr, des δ-Achsen-Stroms Iδr und des Feldstroms Ifr. Die erste Winkelregion ist als 0 ≤ θ < π/2 definiert, die zweite Winkelregion ist als π/2 ≤ θ < π definiert, die dritte Winkelregion ist als π ≤ θ < 3π/2 definiert, und die vierte Winkelregion ist als 3π/2 ≤ θ < 2π, d.h. Null definiert. Die momentane Änderung des γ-AchsenStroms Iγr ist als s·Iγr ausgedrückt, anders ausgedrückt als dIγr / dt , und die momentane Änderung des δ-Achsen-Stroms Iδr ist als s·Iδr ausgedrückt, anders ausgedrückt dIδr / dt . Zusätzlich ist die momentane Änderung des Feldstroms Ifr als s·Ifr ausgedrückt, anders ausgedrückt dIfr / dt .
• Dies beruht auf der Tatsache, dass die Polaritäten der momentanen Änderungen dIγr / dt , dIδr / dt und dIfr / dt , ein eindeutige Korrelationen in Bezug auf jede der ersten bis vierten Winkelregionen aufweisen (siehe 19).
• 18 veranschaulicht schematisch Informationen T, die beispielsweise ein Tabellenformat aufweisen. Die Informationen T weisen eine Beziehung zwischen jeder der ersten bis vierten Winkelregionen und den Polaritäten der momentanen Änderungen s·Iγr des γ-Achsen-Stroms Iγr, der momentanen Änderung s·Iδr des δ-Achsen-Stroms Iδ und der momentanen Änderung s·Ifr des Feldstroms Ifr auf.
• Insbesondere wird, wenn die Polarität der momentanen Änderung s·Iγr des γ-Achsen-Stroms Iγr sich von der Polarität der momentanen Änderung s·Ifr des Feldstroms Ifr unterscheidet, dies als ein Binär-Bit 1 in den Informationen 1 repräsentiert. Gleichermaßen wird, wenn die Polarität der momentanen Änderung s·Iδr des δ-Achsen-Stroms Iδr sich von der Polarität der momentanen Änderung s·Ifr des Feldstroms Ifr unterscheidet, dies als ein Binär-Bit 1 in den Informationen t repräsentiert.
• Wenn demgegenüber die Polarität der momentanen Änderung s·Iγr des γ-Achsen-Stroms Iγr gleich wie die Polarität der momentanen Änderung s·Ifr des Feldstroms Ifr ist, dies als ein Binär-Bit 0 in den Informationen T repräsentiert. Gleichermaßen wird, wenn die Polarität der momentanen Änderung s·Iδr des δ-Achsen-Stroms Iδr gleich wie die Polarität der momentanen Änderung s·Ifr des Feldstroms Ifr ist, dies als ein Binär-Bit 0 in den Informationen T repräsentiert.
• Wenn beispielsweise die Polarität von jeder der momentanen Änderungen s·Iγr und s·Ifr gleich wie die Polarität der momentanen Änderung s·Ifr des Feldstroms Ifr ist, was in den Informationen T als das Binär-Bit 0 repräsentiert wird, bestimmt die Regionsbestimmungseinrichtung 46p, dass die tatsächliche Winkeldifferenz ∆θ sich innerhalb der zweiten Winkelregion (π/2 ≤ θ < π) befindet.
• Die nachfolgenden Gleichungen [eq21], [eq22] und [eq23] ermöglichen ein Herleiten der Beziehungen zwischen den Polaritäten der momentanen Änderungen s∙Iγr des γ-Achsen-Stroms Iγr, der momentanen Änderung s·Iδr des δ-Achsen-Stroms Iδr und der momentanen Änderung s·Ifr des Feldstroms Ifr, wenn die angelegte Hochfrequenzspannung als Vh repräsentiert ist:

  

  
• Wie es vorstehend beschrieben worden ist, ermöglicht die Berechnung des zeitlichen Differenzials dIγr / dt des γ-Achsen-Stroms Iγr. Das zeitliche Differenzial dIδr / dt des δ-Achsen-Stroms Iδr, und das zeitliche Differenzial dIfr / dt des Feldstroms Ifh, dass die Polaritäten jeweils des γ-Achsen-Stroms Iγr, des δ-Achsen-Stroms Iδr und des Feldstroms Ifr erhalten werden.
• Die Korrektureinrichtung 46q korrigiert die durch die Magnetpolpositionsschätzeinrichtung 46H geschätzte Winkeldifferenz ∆θ entsprechend den Bestimmungsergebnissen der Regionsbestimmungseinrichtung 46p.
• Das heißt, dass die Magnetpolpositionsschätzeinrichtung 46H die Winkeldifferenz ∆θ innerhalb des Winkelbereichs schätzt, der als 0 ≤ θ < π/2 definiert ist. Zu dieser Zeit wird beispielsweise die Gleichung sin(∆θ) = Null erfüllt, wenn die Winkeldifferenz ∆θ Null oder π aufweist. Das heißt, wenn die Winkeldifferenz ∆θ π aufweist, so dass die Gleichung sin(∆θ) = Null ist, der geschätzte Wert der Magnetpolposition θγ des Rotors 11 von Null abweichen kann.
• Im Hinblick auf diese Umstände reduziert die Korrektureinrichtung 46q den elektrischen Winkel π von dem geschätzten Wert der Magnetpolposition θγ des Rotors 11, wenn die Regionsbestimmungseinrichtung 46p bestimmt, dass die tatsächliche Winkeldifferenz ∆θ sich innerhalb der zweiten Winkelregion π/2 ≤ θ < π oder der dritten Winkelregion π ≤ θ < 3π/2 befindet. Dies berechnet eine korrigierte Magnetpolposition θγa des Rotors 11.
• Zusätzlich berechnet die Korrektureinrichtung 46q den geschätzten Wert der Magnetpolposition θγ des Rotors 11 als die korrigierte Magnetpolposition θγa des Rotors 11, wenn die Regionsbestimmungseinrichtung 46p bestimmt, dass die tatsächliche Winkeldifferenz ∆θ sich innerhalb der ersten Winkelregion 0 ≤ θ < π/2 oder der vierten Winkelregion 3π/2 ≤ θ < 2π befindet. Die korrigierte Magnetpolposition θγa des Rotors 11 wird zu jedem des Zwei-Phasen-Wandlers 45 und des Drei-Phasen-Wandlers 51 gesendet, um als die Magnetpolposition θγ des Rotors 11 verwendet zu werden.
• Die Steuerungsvorrichtung 40H gemäß dem elften Ausführungsbeispiel schätzt die Magnetpolposition θγ, deren Wert im Wesentlichen mit der tatsächlichen Drehposition θ der d-Achse des Rotors 11 übereinstimmt, d.h. dieser nachfolgt. Dementsprechend erzielt die Steuerungsvorrichtung 40H dieselben vorteilhaften Wirkungen wie die Steuerungsvorrichtung 40.
• Zusätzlich verhindert die Steuerungsvorrichtung 40H gemäß dem elften Ausführungsbeispiel, dass die korrigierte Magnetpolposition θγa des Rotors 11 von Null abweicht, selbst wenn die tatsächliche Winkeldifferenz ∆θ sich innerhalb der zweiten Winkelregion π/2 ≤ θ < π oder der dritten Winkelregion π ≤ θ < 3π/2 befindet. Dies verbessert daher die Genauigkeit des Schätzens der Magnetpolposition des Rotors 11.
• Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiele begrenzt, und kann breit innerhalb des Umfangs der vorliegenden Offenbarung modifiziert werden.
• Die Erfassungsschaltung 46B1 jeder der Magnetpolschätzeinrichtungen 46B und 46D ist derart konfiguriert, dass der Hochfrequenzfeldstrom Ifh dieser zugeführt wird, und die Erfassungsschaltung 46B1 den darin eingegebenen Hochfrequenzfeldstrom Ifh verwendet. Die Erfassungsschaltung 46B1 jeder der Magnetpolschätzeinrichtungen 46B und 46D kann jedoch derart konfiguriert werden, dass der Hochfrequenz-γ-Achsen-Strom Iγr oder der Hochfrequenz-δ-Achsen-Strom Iδr dieser zugeführt wird und die Erfassungsschaltung 46B1 den Hochfrequenz-γ-Achsenstom Iγr oder den Hochfrequenz-δ-Achsen-Strom Iδr verwendet, der dieser zugeführt wird.
• Die Steuerungsvorrichtung 40H gemäß dem elften Ausführungsbeispiel führt die Bestimmungsaufgabe und die Korrekturaufgabe durch, wenn die Hochfrequenz-γ-Achsen-Spannung Vγh auf die γ-Achsen-Befehlsspannung Vγ* überlagert wird, jedoch ist die vorliegende Offenbarung nicht darauf begrenzt. Insbesondere kann die Steuerungsvorrichtung 40H gemäß dem elften Ausführungsbeispiel die Bestimmungsaufgabe und die Korrekturaufgabe durchführen, wenn die Hochfrequenz-δ-Achsen-Spannung Vδh auf die δ-Achsen-Befehlsspannung Vδ* überlagert wird oder die Hochfrequenzfeldspannung Vfh auf die Feldbefehlsspannung Vf überlagert wird, die aus der Feldstromsteuerungseinrichtung 42 ausgegeben wird.
• Jede der Steuerungsvorrichtungen gemäß dem ersten bis elften Ausführungsbeispiel wendet eine sinusförmige Hochfrequenzspannung auf die γ-Achsen-Befehlsspannung Vγ*, die δ-Achsen-Befehlsspannung Vδ* oder die Feldbefehlsspannung Vf an, jedoch ist die vorliegende Offenbarung nicht darauf begrenzt. Insbesondere können jede der Steuerungsvorrichtungen gemäß dem ersten bis elften Ausführungsbeispiel eine zyklische Hochfrequenzspannung wie eine gepulste Hochfrequenzspannung auf die γ-Achsen-Befehlsspannung Vγ*, die δ-Achsen-Befehlsspannung Vδ* oder die Feldbefehlsspannung Vf anwenden.
• Jedes der vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiele der vorliegenden Offenbarung verwendet einen Vollpol-Motor als eine rotierende elektrische Maschine, kann jedoch einen Schenkelpol-Motor verwenden. Jedes der vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiele der vorliegenden Offenbarung kann eine rotierende elektrische Maschine verwenden, die betreibbar ist, Drehmoment zu erzeugen, elektrische Leistung zu erzeugen, oder sowohl ein Antriebsdrehmoment als auch elektrische Leistung zu erzeugen.
• Obwohl veranschaulichende Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung hier beschrieben worden sind, ist die vorliegende Offenbarung nicht auf die darin beschriebenen Ausführungsbeispiele begrenzt, sondern umfasst jegliche und alle Ausführungsbeispiele mit Modifikationen, Weglassungen, Kombinationen (beispielsweise Aspekte über verschiedene Ausführungsbeispiele hinweg), Adaptionen und/oder Änderungen, wie durch den Fachmann auf der Grundlage der vorliegenden Offenbarung anerkannt wird. Die Begrenzungen in den Patentansprüchen sind breit auf der Grundlage des in den Patentansprüchen angewendeten Wortlauts zu interpretieren und nicht auf Beispiele begrenzt, die in der vorliegenden Spezifikation oder während der Verfolgung der Anmeldung beschrieben sind, wobei diese Beispiele als nicht ausschließend zu betrachten sind.
• In einem Gerät zur Steuerung einer rotierenden elektrischen Maschine legt eine Spannungsanlegeeinrichtung eine Hochfrequenzspannung an die Feldwicklung oder die Ankerwicklung an. Eine der Feldwicklung und der Ankerwicklung ist als eine Eingangswicklung definiert, und die andere davon ist als eine Ausgangswicklung definiert. Eine Stromerfassungseinrichtung erfasst einen Hochfrequenzstrom, der durch die Ausgangswicklung auf der Grundlage der angelegten Hochfrequenzspannung fließt. Der Hochfrequenzstrom enthält Informationen, die mit der Drehposition eines Sollmagnetpols des Rotors als einen vorbestimmten der Magnetpole verknüpft sind. Eine Schätzeinrichtung schätzt die Drehposition des Sollmagnetpols des Rotors entsprechend dem durch die Stromerfassungseinrichtung erfassten Hochfrequenzstrom.
• ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
• Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
• Zitierte Patentliteratur
• JP 2014-214865 [0001]
• JP 3312472 [0003]

Claims (14)

1. Gerät zur Steuerung einer rotierenden elektrischen Maschine mit einem Rotor, der eine Feldwicklung zur Erzeugung von zumindest einem Paar von Magnetpolen aufweist, und einem Stator mit einer Ankerwicklung, wobei die Feldwicklung und die Ankerwicklung bei Speisung magnetisch miteinander gekoppelt sind, wobei das Gerät aufweist: eine Spannungsanlegeeinrichtung, die eine Hochfrequenzspannung an eine der Feldwicklung und der Ankerwicklung anlegt, wobei eine der Feldwicklung und der Ankerwicklung als eine Eingangswicklung definiert ist, und die andere davon als eine Ausgangswicklung definiert ist, eine Stromerfassungseinrichtung, die einen Hochfrequenzstrom erfasst, der durch die Ausgangswicklung auf der Grundlage der angelegten Hochfrequenzspannung fließt, wobei der darin enthaltene Hochfrequenzstrom Informationen aufweist, die mit der Drehposition eines Sollmagnetpols des Rotors als einen vorbestimmten der Magnetpole verknüpft sind, und eine Schätzeinrichtung, die die Drehposition des Sollmagnetpols des Rotors entsprechend dem durch die Stromerfassungseinrichtung erfassten Hochfrequenzstrom schätzt.
2. Gerät nach Anspruch 1, wobei die Ankerwicklung als die Eingangswicklung definiert ist und die Feldwicklung als die Ausgangswicklung definiert ist.
3. Gerät nach Anspruch 2, wobei das Gerät eine Sollrichtung des Sollmagnetpols, eine geschätzte erste Richtung für die Sollrichtung des Sollmagnetpols und eine geschätzte zweite Richtung aufweist, die elektromagnetisch senkrecht zu der geschätzten ersten Richtung ist, die Spannungsanlegeeinrichtung die Hochfrequenzspannung an die Ankerwicklung als eine Komponente in der geschätzten ersten Richtung anlegt, und die Schätzeinrichtung die geschätzte erste Richtung für die Sollrichtung des Sollmagnetpols derart schätzt, dass eine Amplitude des durch die Stromerfassungseinrichtung erfassten Hochfrequenzstroms maximiert wird, wodurch die justierte geschätzte erste Richtung als die Drehposition des Sollmagnetpols geschätzt wird.
4. Gerät nach Anspruch 2, wobei das Gerät eine Sollrichtung des Sollmagnetpols, eine geschätzte erste Richtung für die Sollrichtung des Sollmagnetpols und eine geschätzte zweite Richtung aufweist, die elektromagnetisch senkrecht zu der geschätzten ersten Richtung ist, die Spannungsanlegeeinrichtung die Hochfrequenzspannung an die Ankerwicklung als eine Komponente in der geschätzten ersten Richtung anlegt, und die Schätzeinrichtung weiterhin aufweist: eine Winkeldifferenzberechnungseinrichtung, die eine Winkeldifferenz zwischen der Sollrichtung des Sollmagnetpols und der geschätzten ersten Richtung entsprechend einer Gleichung berechnet, die repräsentiert, dass die Amplitude des durch die Stromerfassungseinrichtung erfassten Hochfrequenzstroms maximiert wird, wenn die Winkeldifferenz Null ist, wobei die Schätzeinrichtung konfiguriert ist, die geschätzte erste Richtung entsprechend der Winkeldifferenz zu korrigieren, wodurch die Drehposition des Sollmagnetpols geschätzt wird.
5. Gerät nach Anspruch 2, wobei das Gerät eine Sollrichtung des Sollmagnetpols, eine geschätzte erste Richtung für die Sollrichtung des Sollmagnetpols und eine geschätzte zweite Richtung aufweist, die elektromagnetisch senkrecht zu der geschätzten ersten Richtung ist, die Spannungsanlegeeinrichtung die Hochfrequenzspannung an die Ankerwicklung als eine Komponente in der geschätzten ersten Richtung anlegt, und die Schätzeinrichtung die geschätzte zweite Richtung für die Sollrichtung des Sollmagnetpols derart schätzt, dass eine Amplitude des durch die Stromerfassungseinrichtung erfassten Hochfrequenzstroms minimiert wird, wodurch die justierte geschätzte zweite Richtung als die Drehposition des Sollmagnetpols geschätzt wird.
6. Gerät nach Anspruch 2, wobei das Gerät eine Sollrichtung des Sollmagnetpols, eine geschätzte erste Richtung für die Sollrichtung des Sollmagnetpols und eine geschätzte zweite Richtung aufweist, die elektromagnetisch senkrecht zu der geschätzten ersten Richtung ist, die Spannungsanlegeeinrichtung die Hochfrequenzspannung an die Ankerwicklung als eine Komponente in der geschätzten ersten Richtung anlegt, und die Schätzeinrichtung weiterhin aufweist: eine Winkeldifferenzberechnungseinrichtung, die eine Winkeldifferenz zwischen der Sollrichtung des Sollmagnetpols und der geschätzten ersten Richtung entsprechend einer Gleichung berechnet, die repräsentiert, dass die Amplitude des durch die Stromerfassungseinrichtung erfassten Hochfrequenzstroms minimiert wird, wenn die Winkeldifferenz Null ist, wobei die Schätzeinrichtung konfiguriert ist, die geschätzte erste Richtung entsprechend der Winkeldifferenz zu korrigieren, wodurch die Drehposition des Sollmagnetpols geschätzt wird.
7. Gerät nach Anspruch 1, wobei die Feldwicklung als die Eingangswicklung definiert ist, und die Ankerwicklung als die Ausgangswicklung definiert ist.
8. Gerät nach Anspruch 7, wobei das Gerät eine Sollrichtung des Sollmagnetpols, eine geschätzte erste Richtung für die Sollrichtung des Sollmagnetpols, und eine geschätzte zweite Richtung aufweist, die elektromagnetisch senkrecht zu der geschätzten ersten Richtung ist, und die Stromerfassungseinrichtung eine Komponente des in der geschätzten ersten Richtung fließenden Hochfrequenzstroms erfasst, und die Schätzeinrichtung die geschätzte erste Richtung für die Sollrichtung des Sollmagnetpols derart justiert, dass eine Amplitude der Komponente des durch die Stromerfassungseinrichtung erfassten Hochfrequenzstroms maximiert wird, wodurch die justierte geschätzte erste Richtung als die Drehposition des Sollmagnetpols geschätzt wird.
9. Gerät nach Anspruch 7, wobei das Gerät eine Sollrichtung des Sollmagnetpols, eine geschätzte erste Richtung für die Sollrichtung des Sollmagnetpols, und eine geschätzte zweite Richtung aufweist, die elektromagnetisch senkrecht zu der geschätzten ersten Richtung ist, und die Stromerfassungseinrichtung eine Komponente des in der geschätzten zweiten Richtung fließenden Hochfrequenzstroms erfasst, und die Schätzeinrichtung die geschätzte erste Richtung für die Sollrichtung des Sollmagnetpols derart justiert, dass eine Amplitude der Komponente des durch die Stromerfassungseinrichtung erfassten Hochfrequenzstroms minimiert wird, wodurch die justierte geschätzte erste Richtung als die Drehposition des Sollmagnetpols geschätzt wird.
10. Gerät nach Anspruch 7, wobei das Gerät eine Sollrichtung des Sollmagnetpols, eine geschätzte erste Richtung für die Sollrichtung des Sollmagnetpols und eine geschätzte zweite Richtung aufweist, die elektromagnetisch senkrecht zu der ersten Richtung ist, die Stromerfassungseinrichtung eine erste Komponente des in der geschätzten ersten Richtung fließenden Hochfrequenzstroms erfasst, und eine zweite Komponente des in der geschätzten zweiten Richtung fließenden Hochfrequenzstroms erfasst, und die Schätzeinrichtung die Drehposition des Sollmagnetpols des Rotors entsprechend den ersten und zweiten Komponenten des durch die Stromerfassungseinrichtung erfassten Hochfrequenzstroms schätzt.
11. Gerät nach Anspruch 7, wobei das Gerät eine Sollrichtung des Sollmagnetpols, eine geschätzte erste Richtung für die Sollrichtung des Sollmagnetpols und eine geschätzte zweite Richtung aufweist, die elektromagnetisch senkrecht zu der geschätzten ersten Richtung ist, wobei das Gerät weiterhin aufweist: eine Gleichstromleistungsquelle, einen Schalter, der zwischen der Feldwicklung und der Gleichstromleistungsquelle geschaltet ist, eine Feldspannungsbestimmungseinrichtung, die eine Feldbefehlsspannung für die Feldwicklung bestimmt, und eine Feldstelleinrichtung, die eine Impulsbreitenmodulationsaufgabe durchführt, die die Feldbefehlsspannung mit einem zyklischen Trägersignal in der Amplitude vergleicht, um ein Impulsantriebssignal mit einem steuerbaren Tastgrad zu erhalten, und Ein-Aus-Operationen des Schalters entsprechend dem Impulsantriebssignal steuert, wobei auf diese Weise ein Wert eines durch die Feldwicklung fließenden Feldstroms auf einen Sollstromwert gesteuert wird, wobei die Stromerfassungseinrichtung konfiguriert ist, eine erste Komponente des Hochfrequenzstroms, der in der geschätzten ersten Richtung fließt, und/oder eine zweite Komponente des Hochfrequenzstroms, die in der geschätzten zweiten Richtung fließt, zu erfassen, die Schätzeinrichtung konfiguriert ist, die Drehposition des Sollmagnetpols des Rotors entsprechend zumindest einer der ersten und zweiten Komponenten des Hochfrequenzstroms zu schätzen, die durch die Stromerfassungseinrichtung erfasst werden.
12. Gerät nach Anspruch 1, wobei das Gerät eine Sollrichtung des Sollmagnetpols, eine geschätzte erste Richtung für die Sollrichtung des Sollmagnetpols, und eine geschätzte zweite Richtung aufweist, die elektromagnetisch senkrecht zu der geschätzten ersten Richtung ist, wobei das Gerät weiterhin aufweist: eine Bestimmungseinrichtung, die entsprechend einer Polarität einer Änderung von jedem eines ersten Stroms, eines zweiten Stroms und eines Feldstroms bestimmt, innerhalb welcher von ersten, zweiten, dritten und vierten Winkelregionen sich eine Winkeldifferenz zwischen der Sollrichtung des Sollmagnetpols und der geschätzten ersten Richtung befindet, wobei der erste Strom in der geschätzten ersten Richtung fließt, der zweite Strom in der geschätzten zweiten Richtung fließt, der Feldstrom in der Feldwicklung fließt, und eine elektrische Winkelperiode des Rotors gleichmäßig in die ersten, zweiten, dritten und vierten Winkelregionen unterteilt ist.
13. Gerät nach Anspruch 12, weiterhin mit einer Korrektureinrichtung, die die Drehposition des Sollmagnetpols des Rotors entsprechend dem Ergebnis der Bestimmung durch die Bestimmungseinrichtung korrigiert.
14. Gerät nach Anspruch 12, wobei die rotierende elektrische Maschine eine rotierende elektrische Maschine der Vollpolbauart ist.

Images