CZ300902B6 - Wideband radar sensor for detecting and measuring armor-piercing shells - Google Patents
Wideband radar sensor for detecting and measuring armor-piercing shells Download PDFInfo
- Publication number
- CZ300902B6 CZ300902B6 CZ20080322A CZ2008322A CZ300902B6 CZ 300902 B6 CZ300902 B6 CZ 300902B6 CZ 20080322 A CZ20080322 A CZ 20080322A CZ 2008322 A CZ2008322 A CZ 2008322A CZ 300902 B6 CZ300902 B6 CZ 300902B6
- Authority
- CZ
- Czechia
- Prior art keywords
- output
- input
- broadband
- phase shift
- mixer
- Prior art date
Links
Landscapes
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
Description
Oblast technikyTechnical field
Předkládané řešení se týká širokopásmového radarového senzoru pro detekci a měření pancéřových střel, který je špatně zaměřitelný a tedy senzor není možné jednoduše najít a popřípadě zneškodnit.The present invention relates to a broadband radar sensor for detecting and measuring armored missiles, which is difficult to locate and thus cannot be easily found and possibly disposed of.
ioio
Dosavadní stav technikyBACKGROUND OF THE INVENTION
Vojenská vozidla nejrůznějších typů patří mezi nejvíce ohrožené vojenské cíle, a to i vozidla velmi dobře opancéřovaná. Důvodem je existence velkého počtu specializovaných střel, které jsou schopné prorazit i velmi silné pancíře. Příkladem mohou být tzv. kinetické podkalibemí střely nebo kumulativní střely. Kinetické střely jsou tvořeny relativně tenkým šípem s vysokou hmotností a jsou vystřelovány velmi vysokou rychlostí až 1700 m/s z tankových nebo dělových hlavní. Takové střely jsou schopné prorazit pancíř takové tloušťky, která se přibližně shoduje s délkou střely. Kinetický šíp dlouhý 50 cm je schopný prorazit pancíř silný až 50 cm, kinetický Šíp dlouhý l m je schopný prorazit pancíř silný až 1 m. Ze strategického hlediska jsou možná ještě nebezpečnější tzv. kumulativní střely. Ty mají hlavici s náloží a měděným kalíškem, hlavice je přitom poháněna malým raketovým motorem. Při dopadu na cíl je aktivována nálož, která stlačí kalíšek a vytvoří z něj cca 10 mm silný paprsek stlačené mědi pohybující se rychlostí až 10 000 m/s. Takový paprsek je schopný prorazit pancíř až 30 cm silný. Hlavní nebezpečí kumu25 lativních střel je v tom, že jsou výrobně velmi levné, byly jich vyrobeny desítky miliónů kusů, mohou být odpáleny z jednoduchého ručního odpalovače a jsou jimi vybaveny oficiální i neoficiální armády a teroristické skupiny i v těch nejchudších zemích třetího světa. Tyto kumulativní střely představují obrovské nebezpečí nejen pro jakékoliv vozidlo, ale třeba i pro vrtulník, a to téměř kdekoliv na světě.Military vehicles of various types are among the most endangered military targets, even vehicles very well armored. The reason is the existence of a large number of specialized missiles, which are able to break through even very strong armor. Examples are the so-called kinetic podkalibemí projectiles or cumulative projectiles. Kinetic missiles are made up of relatively thin arrows with a high weight and are fired at a very high speed of up to 1700 m / s from tank or cannon barrels. Such bullets are capable of piercing armor of a thickness that approximately matches the length of the bullet. A 50 cm kinetic arrow is capable of penetrating up to 50 cm thick armor, a 1 m kinetic Arrow is capable of penetrating up to 1 m thick armor. The so-called cumulative missiles may be even more dangerous from a strategic point of view. They have a warhead with a bomb and a copper cup, while the warhead is powered by a small rocket engine. On impact, a charge is activated to compress the cup and make it a 10 mm thick jet of compressed copper moving at up to 10,000 m / s. Such a beam is capable of piercing armor up to 30 cm thick. The main danger of cumulative latent missiles is that they are very cheap to manufacture, tens of millions produced, can be fired from a simple handheld launcher, and equipped with official and unofficial armies and terrorist groups in the poorest third world countries. These cumulative missiles present a huge danger not only for any vehicle but also for a helicopter, almost anywhere in the world.
Při takových schopnostech a rozšíření protipancéřových střel není možné ani efektivní zvyšovat bezpečnost vojenských vozidel zvyšováním tloušťky pancířů. Vozidla s extrémně silnými pancíři by byla velmi drahá, velmi těžká, měla by špatnou průchodnost a byla by špatně ovladatelná. I tak by byla stále relativně snadno zranitelná. Pozornost je proto spíše zaměřována na tzv. aktiv35 ní ochranu. Principem aktivní ochrany je detekce letící protipancéřové střely a aktivace určité formy protistřely, která je schopná střelu ohrožující bojové vozidlo zneškodnit nebo alespoň snížit její účinky. Obranné prostředky tohoto typu jsou zatím spíše ve stádiu vývoje, nicméně některé z nich dosahují pozoruhodné výsledky a jsou určitě velmi perspektivní.With such capabilities and the expansion of armor-piercing missiles, it is neither possible nor effective to increase the safety of military vehicles by increasing the thickness of the armor. Vehicles with extremely thick armor would be very expensive, very heavy, poorly maneuverable and difficult to handle. Even so, it would still be relatively vulnerable. The focus is therefore on so-called asset protection35. The principle of active protection is the detection of a flying armored missile and activation of a form of counter-missile, which is able to destroy a missile threatening combat vehicle or at least reduce its effects. Defense means of this type are still rather in development, but some of them are achieving remarkable results and are certainly very promising.
Základem většiny prostředků aktivní ochrany je senzor nebo skupina senzorů, které jsou schopné detekovat letící ohrožující střelu a vyslat informace nebo i spouštěcí impulsy pro aktivaci protistřely. Pro detekci mohou tyto senzory využívat optické paprsky nebo elektromagnetické vlny v mikrovlnné frekvenční oblasti. Výhodou optických systémů bude určitě možnost přesnější lokalizaci střely, výhodou mikrovlnných senzorů by mohla být větší odolnost detekce například proti prachu nebo vodním kapkám. Pro zabezpečení vysoké spolehlivosti detekce lze doporučit spolupráci obou typů senzorů.The basis of most active protection devices is a sensor or group of sensors that are capable of detecting a flying threatening missile and sending information or triggering pulses to activate the counter-missile. For detection, these sensors can utilize optical beams or electromagnetic waves in the microwave frequency domain. The advantage of optical systems will certainly be the possibility of more accurate location of missiles, the advantage of microwave sensors could be greater detection resistance, for example, against dust or water droplets. To ensure high reliability of detection it is recommended to cooperate with both types of sensors.
Senzory využívající elektromagnetické vlny jsou obvykle založené na radarovém principu. Vysílač senzoru spolu s vysílací anténou vyšlou k monitorované střele mikrovlnný výkon jehož maláSensors using electromagnetic waves are usually based on the radar principle. The sensor transmitter together with the transmitting antenna will transmit microwave power to the monitored missile whose low power
Část se od střely odráží a vrací se zpět k přijímači. Z přijaté odražené vlny lze vyhodnotit některé důležité parametry střely. Základním parametrem radarového senzoru je jeho maximální dosah 7?^. Ten je dán vztahem:Part of the bounce is reflected and returned to the receiver. Some important parameters of the projectile can be evaluated from the received reflected wave. The basic parameter of the radar sensor is its maximum range of 7? ^. This is given by:
PrG,G,RCS λ1 P r G, G, RCS λ 1
Význam jednotlivých proměnných v tomto vztahuje následující:The meaning of each variable in this applies to the following:
Pv je vysílaný výkonP v is the transmitted power
Gv je maximální zisk vysílací antény Gp je maximální zisk přijímací antény RCS je efektivní odrazná plocha střely λ je vlnová délka vysílané elektromagnetické vlny λ = c //, kde ío c =3.108 m/s je rychlost světla a/je vysílaná frekvenceG v is the maximum gain of the transmitting antenna G p is the maximum gain of the receiving antenna RCS is the effective reflective surface of the projectile λ is the wavelength of the emitted electromagnetic wave λ = c // where o c = 3.10 8 m / s is the speed of light
5/Λζηΐη je minimální hodnota odstupu signál-šum, při které je senzor schopný informace o cíli spolehlivě zpracovat5 / Λζηΐη is the minimum signal-to-noise ratio at which the sensor is able to process target information reliably
K je Boltzmanova konstanta k = 1,38.1023 JIKK is Boltzman constant k = 1,38.10 23 JIK
1\ je ekvivalentní šumová teplota radarového systému1 \ is the equivalent noise temperature of the radar system
B(, je efektivní frekvenční šířka pásma přijímačeB ( , is the effective frequency bandwidth of the receiver
Ve vztahu pro ř?max se vyskytuje celá řada proměnných, nicméně většina z nich je do značné míry determinovaná.In a relationship for ř? max has a number of variables, but most of them are largely determined.
Dosah senzoru lze zvýšit použitím vyššího výstupního výkonu P„ nicméně generování vyšších výkonů je v mikrovlnné oblasti relativně drahé, vede to na rozměrné obvody chladiče a senzor s vysokým vysílaným výkonem je z vojenského hlediska možné snadno zaměřit a deaktivovat.The sensor range can be increased by using higher output power P however, generating higher power in the microwave area is relatively expensive, leading to large heat sink circuits, and the high power sensor can be easily pinpointed and deactivated from a military point of view.
Hodnoty zisků G„ a Gp odpovídají požadovaným vyzařovacím anténním diagramům. Pokud je požadováno přehledové monitorování, je nutné použít antény se širokými vyzařovacími diagramy a tedy s nízkým ziskem.The gain values G 'and G p correspond to the required radiation antenna diagrams. If surveillance monitoring is required, it is necessary to use antennas with wide radiation diagrams and thus with low gain.
Hodnoty efektivní odrazné plochy střely, dále jen RCS, jsou dány rozměry a tvarem monitorovaných střel a úhlem, pod kterým senzor tyto střely měří.The values of effective reflective surface of the projectile, hereinafter referred to as RCS, are given by the size and shape of the monitored projectiles and the angle at which the sensor measures these projectiles.
Standardní používaná minimální hodnota odstupu signál-šum při které je senzor schopný informace o cíli spolehlivě zpracovat je 15 až 20 dB.The standard minimum signal-to-noise ratio at which the sensor is able to process target information reliably is 15 to 20 dB.
Hodnota ekvivalentní šumové teploty radarového systému ΓΛ se skládá z šumové teploty přijíma35 cí antény TA a z šumové teploty vlastního přijímače Tp. Vzhledem k tomu, že přijímací anténa je často zaměřena na zemský povrch, je nutné uvažovat teplotu TA = 3()0Ál· Vstupní obvody radarových přijímačů bývají relativně komplikované, takže v praxi není jednoduché dosáhnout hodnot Tp nižších než cca 600 K. Výsledná hodnota ΤΛ bývá kolem 900 K nebo i vyšší.The equivalent noise temperature value of the radar system Γ Λ consists of the noise temperature of the receiving antenna T A and the noise temperature of the actual receiver T p . Since the receiving antenna is often focused on the Earth's surface, it is necessary to consider the temperature T A = 3 () 0Al · The input circuits of radar receivers are relatively complicated, so in practice it is not easy to reach T p values lower than about 600 K. the value of Λ Λ is around 900 K or even higher.
Šumová šířka pásma Bť je dominantně určena potřebným rozsahem dopplerovských frekvencí fd=2 Jvyc, kde vr je radiální složka rychlosti střely vůči senzoru.The noise bandwidth B t ' is predominantly determined by the necessary range of doppler frequencies fd = 2 Jvyc, where v r is the radial component of the velocity of the projectile relative to the sensor.
Výše uvedený přehled ukazuje, že dosah senzoru je zásadním způsobem ovlivněn parametrem RCS. Ten popisuje schopnost cíle odrážet elektromagnetické vlny zpět k vysílači. Problémem detekce předmětných protipancéřových střel je skutečnost, že hodnoty RCS jsou velmi závislé na geometrii střel, na geometrii sledování střel, na pracovní frekvenci senzoru a že se u jednotlivých střel zásadním způsobem liší. Na obr. 1 jsou uvedeny frekvenční charakteristiky RCS vynesené v rozsahu 6 až 11,5 GHz vypočtené pro výše uvedené typy střel, tedy pro kinetický šíp délky 50 cm a kumulativní střelu RPG-7, a to pro případ kdy střela letí přímo na senzor. V zobrazenémThe above overview shows that the sensor range is significantly affected by the RCS parameter. This describes the ability of the target to reflect electromagnetic waves back to the transmitter. The problem with the detection of the armored missiles in question is that the RCS values are very dependent on the geometry of the missiles, the geometry of the missile tracking, the operating frequency of the sensor, and that they vary substantially from one missile to another. Figure 1 shows the RCS frequency characteristics plotted in the 6 to 11.5 GHz range calculated for the above-mentioned missile types, a 50 cm kinetic arrow and an RPG-7 cumulative missile, when the missile flies directly to the sensor. In the shown
-2diagramu je „Mtssile A“ kumulativní střela RPG-7 a „Missile B“ je podkalibemí kinetická střela délky 50 cm. Uvedené frekvenční závislosti RCS vykazují výrazná maxima a minima, přičemž jejich polohy a hodnoty jsou pro jednotlivé střely rozdílné. Hodnoty RCS v maximech jsou i více než lOOx vyšší než v minimech. Důsledkem je skutečnost, že na frekvencích odpovídajících minimům RCS je dosah senzoru výrazně kratší a některé střely mohou být na těchto frekvencích téměř „neviditelné“. Prakticky provedené testy potvrzují, že se dosah senzoru může pro některé střely na některých frekvencích snížit natolik, že nezbývá dostatečný čas na aktivaci protistřely.-2gramgram is "Mtssile A" cumulative missile RPG-7 and "Missile B" is a podkalibemí kinetic missile length 50 cm. The above-mentioned RCS frequency dependencies show significant maxima and minima, and their positions and values are different for individual missiles. RCS values in maxima are even more than 100 times higher than in minima. As a result, at frequencies corresponding to the RCS minimums, the sensor range is considerably shorter and some missiles may be almost “invisible” at these frequencies. Practical tests confirm that the range of the sensor for some missiles at some frequencies can be reduced enough that there is not enough time to activate the counter-missile.
Stávající radarové senzory často používají pro detekci a měření jednoduchý signál s jednou pralo covní frekvencí. Takové senzory jsou konstrukčně a výrobně velmi jednoduché a levné, nicméně při detekci protipancéřových střel je nutné počítat s výše uvedenými problémy. Problémy jsou takového charakteru, že tento typ senzorů je pro dané účely spíše nepoužitelný. Na vozidlo může zaútočit mnoho různých typů střel a nejistota, že detekce bude nespolehlivá, je v daných souvislostech velmi pravděpodobně nepřijatelná.Existing radar sensors often use a single signal at one operating frequency for detection and measurement. Such sensors are very simple and inexpensive to design and manufacture, however, the problems mentioned above must be taken into account when detecting armored missiles. The problems are of such a nature that this type of sensor is rather unusable for a given purpose. The vehicle can be attacked by many different types of missiles and the uncertainty that detection will be unreliable is very unacceptable in the context.
Je znám například patent US 5 999 119, jehož struktura, tak jako u předkládaného nového řešení, vychází ze známé struktury CW radaru, tedy radaru s jednou konstantní měřicí frekvencí a obálkou, s mezifrekvenčním zpracováním signálu. Toto řešení používá přídavnou fázovou 2-stavovou modulaci, přičemž vysílaný signál je modulován pseudonáhodnou posloupností. Přijatý sig20 nál odražený od cíle je v přijímači fázově demodulován a je zrekonstruována časově zpožděná pseudonáhodná posloupnost. Vzdálenost cíle se zde počítá ze zpoždění posloupnosti určeného v modelátorech, dopplerovský posuv a tedy i rychlost cíle se počítá z FFT analýzy. Základní nevýhodou tohoto řešení pro účely detekce a měření velmi rychlých protipancéřových střel jsou vysoké časové nároky na digitální zpracování signálů, zejména na nezbytné výpočty korelací.For example, U.S. Pat. No. 5,999,119 is known whose structure, as in the present novel solution, is based on the known CW radar structure, i.e. radar with one constant measuring frequency and envelope, with inter-frequency signal processing. This solution uses additional phase 2-state modulation, wherein the transmitted signal is modulated by a pseudo-random sequence. The received signal reflected from the target is phase demodulated in the receiver and the time-delayed pseudo-random sequence is reconstructed. The target distance here is calculated from the delay of the sequence specified in the modelers, the Doppler shift and thus the target speed is calculated from the FFT analysis. The main disadvantage of this solution for the purpose of detection and measurement of very fast armored missiles is the high time requirements for digital signal processing, especially for the necessary correlation calculations.
Do téže oblasti techniky spadá i patent US 4 788 547. Jedná se o radarový senzor, který je určen pro navádění střel vzduch-vzduch a spolupracuje s bojovým letadlem. Tato struktura neobsahuje vysílač, jen velmi složitý přijímač. Pro detekci a měření velmi rychlých střel země-země není toto řešení použitelné.U.S. Pat. No. 4,788,547 also belongs to the same field of technology. It is a radar sensor which is designed to guide air-to-air missiles and cooperates with a combat aircraft. This structure does not include a transmitter, only a very complex receiver. This solution is not applicable for the detection and measurement of very fast ground-to-ground missiles.
Podstata vynálezuSUMMARY OF THE INVENTION
Navržený senzor řeší zejména výše popsané problémy s frekvenčně závislými hodnotami RCS a souvisejícími dosahy senzoru a spolehlivostí detekce. Jeho podstatou je, že sestává z oscilátoru spojeného přes zesilovač se vstupem prvního děliče, jehož jeden výstup je spojen se vstupem místního oscilátoru upkonvertoru, který má jeden výstup spojen přes pásmovou propust a výkonový zesilovač s vysílací anténou. Druhý výstup prvního děliče je spojen se vstupem druhého děliče, který má stejný fázový posuv obou výstupů. První výstup druhého děliče je spojen se vstupem místního oscilátoru prvního směŠovaČe a jeho druhý výstup je spojen se vstupem místního oscilátoru druhého směšovače. Signálový vstup prvního a druhého směšovače jsou spojeny s výstupy vstupního děliče s fázovým posuvem 90° mezi výstupy. Tento vstupní dělič je svým vstupem připojen na výstup nízkošumového předzesilovače, na jehož vstup je zapojena přijímací anténa. Mezifrekvenční výstup prvního směšovače je propojen přes první filtr typu pásmová pro45 pust najeden vstup sčítacího členu s fázovým posuvem -90° respektive 0°. Na druhý vstup scítacího členu je přes druhý filtr typu pásmová propust připojen mezifrekvenční výstup druhého směšovače. Jeden z výstupů sčítacího členu je spojen se signálovým vstupem třetího směšovače a druhý výstup sčítacího členu je spojen se signálovým vstupem čtvrtého směšovacího obvodu. Vstup místního oscilátoru třetího směšovače je spojen s jedním výstupem třetího děliče, který má stejný fázový posuv do obou výstupů, na jehož druhý výstup je připojen vstup čtvrtého směšovače. Vstup třetího děliče je propojen s prvním výstupem generátoru frekvenčních skoků, který má druhý výstup spojen s mezifrekvenčním vstupem upkonvertoru. Výstup třetího směšovače je spojen se vstupem prvního filtru typu dolní propust, který má výstup signálu odpovídající dopplerovské frekvenci dolního postranního pásma. Výstup čtvrtého směšovače je spojen se vstupemIn particular, the proposed sensor solves the problems described above with frequency-dependent RCS values and the associated sensor range and detection reliability. Its essence is that it consists of an oscillator coupled via an amplifier to the input of the first divider, one output of which is coupled to the input of the local upconverter oscillator, which has one output coupled through a band-pass filter and a power amplifier to the transmitting antenna. The second output of the first divider is coupled to the input of the second divider having the same phase shift of both outputs. The first output of the second divider is coupled to the local oscillator input of the first mixer and its second output is coupled to the local oscillator input of the second mixer. The signal inputs of the first and second mixers are coupled to the outputs of the input divider with a 90 ° phase shift between the outputs. This input splitter is connected to the output of a low-noise preamplifier, to which the receiving antenna is connected. The intermediate frequency output of the first mixer is coupled through a first 45-pass bandpass filter per input of the adder with a phase shift of -90 ° and 0 °, respectively. The second inlet of the second mixer is connected to the second input of the screening member via a second bandpass filter. One of the outputs of the adder is coupled to the signal input of the third mixer and the other outputs of the adder is coupled to the signal input of the fourth mixer circuit. The local mixer input of the third mixer is coupled to one output of a third divider having the same phase shift to both outputs to which the second mixer input is connected. The input of the third divider is coupled to the first output of the frequency hop generator, which has the second output coupled to the intermediate frequency input of the converter. The output of the third mixer is coupled to the input of a first low-pass filter having a signal output corresponding to the lower sideband doppler frequency. The output of the fourth mixer is connected to the input
-3CZ 300902 B6 druhého filtru typu dolní propust, který má výstup signálu odpovídající dopplerovské frekvenci horního postranního pásma.A second low-pass filter having a signal output corresponding to the upper side-band Doppler frequency.
V jednom možném provedení je druhý dělič realizován příčkovým článkem se čtyřmi úseky mikropáskového vedení s délkou λ/4, kde jedna z bran příčkového článkuje zakončena bezodrazovou koncovkou.In one possible embodiment, the second divider is realized by a cross-member with four sections of microstrip guide having a length λ / 4, where one of the cross-member gates is terminated by an anechoic terminal.
Sčítací obvod může být s výhodou tvořen na vstupu spojeném s prvním filtrem prvním širokopásmovým dělicím obvodem majícím stejný fázový posuv do obou výstupů a na vstupu spojeio ném s druhým filtrem druhým širokopásmovým dělícím obvodem majícím také stejný fázový posuv do obou výstupů. Dále je sčítací obvod tvořen prvním širokopásmovým sčítacím obvodem majícím rozdíl fází přenosů mezi dvěma vstupy a výstupem rovným 90° a druhým širokopásmovým sčítacím obvodem majícím rovněž rozdíl fází přenosů mezi dvěma vstupy a výstupem rovným 90°. Výstupy prvního a druhého širokopásmového dělicího obvodu jsou výstupy sčítacího obvodu. Vstup prvního širokopásmového sčítacího obvodu s relativním fázovým posuvem -90° je napojen na výstup prvního širokopásmového dělicího obvodu a vstup prvního širokopásmového sčítacího obvodu s relativním fázovým posuvem 0° je napojen na výstup druhého širokopásmového dělicího obvodu. Analogicky pak vstup druhého širokopásmového sčítacího obvodu s relativním fázovým posuvem -90° je napojen na výstup druhého širokopásmového dělicího obvodu a vstup druhého Širokopásmového sčítacího obvodu s relativním fázovým posuvem 0° je napojen na výstup prvního širokopásmového dělicího obvodu.The addition circuit may preferably be formed at an inlet coupled to the first filter by a first broadband splitter circuit having the same phase shift to both outlets and at an inlet coupled to the second filter by a second broadband splitter circuit having also the same phase shift to both outlets. Further, the adder circuit comprises a first broadband adder circuit having a phase transfer difference between two inputs and an output equal to 90 ° and a second broadband adder circuit also having a phase transfer difference between two inputs and an output equal to 90 °. The outputs of the first and second broadband splitter circuits are outputs of the adder circuit. The input of the first broadband adder circuit with a relative phase shift of -90 ° is connected to the output of the first wideband splitter circuit, and the input of the first broadband adder circuit with a relative phase shift of 0 ° is connected to the output of the second broadband splitter circuit. Analogously, the input of the second broadband adder circuit with a relative phase shift of -90 ° is connected to the output of the second broadband splitter circuit, and the input of the second broadband adder circuit with a relative phase shift of 0 ° is connected to the output of the first broadband splitter circuit.
Základní ideou uvedeného řešení je použití techniky zvané „frequency hopping“ (FH), kdy vysílač ve skocích velmi rychle mění výstupní vysílanou frekvenci, a to v relativně širokém frek25 venčním pásmu. V dané aplikaci je vhodné použít takový rozsah skoků, aby byla alespoň v určitém rozsahu pokryta periodicita zvlnění frekvenčních charakteristik RCS. V rozsahu skoků bude potom vždy vedle minim alespoň 1 maximum RSC a pri dostatečně rychlém přepínání frekvencí se nemůže stát, že by střela byla zcela „neviditelná“. Senzor bude vykazovat dosah odpovídající průměrné hodnotě RCS. Vzhledem k tomu, že maxima jsou obvykle široká a plochá a minima úzká a ostrá, bude průměrná hodnota RCS pro spolehlivou detekci vždy dostatečná. Použití techniky „frequency hopping“ přináší pro danou aplikaci i další důležitou výhodu. Pri vysílání 1 měřicí frekvence je možné zdroj vysílání celkem jednoduše zaměřit Ve vojenských aplikacích to je docela zásadní problém, neboť lze takový senzorem vysílaný signál využít pro zaměření bojového vozidla a případně i pro navedení zneškodňující střely. Při použití metody „frequency hopping“ se vysílané frekvence velmi rychle skokově mění a zaměření zdroje vysílání je podstatně složitější. Metoda „frequency hopping“ patří mezí vojenské techniky utajeného vysílání a radiové komunikace.The basic idea of this solution is to use a technique called frequency hopping (FH), in which the transmitter changes the output frequency very quickly in a relatively wide frequency range. In a given application, it is advisable to use a range of jumps such that the frequency of the RCS frequency response is covered at least to some extent. In the range of jumps, there will always be at least 1 RSC maximum next to the minima, and if the frequency switching is fast enough, the missile cannot be completely “invisible”. The sensor will have a range corresponding to the average RCS value. Since maxima are usually wide and flat and minima narrow and sharp, the average RCS value will always be sufficient for reliable detection. The use of frequency hopping brings another important advantage for the application. When transmitting 1 measuring frequency, it is quite easy to aim the source of transmission In military applications, this is quite a major problem, because such a sensor transmitted signal can be used to target a combat vehicle and possibly to guide the destructive missile. When using frequency hopping, the transmitted frequencies change very rapidly and the orientation of the broadcast source is much more complex. Frequency hopping is among the military techniques of clandestine broadcasting and radio communication.
Výhodou uvedeného řešení je, že senzor používá pro měření širokopásmový signál, a tedy měření je odolné proti minimům RCS. Měřicí širokopásmový signál je získán upkonverzí, přičemž jsou použita obě postranní pásma. Odpadá tak problém s výběrem jen jednoho postranního pásma, při kterém je nutné použít mikrovlnný filtr s dosti vysokými nároky na strmost frekvenční charakteristiky. Použití měřícího signálu se dvěma postranními pásmy však může vést na výstupu přijímače ke vzniku záznějů daných součtem dvou signálů Δ/φρ a Δβρρ s málo odlišnými frekvencemi.The advantage of said solution is that the sensor uses a wideband signal for measurement, and thus the measurement is resistant to RCS minima. The measuring broadband signal is obtained by upconversion using both sidebands. This eliminates the problem of selecting only one sideband in which it is necessary to use a microwave filter with fairly high demands on the steepness of the frequency response. However, the use of a measuring signal with two sidebands may result in the output of the receiver resulting from the sum of the two signals Δ / φ ρ and Δβ ρρ with slightly different frequencies.
Pri vzniku záznějů existují časové úseky, kdy se signály s frekvencemi a &fhPP navzájem odečítají a na výstupu přijímače je pro další zpracování k dispozici jen velmi slabý signál. To by velmi pravděpodobně vedlo ke snížení spolehlivosti detekce a měření střel. Navržené zapojení odděluje signály dopplerovských frekvencí odpovídajících dolnímu postrannímu pásmu a hornímu postrannímu pásmu již ve vysokofrekvenčních obvodech senzoru. V nízkofrekvenčních obvodech senzoru proto nemůže dojít ke vzniku záznějů. Další výhodou je, že senzor měří odrazy od měřené střely vždy současně na dvou různých frekvencích a sekvenčně na řadě různých frekvencí. Zpracováním výstupních signálů lze získat řadu informací o parametrech střely pro její bližší identifikaci. Signály typu „frequency hopping“ jsou z vojenského hlediska špatně zaměřitelné, senzor není možné jednoduše najít a popřípadě zneškodnit.There are periods of time when sounds occur when the frequency and & fh PP signals are subtracted from each other and only a very weak signal is available at the receiver output for further processing. This would very likely lead to a reduction in the reliability of missile detection and measurement. The proposed circuit separates the doppler frequency signals corresponding to the lower sideband and the upper sideband already in the high-frequency circuits of the sensor. Therefore, no noise can occur in the sensor's low-frequency circuits. Another advantage is that the sensor measures reflections from the measured missile simultaneously at two different frequencies and sequentially at a number of different frequencies. By processing the output signals, a lot of information about the missile parameters can be obtained for more detailed identification. Frequency hopping signals are difficult to locate from a military point of view, the sensor cannot be easily found and possibly disposed of.
_ Λ __ Λ _
Vzhledem k patentu US 5 999 119 je výhodou, že navržené řešení vyžaduje při digitálním zpracování jen velmi jednoduché a výpočetně rychlé matematické operace. Je tedy schopné rychleji měřit předmětné střely. Kromě toho použití techniky „frequency hopping“ vede k podstatně širšímu měřicímu frekvenčnímu pásmu a tedy i k podstatně vyšší odolnosti měření vzhledem k frekvenčním závislostem RCS různých typů střel. Nezanedbatelnou výhodou je i vyšší ochrana před zaměřením radarového senzoru nepřítelem než tomu může být v případě použití zařízení dle US 5 999 119.With respect to US 5,999,119, it is an advantage that the proposed solution requires only very simple and computationally fast mathematical operations in digital processing. It is therefore able to measure the missiles more quickly. In addition, the use of frequency hopping results in a significantly wider measuring frequency band and thus in a significantly higher measurement resistance due to the frequency dependence of RCS of different types of missiles. A significant advantage is the higher protection against radar sensor sighting by the enemy than it can be when using the device according to US 5 999 119.
io Přehled obrázků na výkresechio Overview of figures in drawings
Řešení bude dále popsáno pomocí přiložených obrázků. Na obr. 1 je uvedena závislost efektivní odrazné plochy střely RCS na frekvenci a na obr. 2 je uvedeno blokové schéma příkladu provedení širokopásmového radarového senzoru pro detekci a měření protipancéřových střel.The solution will be further described by means of the attached figures. Fig. 1 shows the dependence of the effective reflective surface of the RCS missile on frequency, and Fig. 2 shows a block diagram of an exemplary embodiment of a broadband radar sensor for detecting and measuring armor-piercing missiles.
Příklady provedení vynálezuDETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Jeden možný příklad provedení širokopásmového radarového senzoru pro detekci a měření protipancéřových střel podle předkládaného řešení je uveden schematicky na obr. 2.One possible embodiment of a broadband radar sensor for detecting and measuring armor-piercing missiles according to the present invention is shown schematically in Fig. 2.
Širokopásmový radarový senzor je tvořen oscilátorem l·, který je přes zesilovač 2 spojen se vstupem prvního děliče 3. Jeden výstup prvního děliče 3 je spojen se vstupem LO místního oscilátoru upkonvertoru 4, který má jeden výstup spojen přes pásmovou propust 5 a výkonový zesilovač 6 s vysílací anténou 7. Druhý výstup prvního děliče 3 je spojen se vstupem druhého děliče 12, který má stejný fázový posuv obou výstupů. První výstup druhého děliče 12 je spojen se vstupem LO místního oscilátoru prvního směšovače 111 a jeho druhý výstup je spojen se vstupem LO místního oscilátoru druhého směšovače 112. Signálový vstup RF prvního směšovače 111 a signálový vstup RF druhého směšovače 112 jsou spojeny s výstupy vstupního děliče 9 s fázovým posuvem 90° mezi výstupy. Vstupní dělič 9 je svým vstupem připojen na výstup nízkošumového předzesi30 lovače 8, na jehož vstup je zapojena přijímací anténa _U. Mezifrekvenční výstup IF prvního směšovače ΓΗ je propojen přes první filtr 131 typu pásmová propust najeden vstup sčítacího členu 13 s fázovým posuvem -90° respektive 0°, na jehož druhý vstup je přes druhý filtr 132 typu pásmová propust připojen mezifrekvenční výstup IF druhého směšovače 112. Jeden z výstupů sčítacího členu 13 je spojen se signálovým vstupem RF třetího směšovače 151 a druhý jeho je spojen se signálovým RF vstupem čtvrtého směšovacího obvodu 152. Vstup LO místního oscilátoru třetího směšovače 151 je spojen s jedním výstupem třetího děliče 14, který má stejný fázový posuv do obou výstupů, na jehož druhý výstup je připojen vstup LO čtvrtého směšovače 152 a jehož vstup je propojen s prvním výstupem generátoru 15 frekvenčních skoků. Generátor 15 frekvenčních skoků má druhý výstup spojen s vstupem IF upkonvertoru 4. Výstup třetího směšo40 vače 151 je spojen se vstupem prvního filtru 171 typu dolní propust, na jehož výstupu 181 je signál odpovídající dopplerovské frekvenci dolního postranního pásma. Výstup čtvrtého směšovače 152 je spojen se vstupem druhého filtru 172 typu dolní propust, na jehož výstupu 182 je signál odpovídající dopplerovské frekvenci horního postranního pásma.The broadband radar sensor consists of an oscillator 10, which is connected via an amplifier 2 to the input of the first divider 3. One output of the first divider 3 is connected to the input L0 of the local oscillator of the converter 4 having one output connected via a bandpass 5 and a power amplifier 6 s The second output of the first divider 3 is connected to the input of the second divider 12, which has the same phase shift of the two outputs. The first output of the second divider 12 is coupled to the local oscillator input L0 of the first mixer 111 and its second output is coupled to the local oscillator input L0 of the second mixer 112. The RF signal input of the first mixer 111 and the RF signal input of the second mixer 112 are coupled to the with a 90 ° phase shift between the outputs. The input divider 9 is connected via its input to the output of the low-noise pre-stage 30, to which the receiving antenna 11 is connected. The IF output of the first mixer propoj is coupled through the first bandpass filter 131 to the input of the adder 13 with a phase shift of -90 ° and 0 ° respectively, to the second input of which the IF output of the second mixer 112 is connected via the second bandpass filter 132. One of the outputs of the adder 13 is coupled to the RF input signal of the third mixer 151 and the other is connected to the RF signal input of the fourth mixing circuit 152. The local oscillator input L0 of the third mixer 151 is coupled to one output of the third divider 14 having the same phase shift to both outputs, to the second output of which the input L0 of the fourth mixer 152 is connected and whose input is coupled to the first output of the frequency hop generator 15. The frequency hopping generator 15 has a second output coupled to the IF input of the converter 4. The output of the third mixer 40 of the 151 is coupled to the input of the first lowpass filter 171 whose output 181 is a signal corresponding to the lower sideband doppler frequency. The output of the fourth mixer 152 is coupled to the input of the second low-pass filter 172 at the output 182 of which is a signal corresponding to the upper sideband doppler frequency.
Vstupní dělič 9 je v uvedeném příkladě realizován příčkovým článkem se čtyřmi úseky mikropáskového vedení s délkou λ/4, kde jedna zbraň příčkového článku je zakončena bezodrazovou koncovkou 10 o hodnotě 50 Ω.The inlet divider 9 is in this example realized by a bar section with four sections of microstrip line of length λ / 4, where one bar of the bar section is terminated with an echo-free terminal 10 of 50 Ω.
Sěítací člen 13 může být realizován různým způsobem. V uvedeném výhodném provedení je tvořen na vstupu spojeném s prvním filtrem 131 prvním širokopásmovým dělicím obvodem 14 L který má stejný fázový posuv do obou výstupů. Na vstupu spojeném s druhým filtrem 132 je zařazen druhý širokopásmový dělicí obvod 142 rovněž se stejným fázovým posuvem do obou výstupů. Dále je sěítací člen 13 tvořen prvním Širokopásmovým sčítacím obvodem 143 a druhým širokopásmovým sčítacím obvodem 144, které mají rozdíl fází přenosů mezi dvěma vstupy a výstupem rovným 90°, Výstupy prvního a druhého širokopásmového sčítacího obvodu 143 . sCZ 300902 B6 a 144 jsou výstupy sčítacího Členu 13· Vstup prvního širokopásmového sčítacího obvodu 143 s relativním fázovým posuvem -90° je napojen na výstup prvního širokopásmového dělicího obvodu 141 ajeho vstup s relativním fázovým posuvem 0° je napojen na výstup druhého širokopásmového dělicího obvodu 142. Vstup druhého širokopásmového sčítacího obvodu 144 s rela5 tivním fázovým posuvem -90° je napojen na výstup druhého Širokopásmového dělicího obvodu 142 a jeho s relativním fázovým posuvem 0° je napojen na výstup prvního širokopásmového dělicího obvodu 141.The screening member 13 may be implemented in various ways. In said preferred embodiment, it is formed at the inlet connected to the first filter 131 by a first broadband separation circuit 14 L having the same phase shift to both outlets. At the inlet connected to the second filter 132, a second broadband separation circuit 142 is also provided with the same phase shift to both outlets. Further, the screening member 13 comprises a first broadband adder circuit 143 and a second broadband adder circuit 144 having a phase transfer difference between two inputs and an output equal to 90 °. The outputs of the first and second broadband adder circuits 143. sCZ 300902 B6 and 144 are outputs of Adder 13 · The input of the first broadband adder circuit 143 with a relative phase shift of -90 ° is connected to the output of the first wideband splitter circuit 141 and its input with a relative phase shift 0 ° is connected to the output of the second broadband splitter circuit The input of the second broadband adder circuit 144 with a relative phase shift of -90 ° is coupled to the output of the second broadband splitter circuit 142 and its relative 0 ° phase shift is coupled to the output of the first broadband splitter circuit 141.
Signál se střední frekvencí vysílaného frekvenčního pásma f\ je generován oscilátorem 1. Zesiloio vač 2 odděluje oscilátor ]_ od navazujících obvodů a spolu s prvním děličem 3 zajišťuje výkonové úrovně potřebné pro vybuzení vstupu LO místního oscilátoru upkonvertoru 4, prvního směšovačeThe medium frequency signal of the transmitted frequency band f1 is generated by the oscillator 1. The amplifier 2 separates the oscillator 1 from the downstream circuits and together with the first divider 3 provides the power levels needed to excite the LO input of the local oscillator upconverter 4, the first mixer.
Hl a druhého směšovače 112 v obvodu IRM (Image Reject Mixer - směšovaČ oddělující dolní a horní postranní frekvenční pásmo). Generátor frekvenčních skoků generuje sadu frekvencí f2, které se skokově mění v rozsahuaž/2λ· Vhodný rozsah těchto frekvencí je například f2d=H1 and the second mixer 112 in the Image Reject Mixer (IRM) circuit. The Frequency Jump Generator generates a set of frequencies f 2 , which changes in a range of up to / 2 λ · A suitable range of these frequencies is for example f 2d =
100 MHz a f2h = 300 MHz. Upkonvertor 4 směšuje střední frekvenci / s frekvencemi f2, a výsledný signál na výstupu upkonvertoru 4 obsahuje dolní postranní pásmo fi-f2, určitou zbytkovou úroveň střední frekvence/j a horní postranní pásmo /1 + f2. Výstupní spektrum obsahuje dvě frekvenční pásma široká Bv =/2Λ-fid vzdálená od sebe 2/λ/, pro výše uvedené typické hodnoty se jedná o pásma Bv» 2 x 200 MHz vzdálená od sebe 200 MHz. To je dostatečný frekvenční roz20 sah pro to, aby měřicí signál pokryl vedle minim RCS alespoň jedno nebo i více maxim a byla zajištěna velmi dobrá „viditelnost“ jakéhokoliv typu střely.100 MHz and 2 h = 300 MHz. The converter 4 mixes the center frequency / with the frequencies f 2 , and the resulting signal at the output of the converter 4 comprises a lower sideband fi-f 2 , some residual center frequency / s and an upper sideband / 1 + f 2 . The output spectrum contains two frequency bands in a wide B = / 2Λ -fid spaced apart 2 / λ /, to the aforementioned typical values are in range B »2 x 200MHz spaced apart 200 MHz. This is sufficient frequency range for the measurement signal to cover at least one or more maxima alongside the RCS minima and ensure very good 'visibility' of any type of missile.
Širokopásmový signál je filtrován pásmovou propustí 5, zesílen výkonovým zesilovačem 6 a vyslán vysílací anténou 7. Signál odražený od cíle je frekvenčně posunut vlivem Dopplerova jevu a obsahuje frekvence/ -f2 + Δ/ψρ a/i +f2 kde dopplerovský frekvenční posuv odpovídá vysílanému dolnímu postrannímu pásmu/ -f2 a dopplerovský frekvenční posuv cThe broadband signal is filtered by a band-pass filter 5, amplified by a power amplifier 6, and transmitted by a transmitting antenna 7. The signal reflected from the target is frequency shifted by the Doppler effect and contains frequencies / -f 2 + Δ / ψ ρ and / i + f 2 corresponds to the transmitted lower sideband / -f 2 and the Doppler frequency shift c
odpovídá vysílanému hornímu postrannímu pásmu/I + f2. Přitom vr, je radiální složka rychlosti cíle vzhledem k senzoru a c je rychlost světla ve volném prostředí.corresponds to the transmitted upper sideband / I + f 2 . In this case, in r , the radial component of the target velocity relative to the sensor and c is the velocity of light in the free environment.
Výše popsaný signál odražený od cíle je přijat přijímací anténou H, zesílen nízkošumovým předzesilovačem 8 a je přiveden na vstup obvodu IRM. Úkolem tohoto obvodu je směšovat přijatý signál na frekvence f2 takovým způsobem, aby došlo k oddělení dolního postranního pásmaf2kfdw a horního postranního pásma+ \fhrp. Obvod IRM obsahuje vstupní dělič 9, který rozdělí vstupní signál do dvou větví s fázovým posuvem -90° a 0°. Tento vstupní dělič 9 je v pásmu mikrovlnných frekvencí obvykle realizován příčkovým článkem se čtyřmi úseky mikropáskových vedení s délkou V4 s tím, že jedna z bran příčkového článku je zakončena bezodrazovou koncovkou j0. Fázově posunuté signály jsou v prvním směšovací 111 a ve druhém směšovací ΐ 12 směšovány se střední frekvencí f. Signály pro buzení LO vstupů, což jsou vstupy místního oscilátoru prvního směšovače 111 a druhého směšovače 112, jsou získány z jednoho z výstupů prvního děliče 3, a to rozdělením druhým děličem 12, přičemž druhý dělič 12 má stejný fázový posuv do obou výstupů, tedy má fázový rozdíl 0° mezi výstupy. Produkty směšování jsou filtrovány prvním filtrem 131 typu pásmová propust a druhým filtrem 132 typu pásmová propust, které mají pracovní propustné pásmo o něco širší nežf2d ažf2^ ajsou přivedeny na sčítací člen 13 realizující součet s fázovým posuvem -90° resp, 0°.The above-described signal reflected from the target is received by the receiving antenna 11, amplified by the low-noise preamplifier 8 and applied to the input of the IRM circuit. The purpose of this circuit is to mix the received signal to frequencies f 2 in such a way as to separate the lower sideband 2 kfdw and the upper sideband + 1 fp . The IRM circuit includes an input divider 9 that splits the input signal into two branches with a phase shift of -90 ° and 0 °. This input divider 9 in the microwave frequency band is usually realized by a cross-section with four sections of microstrip lines of length V4, with one of the cross-sections of the cross-section being terminated by a non-reflective terminal 10. The phase-shifted signals in the first mixer 111 and the second mixer ΐ 12 are mixed with the middle frequency f. The signals for generating the LO inputs, which are the local oscillator inputs of the first mixer 111 and the second mixer 112, are obtained from one of the outputs of the first divider 3; by dividing by a second divider 12, the second divider 12 having the same phase shift into both outputs, i.e. having a phase difference of 0 ° between the outputs. Products of mixing are filtered by the first filter 131 and bandpass filter 132 of a second type bandpass filter having a passband working slightly wider nežf 2d to F-2 and are supplied to the summing member 13 implements the sum of a phase shift of -90 °, respectively, 0 °.
_ Λ_ Λ
CL 3UU9UZ ΒΟCL 3UU9UZ
Realizace takového sčítacího členu 13 na frekvencích přibližně nad 1 GHz je relativně jednoduchá, doporučit lze stejnou strukturu příčkového členu, jako má vstupní dělič 9. Vzhledem k tomu, že délka jeho ramen je přibližně λ/4, byly by rozměry takového členu pro doporučené pásmo frekvencí/v až například pro 100 až 300 MHz, kde je pásmo omezeno zatím dostup5 nými frekvencemi generátoru 15, který lze realizovat obvody DDS - Dírect Digital Synthesis, příliš rozměrné, kdy délka příčky na běžném substrátu je cca 19 cm, a mohl by mít problémy s parametry na krajích frekvenčního pásma. Navržený obvod řeší tento problém kombinací běžně dostupných širokopásmových dělicích/sčítacích obvodů s fázovým posuvem 0°a 90°. První širokopásmový dělicí obvod 141 dělí signál z výstupu prvního filtru 131 s fázovým posuvem 0° io do obou výstupů. Se stejným fázovým posuvem dělí druhý širokopásmový dělicí obvod 142 signál z výstupu druhého filtru 132. První širokopásmový sčítací obvod 143 sčítá signály z prvního širokopásmového dělicího obvodu 141 a z druhého širokopásmového dělicího obvodu 142, a to signál z výstupu prvního širokopásmového dělicího obvodu 141 s fázovým posuvem 0° a signál z výstupu druhého širokopásmového dělicího obvodu 142 s fázovým posuvem 90°. Druhý širokopásmový sčítací obvod 144 sčítá signál z výstupu prvního širokopásmového dělicího obvodu 141 s fázovým posuvem 90° a signál z výstupu druhého širokopásmového dělicího obvodu 142 s fázovým posuvem 0°. Takto lze realizovat sčítací člen J_3 funkčně ekvivalentní příčkovému členu tvořícímu vstupní dělič 9 i na relativně nízkých frekvencích.Implementing such an adder 13 at frequencies above about 1 GHz is relatively simple, it is recommended to use the same bar structure as the input divider 9. Since its length is approximately λ / 4, the dimensions of such a member would be for the recommended band frequencies / v up to for example 100 to 300 MHz, where the band is limited by the available frequencies of generator 15, which can be realized by DDS - Dírect Digital Synthesis circuits, too large, where the bar length on a common substrate is about 19 cm, problems with parameters at the edges of the frequency band. The proposed circuit solves this problem by combining commercially available broadband separation / addition circuits with 0 ° and 90 ° phase shift. The first broadband splitter circuit 141 divides the signal from the output of the first filter 131 with a phase shift of 10 ° to both outputs. With the same phase shift, the second broadband splitter circuit 142 divides the signal from the output of the second filter 132. The first broadband splitter circuit 143 sums the signals from the first broadband splitter circuit 141 and the second broadband splitter circuit 142, the signal from the output of the first broadband splitter circuit 141 0 ° and a signal from the output of the second broadband splitter circuit 142 with a 90 ° phase shift. The second broadband adder circuit 144 sums the signal from the output of the first wideband splitter circuit 141 with a 90 ° phase shift and the signal from the output of the second broadband splitter circuit 142 with a 0 ° phase shift. In this way, the adder 13 can be realized functionally equivalent to the bar member forming the input divider 9 even at relatively low frequencies.
Funkcí celého obvodu IRM je to, že odseparuje signály dolního a horního postranního pásma vysílaných frekvencí. Na výstupu prvního širokopásmového sčítacího obvodu 143 jsou přítomny signály s frekvencí /2 - &fdPP na výstupu druhého širokopásmového sčítacího obvodu 144 jsou přítomny signály s frekvencí /2 + Δ/^ρ. Tyto signály jsou ve třetím směšovací 151 a ve Čtvrtém směšovači 152 směšovány vždy s aktuální frekvencí/2. Signály s touto frekvencí jsou ke vstupůmThe function of the whole IRM circuit is to separate the lower and upper sideband signals of the transmitted frequencies. At the output of the first broadband adder 143 are present signals with a frequency / 2 - & fd PP on the output of wideband summing circuit 144 are the signals present a frequency / 2 + Δ / ρ ^. In the third mixer 151 and in the fourth mixer 152, these signals are always mixed with the current frequency / 2 . The signals with this frequency are to the inputs
LO místních oscilátorů třetího směšovače 151 a čtvrtého směšovače 152 přivedeny z obvodu generátoru 15, a to přes třetí dělič 14. Signály na výstupech třetího směšovače 151 a čtvrtého směšovače 152 jsou filtrovány prvním a druhým filtrem 171 a 172 typu dolní propust. Na výstupu 181 prvního filtru 171 typu dolní propust je signál odpovídající dopplerovské frekvenci dolního postranního pásma Δ^. Na výstupu 182 druhého filtru 172 typu dolní propust je signál odpovídající dopplerovské frekvenci horního postranního pásma Δ/5,ρρ.The L0 local oscillators of the third mixer 151 and the fourth mixer 152 are fed from the generator circuit 15 through the third divider 14. The signals at the outputs of the third mixer 151 and the fourth mixer 152 are filtered by the first and second low pass filters 171 and 172. At the output 181 of the first lowpass filter 171 there is a signal corresponding to the doppler frequency of the lower sideband. At the output 182 of the second low-pass filter 172 there is a signal corresponding to the upper sideband doppler frequency Δ / 5, ρρ .
Průmyslová využitelnostIndustrial applicability
Širokopásmový radarový senzor lze použít v systémech aktivní ochrany bojových vozidel a objektů, a to pro detekci a měření ohrožujících protipancéřových střel. Signály z výstupů senzoru jsou po zpracování nízkofrekvenčními nebo digitálními obvody schopné aktivovat odpálení protistřely.A broadband radar sensor can be used in active defense systems for combat vehicles and objects to detect and measure threatening armor-piercing missiles. The signals from the sensor outputs are capable of firing counter-missiles after processing by low-frequency or digital circuits.
Claims (2)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CZ20080322A CZ300902B6 (en) | 2008-05-23 | 2008-05-23 | Wideband radar sensor for detecting and measuring armor-piercing shells |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CZ20080322A CZ300902B6 (en) | 2008-05-23 | 2008-05-23 | Wideband radar sensor for detecting and measuring armor-piercing shells |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CZ2008322A3 CZ2008322A3 (en) | 2009-09-09 |
| CZ300902B6 true CZ300902B6 (en) | 2009-09-09 |
Family
ID=41050809
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CZ20080322A CZ300902B6 (en) | 2008-05-23 | 2008-05-23 | Wideband radar sensor for detecting and measuring armor-piercing shells |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CZ (1) | CZ300902B6 (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CZ303331B6 (en) * | 2011-05-25 | 2012-08-01 | Ceské vysoké ucení technické v Praze Fakulta elektrotechnická | Microwave system for detecting, localizing and identifying endangering projectiles |
| CZ303745B6 (en) * | 2011-11-14 | 2013-04-17 | Ceské vysoké ucení technické v Praze Fakulta elektrotechnická | Radar sensor with transmitted continuous wave with additional functions |
Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1082406A (en) * | 1964-08-28 | 1967-09-06 | Babcock Electronics Corp | Double sideband-suppressed carrier doppler distance measuring system |
| US4788547A (en) * | 1972-10-17 | 1988-11-29 | The Marconi Company Limited | Static-split tracking radar systems |
| US5376939A (en) * | 1993-06-21 | 1994-12-27 | Martin Marietta Corporation | Dual-frequency, complementary-sequence pulse radar |
| US5999119A (en) * | 1996-12-18 | 1999-12-07 | Raytheon Company | CW radar range measuring system with improved range resolution |
| US7002511B1 (en) * | 2005-03-02 | 2006-02-21 | Xytrans, Inc. | Millimeter wave pulsed radar system |
| US7151478B1 (en) * | 2005-02-07 | 2006-12-19 | Raytheon Company | Pseudo-orthogonal waveforms radar system, quadratic polyphase waveforms radar, and methods for locating targets |
-
2008
- 2008-05-23 CZ CZ20080322A patent/CZ300902B6/en not_active IP Right Cessation
Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1082406A (en) * | 1964-08-28 | 1967-09-06 | Babcock Electronics Corp | Double sideband-suppressed carrier doppler distance measuring system |
| US4788547A (en) * | 1972-10-17 | 1988-11-29 | The Marconi Company Limited | Static-split tracking radar systems |
| US5376939A (en) * | 1993-06-21 | 1994-12-27 | Martin Marietta Corporation | Dual-frequency, complementary-sequence pulse radar |
| US5999119A (en) * | 1996-12-18 | 1999-12-07 | Raytheon Company | CW radar range measuring system with improved range resolution |
| US7151478B1 (en) * | 2005-02-07 | 2006-12-19 | Raytheon Company | Pseudo-orthogonal waveforms radar system, quadratic polyphase waveforms radar, and methods for locating targets |
| US7002511B1 (en) * | 2005-03-02 | 2006-02-21 | Xytrans, Inc. | Millimeter wave pulsed radar system |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CZ303331B6 (en) * | 2011-05-25 | 2012-08-01 | Ceské vysoké ucení technické v Praze Fakulta elektrotechnická | Microwave system for detecting, localizing and identifying endangering projectiles |
| CZ303745B6 (en) * | 2011-11-14 | 2013-04-17 | Ceské vysoké ucení technické v Praze Fakulta elektrotechnická | Radar sensor with transmitted continuous wave with additional functions |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CZ2008322A3 (en) | 2009-09-09 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| De Martino | Introduction to modern EW systems | |
| Spezio | Electronic warfare systems | |
| EP0465737B1 (en) | Electronic countermeasure system | |
| Stove et al. | Low probability of intercept radar strategies | |
| EP1918734A1 (en) | A multiple input multiple output RADAR system | |
| Fuller | To see and not be seen | |
| US9097793B2 (en) | System for the detection of incoming munitions | |
| CA2385635A1 (en) | Apparatus and method for providing a deception trackless and response system | |
| Shoykhetbrod et al. | A scanning FMCW-radar system for the detection of fast moving objects | |
| Kuschel | VHF/UHF radar. Part 2: Operational aspects and applications | |
| Genova | Electronic Warfare Signal Processing | |
| CZ300902B6 (en) | Wideband radar sensor for detecting and measuring armor-piercing shells | |
| US7505368B2 (en) | Missile defense system | |
| Vardhan et al. | Information jamming in electronic warfare: operational requirements and techniques | |
| CZ301898B6 (en) | Radar sensor with great wideband and high suppression of parasitic signals | |
| US6492937B1 (en) | High precision range measurement technique | |
| Hudec et al. | Multimode adaptable microwave radar sensor based on leaky-wave antennas | |
| Tang et al. | Techniques and System Design of Radar Active Jamming | |
| CZ18758U1 (en) | Wideband radar sensor for detecting and measuring armor-piercing shells | |
| Kassotakis | Modern radar techniques for air surveillance & defense | |
| KR101948572B1 (en) | Front facing countermeasure using incision type front sensing device and method thereof | |
| US6492931B1 (en) | Electronic countermeasures system and method | |
| CA2020397C (en) | Electronic countermeasure system | |
| GB2333198A (en) | Threat detection radar | |
| CZ19454U1 (en) | Radar sensor with great wideband and high suppression of parasitic signals |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | Patent lapsed due to non-payment of fee |
Effective date: 20180523 |